GEBIET DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf bipolare digitale
logische Schaltungen und insbesondere auf bipolare integrierte
Schaltkreise, welche Digitalsignale auf Signalleitungen legen, und sie
gehört zu einer Gruppe von Erfindungen, abgedeckt durch die gleichzeitig
anhängigen Anmeldungen EP-A-0 267 853 und EP-A-0 268 530.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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In einem digitalen logischen Schaltkreis ist eine
wünschenswerte Betriebskenngröße eine hohe Schaltgeschwindigkeit von
einem Logikzustand zum anderen. Andere Erfordernisse, wie die
Leistungsabfuhr, jedoch können Hochgeschwindigkeitskonstruktionen
Beschränkungen unterwerfen. Digitale Signalübertragung erzwingt solche
Beschränkungen; eine hohe Übertragungsrate erfordert jedoch hohe
Schaltgeschwindigkeiten für die Logikschaltkreise, welche die
Logiksignale aussenden und empfangen.
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Ein Typ von Datenübertragung ist Differentialdatenübertragung,
wobei die Differenz im Spannungspegel zwischen zwei Signalleitungen das
übertragene Signal bildet. Differentialdatenübertragung wird
üblicherweise verwendet für die Datenübertragung mit Raten mehr als 100
Kilobaud über lange Distanzen. Rauschsignale verschieben die
Massepegelspannung und erscheinen als Spannungen im gemeinsamen Modus.
Demgemäß werden die nachteiligen Effekte von Rauschen im wesentlichen
verringert.
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Um solche Datenübertragung zu normen, wurden verschiedene
Standards verfolgt. Diese Standards werfen Probleme auf, die überwunden
werden müssen.
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Beispielsweise ein solcher Standard ist der Standard 422,
RS422, der definiert wird durch die Electronics Industry of America,
EIA. Dieser Standard ermöglicht Datenraten bis zu 10 Millionen Baud über
ein verdrilltes Paar von Signalleitungen. Treiberschaltungen, d. h.
Schaltungen, welche Signale auf die Linien legen, müssen in der Lage
sein, ein Minimumdifferentialsignal von 2 V auf die verdrillte
Paarleitung legen, welche mit 100 Ohm Widerstand abgeschlossen ist.
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Dieses Erfordernis bildet eine schwierige Beschränkung für die
Treiberschaltung, wenn die Schaltung gespeist wird mit einer ziemlich
nahe bei Masse liegenden Versorgungsspannung, wie etwa +5 V, eine
üblicherweise verwendete Spannung für die Speisung von integrierten
Schaltkreisen. Diese Treiberschaltung muß in einer 2-V-Differenz
innerhalb der 5-V-Differenz zwischen Spannungsversorgung und Masse
schalten. Die Schaltgeschwindigkeit der Treiberschaltung muß hoch
bleiben, um eine hohe Datenübertragungsrate zu ermöglichen, und die
Schaltung muß in der Lage sein, große Ströme zu verarbeiten, um die
Digitalsignale auf die Signalleitung zu bringen.
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Ein anderes Problem bei RS422 besteht darin, daß die
verdrillte Paarleitung oft verwendet wird als ein Bus, an den eine
Mehrzahl von Treibern, Signalquellen, angeschlossen sind. Wenn mehrere
Treiber an einen gemeinsamen Bus angeschlossen sind, darf nur ein
Treiber zu irgendeiner Zeit Daten übertragen. Die verbleibenden Treiber
sollten in einem hochimpedanten Zustand bleiben, um den Bus nicht zu
belasten. Da große positive und negative Signale gemeinsamen Modus an
den Treiberausgangsklemmen, die an ein Bussystem angeschlossen sind,
erscheinen können, ist das Aufrechterhalten einer hohen Impedanz über
einen weiten Bereich der Spannung gemeinsamen Modus und unabhängig
davon, ob der Treiber mit Leistung versorgt wird oder nicht,
wünschenswert.
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Noch ein weiteres Problem ist die Möglichkeit exzessiver
Ströme durch die Treiberschaltung. Wenn mehrere Treiberschaltungen an
einen Bus angeschlossen sind, können die verschiedenen
Treiberschaltungen an unterschiedlichen Spannungspegeln an Masse gelegt
sein. Dies erzeugt eine Differenz in der Spannung im gemeinsamen Modus
an den Ausgangsklemmen der Treiberschaltungen, wenn mehr als eine dieser
Schaltungen versucht, über den Bus zu irgendeinem Zeitpunkt zu
kommunizieren. Die Spannungsdifferenz erzeugt einen Gleichstrom durch
die Treiberschaltung. Wenn der Strom nicht in irgendeiner Weise begrenzt
wird, kann der Gleichstrom die Temperatur der Schaltung auf so hohe
Werte anheben, daß die Treiberschaltung beschädigt wird, was eine
gemeinsame Gefahr für integrierte Schaltkreise ist.
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Darüberhinaus kann durch unterschiedliche Spannungen des
gemeinsamen Modus ungewünschte Hitze erzeugt werden, und Hitze kann auch
in anderer Weise erzeugt werden. Die Treiberschaltung sollte gegenüber
exzessiver Wärme geschützt sein.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung löst diese Probleme oder entschärft
sie im wesentlichen. Die vorliegende Erfindung schafft einen bipolaren
Leitungstreiber als integrierten Schaltkreis, der mit einer einzigen +5
V Versorgung und Masse arbeitet. Der Spannungshub ist groß relativ zu
dieser 5-V-Differenz, und eine Schaltgeschwindigkeit wird
aufrechterhalten.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird dies erzielt durch die
Kombination wie im Patentanspruch 1 definiert. Ansprüche 2 bis 5
definieren bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung.
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Es ist festzuhalten, daß eine Schaltung, welche die in der
Präambel des Patentanspruchs 1 niedergelegten Merkmale aufweist, aus
DE-A-27 19 462 bekannt ist.
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Die Schaltung sorgt für einen hochimpedanten Ausgang über
einen Gleichtaktspannungsbereich von -7 V bis +12 V, gleichgültig, ob
die Leistung ein- oder ausgeschaltet ist. Dies wird erzielt ohne
irgendeine merkbare Beeinträchtigung der Geschwindigkeit. Die
Treiberschaltung hat eine maximale Verzögerungszeit von nur 20
Nanosekunden. Die Anstiegs- und Abfallzeiten sind kleiner als 20
Nanosekunden, und die Datenübertragungsrate ist größer als 10 Megabaud.
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Zusätzlich hat die Schaltung Strombegrenzungskreise, welche
die Schaltung gegen Gleichtaktspannungsdifferenzen schützt, sowie gegen
Überhitzung. Eine von zwei Spannungsquellen zu dem Ausgangstransistor
wird gesteuert durch eine Strombegrenzerschaltung, die reagiert auf
Strom durch den Ausgangstransistor und die Temperatur des
Leistungstrieberschaltkreises. Die Strombegrenzungsschaltung schaltet
die Stromquelle ab in Reaktion auf einen exzessiven Ausgangsstrom oder
exzessive Temperaturen. Spezielle Techniken werden verwendet, um
Schwingung zu vermeiden bezüglich des Ausgangsstromes und der
Temperatur.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Die vorliegende Erfindung läßt sich verstehen durch Studium
der nachstehenden Beschreibung und Bezugnahme auf die beigefügten
Zeichnungen:
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Fig. 1 ist ein allgemeines Schaltungsdiagramm, unterteilt in
verschiedene Abschnitte.
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Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm des
Differentialverstärkerabschnitts des Fig. 1.
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Fig. 3A ist ein Schaltungsdiagramm des Treiberabschnitts der
Fig. 1; Fig. 3B zeigt die Spannungssignale an verschiedenen Punkten
des Treiberabschnitts bei Übertragung von Daten.
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Fig. 3C ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm des
Referenzstromquellenblocks im Treiberabschnitt.
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Fig. 4A ist ein generelles Blockdiagramm des
Entsperr/Sperrabschnitt, dargestellt in Fig. 1; Fig. 4B ist ein
Schaltungsdiagramm der verschiedenen Blöcke in Fig. 4A.
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Fig. 5A ist ein Schaltungsdiagramm des
Schaltungsbegrenzerabschnitts nach Fig. 1; Fig. 5B detailliert den
thermischen Abschaltblock in Fig. 5A.
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Fig. 6A ist ein Schaltungsdiagramm eines alternativen
Strombegrenzerabschnitts aus Fig. 1; Fig. 6B ist ein detailliertes
Schaltungsdiagramm des Hystereseverstärkers aus Fig. 6A; Fig. 6C ist
ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Flankenimpulsblocks aus Fig.
6A; Fig. 6D ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm aus Fig. 6C und
zeigt einige der Betriebsmerkmale des Flankenimpulsblocks; Fig. 6E
illustriert die Wirkungsweise des Flankenimpulsblocks durch
Spannungssignale an verschiedenen Punkten des Blocks der Fig. 6C.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
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Fig. 1 zeigt die generelle Organisation des
Leitungstreiberschaltkreises. Die Unterteilung des vorliegenden
Leitungstreiberschaltkreises in verschiedene Teile wird verwendet, um
das Verständnis der verschiedenen Merkmale der Schaltung zu
unterstützen. Es ist jedoch Festzuhalten, daß die Unterteilung des
Leitungstreiberschaltkreises in verschiedene Teile etwas willkürlich
ist. In vielen Fällen ist es schwierig, ein bestimmtes Element in eine
Unterteilung oder die andere aufzuteilen.
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Der allgemeine Betrieb des Leitungstreiberschaltkreises ist
die Übertragung eines digitalen Signals an der Eingangsklemme 15 in
gleiche und komplementäre Signale an den Ausgangsklemmen 17, 18. Die
Differenz der Spannung zwischen den Signalen auf den Ausgangsklemmen 17,
18 bildet die Differenzsignale.
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Die Schaltung hat einen Differentialverstärkerabschnitt 10,
der wahre und komplementäre Signale aus den Daten erzeugt, die an der
Eingangsklemme 15 empfangen werden. Die Signale von dem
Differentialverstärkerabschnitt 10 werden zu einem ersten
Treiberabschnitt 11 über einen Signalpfad 21 übertragen. Der erste
Treiberabschnitt 11 erzeugt einen Satz von Signalen an der
Ausgangsklemme 17 in einer geeigneten Kondition, um auf die
Signalleitung geschaltet zu werden, mit der die Ausgangsklemme zu
verbinden ist, d. h. der Treiberabschnitt 11 "treibt" das Ausgangssignal
auf die Signalleitung.
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In ähnlicher Weise empfängt ein zweiter Treiberabschnitt 12
die Komplementärsignale von dem Differentialverstärkerabschnitt 10 für
die Übertragung des komplementären Signalsatzes durch die Ausgangsklemme
18.
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Ein anderer Teil der Schaltung ist ein Entsperr/Sperrabschnitt
13, der die Treiberabschnitte 11, 12 aus- und einschaltet. Der Abschnitt
13 wird gesteuert durch ein Entsperr/Sperrsignal, empfangen an einer
Eingangsklemme 16. Um hohe Datenübertragungsraten zu ermöglichen,
schaltet der Entsperr/Sperrabschnitt 13 die Treiberabschnitte 11, 12
extrem schnell aus und ein. Die Kommunikation zwischen den
Treiberabschnitten 11, 12 und dem Abschnitt 13 erfolgt über einen
Signalpfad 23. Da der zweite Treiberabschnitt 12 derselbe ist und in
derselben Weise angeschlossen ist wie der Treiberabschnitt 11, sind die
Signalpfade zwischen dem zweiten Treiberabschnitt 12 und dem
Entsperr/Sperrabschnitt 13 und anderen Abschnitten des
Leitungstreiberschaltkreises nicht beziffert.
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Ein Strombegrenzerabschnitt 14 spricht an auf Signale vom
Differentialverstärkerabschnitt 10 und erstem und zweitem
Treiberabschnitt 11, 12 über Signalleitungen 21, 22. Der
Strombegrenzerabschnitt 14 dient dazu, die Ströme zu begrenzen, die
durch die Ausgangsklemmen 17, 18 fließen und durch die Treiberabschnitte
11, 12. Dies verhindert eine Überhitzung und mögliche Beschädigung des
Treiberschaltkreises.
Differentialverstärkerabschnitt
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In Fig. 2 kann man erkennen, daß der
Differentialverstärkerabschnitt 11 ein Paar von emittergekoppelten Schottky-Transistoren Q2,
Q3 umfaßt. Beide Emitterklemmen sind verbunden mit einer Stromquelle
(oder, genauer gesagt, Stromsenke), nämlich Transistor Q4. Das
Datensignal an Klemme 15 schaltet den Transistor Q1 aus und ein, um den
Strom durch den Transistor Q4 durch den Transistor Q2 oder Q3
kurzzuschließen. Wenn das Datensignal hoch liegt oder logisch "1" ist,
ist die Spannung an der Basis des Schottky-Transistors Q2 hoch und
schaltet den Transistor ein. Der Transistor Q3 andererseits ist
ausgeschaltet, wodurch die Basis des Transistors Q7 hochgelegt wird,
wodurch dieser Transistor einschaltet. Demgemäß ist das Signal auf
Leitungen 21A, 21B, welche den Signalpfad 21 bilden, hoch. Das Signal
vom Transistor Q6 zum zweiten Treiberabschnitt 12 andererseits ist
niedrig.
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Ein niedriges oder logisches "0" Signal auf dem Dateneingang
15 erzeugt entgegengesetzte Signale für die Treiberabschnitte 11, 12.
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Um die Schaltzeiten des Verstärkerabschnitts 10 zu
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beschleunigen, sind viele Transistoren Q2, Q3, wie in den Zeichnungen
angedeutet, sogenannte Schottky-Transistoren. Ein solcher Transistor hat
eine Schottky-Diode über seiner Basis-Kollektor-Sperrschicht, um den
Transistor daran zu hindern, bei vollständiger Durchschaltung gesättigt
zu werden. Dies senkt die Abschaltzeit des Transistors.
Schottky-Transistoren sind in anderen Teilen der Treiberschaltung
vorgesehen neben dem Differentialverstärker 10 für schnelle
Schaltzeiten.
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Es ist festzuhalten, daß die Kollektorklemmen beider
Transistoren Q2, Q3 mit einer Leitung 24 von dem Entsperr/Sperrabschnitt
13
verbunden sind. Signale auf der Leitung 24 beschleunigt das
Abschalten von NPN-Transistoren in den Treiberabschnitten 11, 12. Diese
Funktion wird später diskutiert.
Treiberabschnitt
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Jeder der Treiberabschnitte 11, 12 ist durch Fig. 3A
illustriert, welche die besonderen Einzelheiten des Treiberabschnitts 11
zeigt. Ein Transistor Q14 ist ein Ausgangstransistor für die
Ausgangsklemme 17, angeschlossen an eine Emitterklemme des Transistors
Q14. Wenn er durchgeschaltet wird, zieht der Transistor Q14 die Spannung
auf einer Signalleitung verbunden mit der Ausgangsklemme 17 hoch oder
auf logisch "1". Der Transistor Q14 ist auch groß genug, um den
Ausgangsstrom der Signalleitung zu verarbeiten. Die Transistoren Q15,
Q16 unterstützen das Einschalten des Ausgangstransistors Q14, wie unten
erläutert. PNP-Transistoren Q17-Q19 sind Stromquellentransistoren für
den Treiberabschnitt 11. Die Transistoren Q18-Q19 repräsentieren
symbolisch einen komplizierteren Referenzspannungsquellenblock 36, der
in Fig. 3C detailliert ist. Die NPN-Transistoren Q10-Q12, die auf
Signale auf Leitungen 21A, B vom Verstärker 10 ansprechen, schalten den
Logikzustand des Treiberabschnitts 11 vom einen Zustand in den anderen.
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Jede der Leitungen 21A, B von dem
Differentialverstärkerabschnitt 10 ist verbunden mit den Basisklemmen der Transistoren Q10
bzw. Q11 des Treiberabschnitts 11. Die Emitterklemme des Transistors Q10
ist verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q12. Die
Kollektorklemme verbindet den Transistor Q10 mit den Transistoren
Q14-Q16 und den PNP-Stromquellentransistoren Q17-Q19 über ein Paar von
Schottky-Dioden S10, S11.
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Der Transistor Q12 ist ein zweiter Ausgangstransistor. Über
eine Schottky-Diode S14 ist die Kollektorklemme des Transistors Q12
verbunden mit der Ausgangsklemme 17. Seine Emitterklemme ist verbunden
mit Masse über einen Widerstand R5.
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Die Kollektorklemme des Transistors Q10 ist verbunden mit
einer Kollektorklemme des PNP-Stromquellentransistors Q17 über die
Schottky-Diode S10 und Impedanzmittel in Form von zwei Widerständen R2,
R1. Andererseits ist der Stromquellentransistor Q18 mit seiner
Kollektorklemme
mit der Basisklemme des Ausgangstransistors Q14 verbunden.
Jener Transistor ist mit seiner Kollektorklemme mit der
VCC-Spannungsversorgung über eine Schottky-Diode S16 verbunden.
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Die anderen Transistoren Q15, Q16 und ein Kondensator C1
dienen dazu, das Einschalten des Ausgangstransistors Q14 zu
beschleunigen. Die Emitterklemme des Transistors Q15 ist verbunden mit
der Basisklemme des Transistors Q14, und die Kollektorklemme des
Transistors Q15 ist verbunden mit der VCC-Versorgungsspannung über eine
Schottky-Diode S19. Die Basisklemme des Transistors Q15 ist verbunden
mit einem Knoten 60 zwischen der Schottky-Diode S10 und dem Widerstand
R2.
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Der Transistors Q16 ist mit seiner Kollektorklemme
parallelgeschaltet mit der Kollektorklemme des Transistors Q15. Die
Basisklemme des Transistors Q16 ist verbunden mit der Kollektorklemme
des PNP-Transistors Q17 und die Emitterklemme mit einem Knoten 62
zwischen den Widerständen R1, R2.
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Der Kondensator C1 ist mit einer Platte an die Basisklemme des
Ausgangstransistors Q14 gelegt. Die andere Platte des Kondensators C1
ist verbunden mit dem Knoten 62.
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Wenn der Differentialverstärkerabschnitt 10 ein Hochsignal auf
Leitung 21A, 21B erzeugt, werden die Transistoren Q10-Q12
durchgeschaltet. Der Strom wird von den NPN-Transistoren Q14-Q16
weggeführt, welche ausgeschaltet bleiben. Mit eingeschaltetem Transistor
Q10 wird Strom von dem Stromversorgungs-PNP-Transistor Q17 zu Masse
übertragen über den großen Ausgangstransistor Q12. In ähnlicher Weise
wird, wenn der Transistor Q11 eingeschaltet ist, Strom von dem
Stromquellentransistor Q18 zu Masse übertragen und zur Basisklemme des
Transistors Q12 über den Transistor Q10.
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Bei ausgeschaltetem zweiten Ausgangstransistor Q12 ist die
Ausgangsklemme 17 über eine Schottky-Diode S14 an Masse gelegt. Ein
niedriges Logiksignal resultiert an der Ausgangsklemme 17.
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Wenn andererseits das Dateneingangssignal zur Eingangsklemme
15 niedrig liegt, sind die Signale vom Differentialverstärker 10 zum
Treiberabschnitt 11 niedrig. Diese niedrigen Spannungen schalten die
Transistoren Q10-Q12 aus, und Strom beginnt, in die Basisbereiche der
Transistoren Q14-Q16 zu fließen, um sie einzuschalten. Der
Ausgangstransistor Q14 schaltet durch, um die Spannung an Ausgangsklemme
17 auf den hohen logischen "1" Pegel zu heben. Der Treiberabschnitt 11
ist so ausgelegt, daß die Spannung an der Ausgangsklemme sehr schnell
angehoben wird. Dieses erwünschte Resultat erfolgt jedoch innerhalb der
Beschränkungen des Betriebs zwischen +5 und 0 (Masse) V.
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Bei ausgeschalteten Transistoren Q10-Q12 ist die
Ausgangsklemme 17 mit der Emitterklemme des Transistors Q14 gekoppelt,
der nun eingeschaltet ist. Der Strom vom PNP-Transistor Q18 fließt in
die Basisklemme des Ausgangstransistors Q14. Da der Ausgangstransistor
Q14 eingeschaltet ist, ist die Spannung an der Ausgangsklemme 17 hoch
oder auf logisch "1".
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Bei der Ausführung des Einschaltens des Transistors Q14 und
Anhebens der Spannung an der Ausgangsklemme 17 kommt der Kondensator C1
ins Spiel. Der Kondensator C1 ist im Rückkopplungsmodus angeschlossen
zum Hochziehen des Knotens 62, so daß die Transistoren Q15 und Q14
schnell durchschalten. Die hohe Spannung am Knoten 62 zieht auch die
Ausgangsklemme 17 hoch durch die Basis-Emitter-Sperrschicht des
Transistors Q14, Q15. (Ohne die Wirkung des Kondensators C1 steigt die
Spannung an der Ausgangsklemme langsamer exponentiell an.)
Wenn die Transistoren Q10-Q12 eingeschaltet sind, sammelt sich
Ladung auf dem Rückkopplungskondensator C1 derart, daß der Knoten 62 auf
höherer Spannung liegt als die Emitterklemme des Transistors Q15. Wenn
der Transistor Q14 beginnt einzuschalten, steigt die
Basisklemmenspannung des Transistors Q14, so daß die Spannung am Knoten 62 in
entsprechender Weise ansteigt. Wenn der Knoten 62 hoch liegt und seine
Emitterklemme hoch liegt, schaltet der Transistor Q16 aus und bildet
eine hochimpedante Sperre für den Strom von dem Kondensator C1. Der
Strom fließt durch den Widerstand R2. Der Spannungsanstieg am Knoten 62
zieht auch den Widerstand R2 hoch, so daß der Strom durch den Widerstand
R2 den Knoten 62 auflädt wie auch die Basisklemme des Transistors Q15.
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Der Transistor Q15 seinerseits treibt den Strom von seiner
Emitterklemme in die Basisklemme des Transistors Q14, um jenen
Transistor weiter durchzuschalten. Die Spannung an der Ausgangsklemme 17
steigt schnell bis zu einem Erreichen der Maximalspannung. An diesem
Punkt beginnt die Spannung am Knoten 62 exponentiell zu fallen. Wenn
einmal der Transistor Q14 vollständig durchgeschaltet ist und ein
stabiler Zustand erreicht ist, ist der Transistor Q15 aus. Seine
Basis-Emitter-Sperrschicht ist nun unter Sperrspannung.
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R2 hat 2.6 Kilo-Ohm, während R1 etwa 30 Kilo-Ohm hat. R2 hat
jenen ausgewählten Widerstandswert, so daß er nicht eine zu große
RC-Zeitkonstante erzeugt für die Stromentladung vom Kondensator C1 zum
Knoten 60, jedoch ist R2 groß genug, exzessiven Strom und
Leistungsumsatz zu ermeiden. R1 andererseits erzeugt die hohe Impedanz
für den Strom von diesem Kondensator C1, wenn der Transistor Q16
abgeschaltet ist.
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Fig. 3B illustriert die Spannungsänderungen an verschiedenen
Punkten oder Knoten vom Eingangssignal zu dem
Differentialverstärkerabschnitt 10 weiter bis zu dem Ausgangssignal des Treiberabschnitts 11,
gezeigt in Fig. 3A. Im Differentialverstärkerabschnitt 10 (Fig. 2) ist
der Knoten 69 mit der Kollektorklemme des Transistors Q3 verbunden und
der Basisklemme des Transistors Q7. Der Knoten 70 ist verbunden mit dem
Transistor Q10 an dessen Kollektorklemme im Treiberabschnitt 11 (Fig.
3A). Der Knoten 60 führt zu der Basisklemme des Transistors Q15, während
der Knoten 62 zwischen den Widerständen R1 und R2 liegt. Die gezeigten
Spannungen sind für diese besondere Ausführungsform der Erfindung. Was
besonders zu bemerken ist, ist, daß die Spannung am Knoten 62 +6,3 V
erreicht, mehr als 1,3 V höher als die Versorgungsspannung. Dies
seinerseits, wie vorher erläutert, hebt schnell die Spannung an der
Ausgangsklemme 17 durch den Basis-Emitter-Spannungsabfall der
Transistoren Q15 und Q14.
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Fig. 3C detailliert die Schaltung des
Referenzstromquellenblocks 36 aus Fig. 3A. Die in Durchlaßrichtung vorgespannte
Basis-Emitter-Sperrschicht der Transistoren Q24-Q26 erzeugt einen festen
Referenzstrom IR durch einen Widerstand, angeschlossen zwischen der
Emitterklemme des Transistors Q26 und Masse. Der durch den Transistor
Q24 fließende Strom beträgt demgemäß IR/β Ein Transistor Q23 ist als
ein Stromspiegel an den Transistor Q24 angeschlossen. Da der Transistor
Q23 eine Basis-Emitter-Sperrschichtfläche besitzt, die fünfmal größer
ist als die des Transistors Q24, gibt es einen Strom von 5 IR/β von der
Kollektorklemme des Transistors Q23. Dieser Strom fließt durch einen
Transistor Q28, der mit seiner Kollektorklemme an die Kollektorklemme
von Q23 angeschlossen ist.
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Wenn ein Knoten 5 niedrig vorgespannt ist, dann ist die
Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors Q28 in Durchlaßrichtung
vorgespannt, und der Strom vom Transistor Q23 fließt durch den
Transistor Q28. Ein Transistor Q27, der mit seiner Basisklemme mit der
des Transistors Q28 verbunden ist, hat ebenfalls nur ein Zehntel des
Widerstandes zwischen seiner Emitterklemme und dem Knoten 65 im
Vergleich mit dem Widerstand zwischen der Emitterklemme des Transistors
Q28 und dem Knoten 65. Demgemäß führt der Transistor das Zehnfache an
Strom des Transistors 28.
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Die Steuerung über den Strom von dem Emitter Q18 erfolgt durch
ein Signal von dem Entsperr/Sperrabschnitt 13 über Leitung 23A,
angeschlossen an Knoten 65. Wenn das Signal auf der Leitung 23A hoch
ist, dann sind die Transistoren Q27, Q28 nicht mehr länger richtig
vorgespannt, und kein Strom fließt durch die Transistoren. Dioden
D20-D22 und S20 schaffen dann einen Parallelpfad für den Konstantstrom
vom Transistor Q23. Kein Strom wird erzeugt durch den PNP-Transistor
Q18, bis nicht der Knoten 65 wieder niedrig gezogen wird durch das
Signal auf Leitung 23A.
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Der vervielfachte Strom 50 IR/β fließt durch einen Transistor
Q19 auf der gleichen Stromstrecke wie Transistor Q27. Der Strom wird
erneut multipliziert (mit zwei) durch den PNP-Transistor Q18. Der
Transistor Q18 hat die doppelte Basis-Emitter-Sperrschichtfläche wie
jene des Transistors Q19. Der Referenzstromquellenblock 36 liefert
demgemäß einen Strom von 100 IR/β vom Transistor Q18, wenn der Knoten 65
niedrig liegt.
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Dieser Referenzstrom wird multipliziert durch die
Stromverstärkung ß des Ausgangstransistors Q14 des Treiberabschnitts 11.
Demgemäß ist der Abschnitt 11 eine Quelle für einen Strom der Höhe 100
IR; der Transistor Q14 kann einen Strom an die Ausgangsklemme 17 von
mindestens dieser Höhe liefern. In der dargestellten Ausführungsform ist
der Minimumstrom 20 Milliampere. Mehr Strom kann auch zur Basis des
Transistors Q14 geliefert werden durch den Transistor Q15 zum Erhöhen
des Ausgangsstromes. Dieser zusätzliche Strom hängt jedoch davon ab, ob
der PNP-Stromquellentransistor Q17 eingeschaltet ist oder nicht. Wie
unten erörtert, bestimmen verschiedene Bedingungen, ob der Transistor
Q17 ein ist oder nicht.
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Die vorliegende Schaltung ist auch in der Lage, eine hohe
Impedanz über einen hohen Gleichtaktbereich von -7 V bis +12 V
aufrechtzuerhalten, unabhängig davon, ob die Leistung ein- oder
ausgeschaltet ist.
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Gleichtaktmassepotential und Rauschen auf den Ausgangsklemmen
17, 18 tritt auf, wenn mehrere Treiberschaltungen an die Signalleitungen
angeschlossen sind. Hohe Impedanz ist in jeder Treiberschaltung
erforderlich, wenn sie gesperrt ist. Die vorliegende Schaltung sorgt für
eine solche hohe Impedanz zwischen dem Bereich von -7 bis +12 V auf den
Aufgangsklemmen 17, 18. Wenn beispielsweise der
Leitungstreiberschaltkreis gesperrt ist, trifft eine hohe positive
Spannung auf die in Sperrichtung vorgespannte Schottky-Diode S6 (gezeigt
in Fig. 4B) oder die in Sperrichtung vorgespannte
Basis-Emitter-Sperrschicht der NPN-Transistoren Q15 und Q14. Auch die in
Sperrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Sperrschichten der
PNP-Transistoren Q18 und Q17 weisen eine hohe Impedanz auf zusammen mit
der Schottky-Diode S19. für niedrige Spannungen an der Ausgangsklemme 17
sind die Transistoren Q15 und Q14 abgeschaltet, die Schottky-Dioden S16,
S17, S18 und S10 sind ebenfalls in Sperrichtung vorgespannt für eine
hohe Impedanz bezüglich jenes Signals.
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Selbst wenn der Leitungstreiberschaltkreis abgeschaltet ist
und die erste Spannungsversorgung, die normalerweise bei +5 V VCC
liegt, an Masse liegt, weist die Treiberschaltung immer noch eine hohe
Impedanz gegenüber positiven und negativen Spannungen an den
Ausgangsklemmen 17 und 18 im Bereich zwischen -7 und +12 V auf.
Entsperr/Sperrabschnitt
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Die generelle Organisation des Entsperr/Sperrabschnitts 13 ist
in Fig. 4A gezeigt. Der Abschnitt 13 schaltet die Treiberschaltungen
11, 12 ein und aus, und zwar so schnell wie möglich, um die
Gesamtdatenübertragungsrate der Leitungstreiberschaltung zu erhöhen. Ein
hochliegendes oder "1"-Signal an einer Entsperr/Sperreingangsklemme 16
schaltet die Treiberschaltkreise 11, 12 ein. Ein niedriges oder
"0"-Signal an der Klemme 15 schaltet die Treiberschaltkreise 11, 12 ab.
Wenn der Leitungstreiberschaltkreis gesperrt ist, weist der
Leitungstreiberschaltkreis eine hohe Impedanz auf.
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Die Eingangsklemme 16 zu dem Entsperr/Sperrabschnitt 13 ist
mit zwei Verstärkern 30, 31 verbunden, die Signale für einen
PNP-Sperrblock 32, PNP-Anreicherungsblock 33 und Treibersperrblock 34
erzeugen. Der PNP-Sperrblock 32 unterstützt das Abschalten der
PNP-Transistoren, die als Stromquellen in den Treiberabschnitten 11, 12
verwendet werden. In ähnlicher Weise unterstützt der PNP-Entsperrblock
33 zusammen mit Verstärker 31 das Einschalten der PNP-Transistoren.
Diese Unterstützungen sind besonders wichtig für PNP-Transistoren, die
inhärent langsam schalten. Der Treibersperrblock 34 beschleunigt das
Abschalten der NPN-Transistoren in den Treiberabschnitten 11, 12.
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Genauer gesagt, unterstützt die Leitung 23D vom PNP-Sperrblock
32 das Abschalten der PNP-Transistoren Q18 bis Q20 des
Referenzstromquellenblocks 36 (gezeigt in Fig. 3C). Die Leitung 32C vom
PNP-Sperrblock 32 und Verstärkerblock 31 unterstützt das Schalten des
PNP-Transistors Q21 im gleichen Block 36 in Ein- und Aus-Richtung. In
gleicher Weise unterstützt die Leitung 23B von PNP-Sperr- und
Entsperrblöcken 32, 33 das Beschleunigen des PNP-Transistors Q17 im
Treiberabschnitt 11 (gezeigt in Fig. 3A) beim Aus- und Einschalten,
während Signale vom Verstärkerblock 30 auf Leitung 23A den
Referenzstromquellenblock 36 aus- und einschalten. Die Leitung 23E vom
Treibersperrblock 34 und Leitung 24 vom Block 34 und PNP-Entsperrblock
33 unterstützen das Ausschalten der NPN-Transistoren in den
Treiberabschnitten 11, 12.
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Fig. 4B zeigt das detaillierte Schaltungsdiagramm des
Abschnitts 13. Der Verstärker 30 hat zwei emittergekoppelte Transistoren
Q32, Q33. Die Basis des Transistors Q33 ist über zwei Dioden mit einer
Emitter- bzw. Basisklemme eines PNP-Transistors Q30 verbunden, der mit
seiner Basis an Masse liegt. Wenn das Signal auf der Eingangsklemme 16
niedrig ist im Sperrstatus, ist der Transistor Q32 ausgeschaltet. Ein
hohes oder Entsperrsignal an der Klemme 16 schaltet einen
Eingangstransistor Q31 aus und ermöglicht der Basis des zweiten
emittergekoppelten Transistors Q32 nach oben durchgezogen zu werden. Der
Transistor Q32 schaltet ein, und der resultierende Strom durch den
Transistor erzeugt eine Spannung über einem 10 Kilo-Ohm-Widerstand. Ein
Transistor Q35, der mit seiner Basis-Emitter-Sperrschicht über den
Widerstand geschaltet ist, wird eingeschaltet. Gleichzeitig senkt der
Strom durch den Transistor Q32 die Spannung an der Basisklemme eines
Transistors Q36 ab. Der Transistor Q36, der mit einer Emitterklemme an
einer Kollektorklemme des Transistors Q35 liegt, wird abgeschnitten.
-
In ähnlicher Weise hat der Verstärker 31 emittergekoppelte
Transistoren Q51, Q52, die in derselben Weise arbeiten. Der Transistor
Q52 ist mit seiner Basisklemme an eine Emitterklemme eines Transistors
Q55 angeschlossen, der mit seiner Basisklemme an Masse liegt. Wenn das
Entsperr/Sperrsignal an Klemme 16 niedrig liegt, ist der Transistor Q51
aus. Ein Transistor Q54 erhält keinen Strom von der Emitterklemme des
Transistors Q51 über einen Widerstand, der zwischen der Basis und den
Emitterklemmen des Transistors Q54 angeschlossen ist. Er ist aus. Wenn
das Signal andererseits hoch liegt, schaltet der Transistor Q51 ein
zusammen mit Transistor Q54.
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Wenn demgemäß das Eingangssignal an Klemme 16 niedrig liegt,
sind die Transistoren Q32 und Q35 im Verstärkerblock 30 aus. Während der
Transistor Q36 nominell ein ist, zieht er wenig Strom, da seine
Hauptstromquelle durch den Transistor Q35 blockiert ist. Das Signal auf
Leitung 23A und dem Knoten 65 im Referenzstromquellenblock 36 liegt
hoch. Der Stromquellenblock 36, der in Fig. 3C dargestellt ist, bleibt
aus.
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Die PNP-Transistoren Q37 bis Q39 des PNP-Sperrblocks 32 sind
aus, da ihre Basis-Emitter-Sperrschicht nicht in Durchlaßrichtung
vorspannt ist. Im einzelnen bleibt bei ausgeschaltetem Transistor Q38
das Signal auf der Leitung 23C unbestimmt. In dem PNP-Anreicherungsblock
33 bleiben die Transistoren Q42, Q43 und Q45 ein; kein Signal erscheint
auf Leitung 23B zu dem PNP-Stromquellentransistor Q17 des
Treiberabschnitts 11 (gezeigt in Fig. 3A). In dem Verstärkerblock 31
sind die Transistoren Q51 und Q54 ebenfalls ausgeschaltet.
PNP-Transistoranreicherung
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Wenn das Signal auf Klemme 16 sich von Sperren zum Entsperren
ändert, also von niedrig nach hoch, schalten die Transistoren Q32, Q35
ein. Demgemäß ist die Spannung auf Leitung 23A niedrig und der Knoten 65
ist in gleicher Weise niedrig. Der Referenzstromblock 36 wird
eingeschaltet.
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Angekoppelt an die Transistoren Q32, Q35 ist der Transistor
Q42 in dem PNP-Anreicherungsblock 33. Der Transistor Q42 schaltet aus
mit dem Einschalten des Transistors Q35. Die Basisklemme des Transistors
Q42 wird nach unten gezogen durch den Strom und den resultierenden
Spannungsabfall über einem 15 Kilo-Ohm-Widerstand, angeschlossen
zwischen der VCC-Spannungsversorgung und den Basisklemmen der nun
leitenden Transistoren Q40, Q41. Bei ausgeschaltetem Transistor Q42 gibt
es keinen Strom- und Spannungsabfall zwischen Basis- und Emitterklemmen
eines Transistors Q45, der mit seiner Basisklemme an den Transistor Q42
an dessen Emitterklemme angeschlossen ist und an Masse gelegt ist über
einen 5 Kilo-Ohm-Widerstand. Der Transistor Q45 ist aus, und die
Kollektorklemme des Transistors Q45 wird höher und höher gezogen durch
die in Durchlaßrichtung vorgespannte Basis-Emitter-Sperrschicht des
Transistors Q43, der mit seiner Basisklemme mit der Kollektorklemme des
Transistors Q42 und VCC über einen Widerstand und Schottky-Diode
verbunden ist.
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Ein Transistor Q44, mit seinem Kollektor und Basiselektroden,
verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q45, und seiner
Emitterklemme, verbunden mit der Kollektorklemme desselben Transistors,
arbeitet als ein Kondensator. Dieser Transistor Q44 liefert gespeicherte
Ladung zurück als Strom in die Basisklemme des Transistors Q45 und der
Übergangsstrom wird multipliziert durch die Stromverstärkung des
Transistors Q45. Zeitweilig schaltet der Transistor Q45 ein, und ein
hoher Saugstrom fließt durch den Transistor Q43 und die Signalleitung
23B, die mit der Basisklemme des PNP-Transistors Q17 in den
Treiberabschnitten 11, 12 verbunden ist. Der Saugstrom unterstützt das
Einschalten des PNP-Transistors Q17; je höher der Saugstrom, desto
schneller schaltet der PNP-Transistor ein.
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Gleichzeitig schaltet das Entsperrsignal auf Klemme 16 die
Transistoren Q51 und Q54 im Verstärker 31 ein. Die Spannung auf Leitung
23C wird abgesenkt, und Strom wird gezogen durch die Leitung 23C von dem
Basisbereich des PNP-Transistors Q21 (Fig. 3C). Dieser Strom durch den
Transistor Q21 schaltet die PNP-Transistoren Q18 bis Q20 durch und die
Referenzstromversorgung wird vollständig eingeschaltet.
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Diese hohe Basisstromübersteuerung von dem Transistor Q54 im
Verstärker 31 wird abgeschaltet nach einiger Zeit durch den Transistor
Q20, der ebenfalls anfänglich eingeschaltet wurde durch den Strom,
erzeugt durch den Transistor Q54. Der Strom von der Kollektorklemme des
Transistors Q20 wird rückgekoppelt auf die Leitung 23F zur Basisklemme
eines Transistors Q56 im Verstärkerabschnitt 31. Der Transistor Q56
schaltet ein. Über zwei Schottky-Dioden werden dann die Basisklemmen der
emittergekoppelten Transistoren Q51 und Q52 heruntergezogen, um die
Transistoren auszuschalten. Ohne Strom über dem 10 Kilo-Ohm-Widerstand
zwischen der Basisklemme und Masse wird der Transistor Q54
ausgeschaltet. Die Stromübersteuerung zum Transistor Q21 endet.
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Wenn der Knoten 65 niedrig liegt, bleiben jedoch alle
Transistoren in dem Referenzstromquellenblock 36 ein. Die Transistoren
bleiben in diesem Zustand, bis ein Sperrsignal auf die Eingangsklemme 16
gelegt wird.
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Es ist festzuhalten, daß diese Technik für das Herbeiführen
eines anfänglichen Saugstroms zum rapiden Durchschalten eines
Transistors sich unterscheidet von der vorbeschriebenen
Kondensator-Rückkopplungstechnik. Eine hohe Stromübersteuerung muß den
Transistor Q21 zum Einschalten zwingen, wie auch die Transistoren Q18
bis Q20. Die gegenwärtige Technik der Erzeugung der Stromübersteuerung
durch einen Transistor, der erst eingeschaltet wird und dann
ausgeschaltet wird, sobald die PNP-Transistoren eingeschaltet worden
sind, ist besser geeignet als die begrenztere Stromübersteuerung von der
Kondensator-Rückkopplungstechnik.
PNP-Transistorsperrung
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Das Sperrsignal tritt auf, wenn die Spannung an der Klemme 16
von hoch nach niedrig geht. In dem Verstärker 30 schalten die
Transistoren Q32 und Q35 aus. Wenn der Transistor Q35 ausschaltet, wird
seine Kollektorklemme höhergezogen durch die in Vorwärtsrichtung
vorgespannte Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors Q36. Ein
Transistor Q34 ist mit seiner Kollektorklemme mit der Basisklemme des
Transistors Q35 verbunden, und seine Basis- und Emitterelektroden sind
verbunden mit dem Transistor Q35 an dessen Kollektorklemme und wirkt als
ein Kondensator und entlädt seine gespeicherte Ladung in den
Basisbereich des Transistors Q35. Dies schaltet den Transistor Q35
zeitweilig ein. Ein Strom wird durch den Transistor Q36 gezogen und von
den Basisbereichen der Transistoren Q37 bis Q39 des Blocks 32, um diese
einzuschalten.
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Der PNP-Transistor Q39 liefert eine momentane Stromspitze in
die Basisbereiche der PNP-Transistoren Q18, Q20 des Referenzstromblocks
36 über Leitung 23D. Der PNP-Transistor Q21 wird ebenfalls ausgeschaltet
durch die Stromspitze über Leitung 23C vom Transistor Q38. Eine
Stromspitze wird außerdem geliefert vom Transistor Q37 an die
Basisregion des Transistors Q17 für ein schnelles Abschalten über
Leitung 23B.
NPN-Transistorsperrung
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Der Entsperr/Sperrabschnitt 13 sorgt auch für ein schnelles
Abschalten der NPN-Transistoren der Treiberabschnitte 11, 12, wenn der
Abschnitt 13 gesperrt wird. Wie in Fig. 3A und 3B gezeigt, sind die
Basisbereiche der NPN-Transistoren Q14 bis Q16 des Treiberabschnitts 11
mit dem Abschnitt 13 über eine Leitung 23E verbunden. Wenn ein
Sperrsignal an Klemme 16 erscheint, werden die Transistoren Q32 und Q35
im Verstärkerblock 30 ausgeschaltet, und der Knoten 65 im Block 36
steigt an. Demzufolge schalten die PNP-Transistoren Q18-Q21 ab, und der
Rückkopplungsstrom auf Leitung 23F wird ausgeschaltet. Der Transistor
Q56 im Verstärker 31 schaltet aus. In dem NPN-Sperrblock 34 wird
demgemäß der Transistor Q58 eingeschaltet durch die hohe Spannung von
der VCC-Versorgungsspannung an der Basisklemme des Transistors. Strom
fließt demgemäß von der VCC-Spannungsversorgung über einen 10
Kilo-Ohm-Widerstand, die Basisregion eines Transistors 59 zu der
Kollektorklemme des Transistors Q58. Die Spannung über dem Widerstand
und der Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors Q59 schaltet den
Transistor Q61 aus. Die Leitung 23E ist dann mit der Spannungsversorgung
gekoppelt.
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Bevor jedoch die langsamer schaltenden PNP-Transistoren
Q18-Q21 ausgeschaltet werden, und der Strom zu dem Transistor Q56 endet,
wirken der Verstärkerblock 30, der PNP-Anreicherungsblock 33 und der
NPN-Sperrblock 34 zusammen zum Treiben der Spannung auf der Leitung 23E
nach unten und zum Ziehen von Strom weg von den Basisbereichen der
NPN-Transistoren Q14-Q16 über Schottky-Dioden S16-S18.
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Wenn der Entsperr/Sperrabschnitt 13 gesperrt wird, werden die
Transistoren Q32 und Q37 im Verstärkerblock 30 ausgeschaltet. Die
Emitterklemme der Transistoren Q40, Q41 steigt in der Spannung an. Die
Basisklemme des Transistors Q42 geht hoch, und der Transistor Q42
zusammen mit Transistor Q45 wird durchgeschaltet. Dies klemmt wirksam
die Leitung 24, die mit der Kollektorklemme des Transistors Q45
verbunden ist, an Masse.
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In dem NPN-Sperrblock 34 ist nun die
Basis-Emitter-Sperrschicht des Transistors Q62 in Einschaltrichtung vorgespannt und zwingt
die Spannung an der Basisklemme des Transistors Q63 nach unten. Der
Transistor Q63 schaltet aus. Bei ausgeschaltetem Transistor Q63, der
über Transistor Q60 wirksam die Spannungen an den Basis- und
Emitterklemmen des Transistors Q61 geklemmt hatte, wird jenem Transistor
ermöglicht, einzuschalten. Demgemäß wird die Leitung 23E, die mit dem
Kollektor des Transistors Q61 verbunden ist, nach unten gezogen.
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Ein anderes Ergebnis des Nach-Unten-Treibens der Leitung 24
durch die Wirkung des Transistors Q45 in dem PNP-Anreicherungsblock 33
besteht darin, daß andere NPN-Transistoren in dem Treiberabschnitt 11
(und 12) ebenfalls schnell ausgeschaltet werden. Die Leitung 24 ist
verbunden mit den Kollektorelektroden der emittergekoppelten
Transistoren Q2, Q3 in dem Differentialverstärker 10, gezeigt in Fig.
2. Wenn die Spannung auf Leitung 24 nach unten getrieben wird (über
Schottky-Dioden S2), wird auch der Basisbereich des Transistors Q7 nach
unten getrieben. Der Transistor Q7 ist nun ausgeschaltet, unabhängig von
dem Logikstatus an der Dateneingangsklemme 15. Über die Leitungen 21A,
21B sind die Basisbereiche der Transistoren Q10, Q11 an Masse gekoppelt,
und ohne Strom durch den Transistor Q10 ist auch der Basisbereich des
zweiten Ausgangstransistors Q12 wirksam an Masse gelegt. Diese
NPN-Transistoren werden ausgeschaltet.
Strombegrenzerabschnitt
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Um die Treiberschaltungen 11, 12 gegen Überhitzung zu sichern,
ist ein Strombegrenzerabschnitt 14 vorgesehen. Die Einzelheiten einer
bevorzugten Konstruktion des Abschnitts 14 sind in Fig. 5A gezeigt. Der
Strom wird in zwei Weisen begrenzt. Zunächst begrenzt der Abschnitt 14
den Strom von den Treiberabschnitten 11, 12, wenn die
Gleichtaktspannungen auf den Signalleitungen exzessiven Strom aus der
Schaltung ziehen. Zweitens schaltet der Abschnitt 14 den Strom durch
die Treiberabschnitte 11, 12 vollständig aus, wenn die Temperatur der
Schaltung eine vorbestimmte Betriebstemperatur übersteigt.
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In Fig. 5A ist ein Teil des Treiberabschnitts 11 gezeichnet,
um besser die Verbindungen zwischen dem Treiberabschnitt 11 (und 12) und
dem Strombegrenzerabschnitt 14 darzustellen. Die Treiberabschnitte 11,
12 sind gemeinsam parallel an einen Knoten 71 angeschlossen zu dem
Kollektor des Ausgangstransistors Q14. Mit anderen Worten ist die
Kollektorklemme des entsprechenden Ausgangstransistors des zweiten
Treiberabschnitts 12 an den Knoten 71 angeschlossen, und die beiden
Abschnitte teilen sich die Schottky-Diode 16.
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Jeder Abschnitt 11, 12 hat jedoch seinen eigenen spiegelnden
Transistor Q64, Fühlertransistoren Q65, Q66 und
Setz/Rücksetz-Zwischenspeicher 35. Die Ausgangsklemmen der beiden Zwischenspeicher 35 sind
gemeinsam an einen Knoten 68 angeschlossen, der mit Leitung 35A
verbunden ist. Die Leitung 35A ist verbunden mit der Basisklemme des
Transistors Q46 in dem PNP-Anreicherungsblock 33 der Fig. 4B. Wenn in
Betrieb, kann einer der Zwischenspeicher 35 die Leitung 25A nach unten
ziehen und Transistor Q46 abschalten. Der Transistor Q46 ist
normalerweise ein, wenn der gesamte Leitungstreiberschaltkreis
eingeschaltet ist, d. h. das Signal an der Klemme 16 hoch ist. Wenn der
Transistor Q46 abgeschaltet wird, zieht die Versorgungsspannung VCC die
Kollektorklemme jenes Transistors Q46 hoch zusammen mit einem Knoten 73,
der an Leitung 23B angeschlossen ist.
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Wie in Fig. 3A gezeigt, ist die Leitung 23B verbunden mit der
Basisklemme des PNP-Stromquellentransistors Q17. Die hohe Spannung an
der Basis des Transistors Q17 schaltet jenen Transistor aus. Der einzige
zur Verfügung stehende Strom zum Treiben des Ausgangstransistors Q14 im
Stromtreiberabschnitt 11 bzw. 12 stammt von dem Referenzstromblock 36.
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Der spiegelnde Transistor Q64 im Strombegrenzerabschnitt 14,
gezeigt in Fig. 5A, ist mit seiner Basis bzw. seinem Emitter direkt mit
der Basis- bzw. der Emitterklemme des Ausgangstransistors Q14 verbunden.
Der Strom durch den Ausgangstransistor Q14 wird "gespiegelt" durch den
Transistor Q64, obwohl mit einem Zwölftel der Höhe infolge der
Größenunterschiede der Transistoren. Der Strom durch den Transistor Q14
(über den spiegelnden Transistor Q64) wird überwacht von einem Paar von
PNP-Fühlertransistoren Q65, Q66. Der Transistor Q66 ist mit einer
Emitterklemme mit der Spannungsversorgung VCC verbunden, seine
Basisklemme ist verbunden über einen Widerstand R11 mit der Basisklemme
des Transistors Q65. Der Emitter des Transistors Q66 ist verbunden mit
der VCC-Spannungsversorgung über eine Schottky-Diode S21; die
Basisklemme des Transistors Q65 ist verbunden mit der Kollektorklemme
des spiegelnden Transistors Q64. Ein Widerstand R10 verbindet die Diode
S21 mit der Kollektorklemme des Transistors Q64.
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Der Transistor Q65 erfühlt die Höhe des Stromes durch den
Ausgang des Transistors Q14 durch den Strom durch den Widerstand R10.
Mehr Strom durch den Transistor Q14 erzeugt mehr Strom durch den
Widerstand R10. Die Basis-Emitter-Sperrrschicht des Transistors Q65 ist
in Durchlaßrichtung vorgespannt in direkter Proportion zu der Stromhöhe
durch den Widerstand R10. Dies wiederum führt zu mehr abfließendem Strom
durch die Kollektorklemme des Transistors Q65. Dieser Strom liefert ein
Setzsignal für den Setz/Rücksetz-Zwischenspeicher 35, der bei 35 als
gestrichelte Linie dargestellt ist.
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Der Transistor Q66 liefert das Rücksetzsignal für den
Zwischenspeicher 35. Wie der Transistor Q65 erzeugt der Transistor Q66
Strom an seiner Kollektorklemme in direkter Proportion zu der Stromhöhe
durch den Widerstand R10.
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Der Setz/Rücksetz-Zwischenspeicher 35, dargestellt in Fig.
5A, hat sechs NPN-Transistoren Q100-Q105, von denen jeder mit seiner
Emitter-Klemme direkt an Masse liegt. Der Transistor Q100 ist über seine
Basisklemme mit der Kollektorklemme des Transistors Q66 verbunden und
seiner Kollektorklemme an Spannungsversorgung VCC gelegt über einen
Widerstand und an die Basisklemme des Transistors Q101. Die
Kollektorklemme des Transistors Q101 ist verbunden mit der
Kollektorklemme des Transistors Q103. Jene Klemme ist ferner verbunden
mit der Spannungsversorgung über einen 40 Kilo-Ohm-Widerstand. Über
einen weiteren Widerstand von 1 Kilo-Ohm ist die Kollektorklemme des
Transistors Q103 verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q104, der
ebenfalls mit seiner Kollektorklemme an die Spannungsversorgung über
einen 40 Kilo-Ohm-Widerstand angeschlossen ist. In ähnlicher Weise ist
die Kollektorklemme des Transistors Q103 verbunden mit der Basisklemme
des Transistors Q105 über einen 1 Kilo-Ohm-Widerstand. Der Transistor
Q105 ist mit seiner Kollektorklemme an die Leitung 25A gelegt.
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Die Kollektorklemme des Fühlertransistors Q65 ist verbunden
mit der Basisklemme des Transistors Q102 über einen Widerstand; der
Transistor Q102 ist mit seiner Kollektorklemme ferner verbunden mit der
Basisklemme des Transistors Q103. Die Basisklemme des Transistors Q103
ist ferner verbunden mit der Kollektorklemme des Transistors Q104 über
eine Rückkopplungsstrecke.
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Bei Beginn jedes Datenübertragungszyklus fließt kein Strom
durch den Ausgang des Transistors Q14 und die Fühlertransistoren Q65,
Q66. Der Transistor Q100 in dem Zwischenspeicher 35 ist demgemäß
ausgeschaltet und ermöglicht der Spannung an der Basisklemme des
Transistors Q104, hochgezogen zu werden. Der Transistor Q101 ist
eingeschaltet. Dies zieht den Basisbereich des Transistors Q104 nach
unten zum Ausschalten des Transistors Q104, und der Transistor Q104 ist
an seiner Kollektorklemme hochgezogen. Durch die Rückkopplungsstrecke zum
Basisbereich des Transistors Q103 wird dieser Transistor eingeschaltet,
Ohne Strom vom Fühlertransistor Q65 ist auch der Transistor Q102 aus.
Die beschriebene Schaltung ist nun verriegelt, und die Spannung an der
Basisklemme des Transistors Q105 ist niedrig. Der Transistor Q105 ist
aus, und der Knoten 68 ist nicht an Masse gekoppelt.
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Selbst bei Beginn von Stromfluß von dem Fühlertransistor Q66
zum Einschalten des Transistors Q100 und Ausschalten des Transistors
Q101 bleibt der Zustand der Transistoren Q103-Q105 unverändert. Diese
Transistoren bleiben verriegelt, bis die Höhe des Stromes durch den
Ausgangstransistor Q14 in dem Treiberabschnitt 11, 12 bewirkt, daß genug
Strom vom Fühlertransistor Q65 erzeugt wird, da die
Basis-Emitter-Sperrschicht jenes Transistors vorgespannt ist durch die Spannung über
Widerstand R10. Bei einem vorbestimmten Punkt wird der Transistor Q102
eingeschaltet. Mit eingeschaltetem Transistor Q102 ist der Transistor
Q103 ausgeschaltet, was den Transistor Q104 einschaltet. Der Transistor
Q105 ist ebenfalls eingeschaltet, da die Spannung an der Basisklemme des
Transistors hochgezogen wird durch die Spannungsversorgung. Der Knoten
68 und die Leitung 25A werden nun nach unten gezogen; der
Zwischenspeicher 35 ist gesetzt. Der PNP-Transistor Q17 in den
Treiberabschnitten 11, 12 ist ausgeschaltet.
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Der Fühlertransistor Q66 erzeugt den Strom für das
Rücksetzsignal. Da seine Basis-Emitter-Sperrschicht vorgespannt ist
sowohl durch die Schottky-Diode S21 als auch den Widerstand 10, liefert
der Transistor Q66 normalerweise Strom, um den Transistor Q100
durchgeschaltet zu halten. Der Fühlertransistor Q66 erzeugt ein
Rücksetzsignal, wenn der Transistor ausgeschaltet wird und kein Strom
dem Transistor Q100 zugeführt wird. Dies erfolgt bei jedem
Datenübertragungspunkt, wenn das Datensignal an der Eingangsklemme 15
(Fig. 2) den Logikzustand umschaltet. Wenn beispielsweise das Signal an
Klemme 15 eine "1" oder ein hochliegendes Signal vom Treiberabschnitt 11
bewirkt, ist der Transistor Q66 ein. Wenn das Signal an Klemme 15
schaltet, schaltet der Transistor Q66 aus, wenn der Treiber 11 eine "0"
oder ein niedriges Signal erzeugt. Es ist jedoch festzuhalten, daß, wenn
die Bedingung, die bewirkte, daß ein hoher Strom von dem
Treiberabschnitt gezogen wurde, auch einen hohen Strom von dem
komplementären Treiberabschnitt 12 zieht, der
Setz/Rücksetz-Zwischenspeicher jenes Abschnitts 12 bewirkt, daß sein
PNP-Stromquellentransistoren Q17 ebenfalls ausschaltet. Der Strom ist immer noch
begrenzt.
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Neben dem Schutz gegen exzessive Ausgangsströme hat die
vorliegende Schaltung einen Schutz gegen exzessive Temperatur durch
einen Thermoschutzblock 39. Der Thermoschutzblock 39 schaltet die
Treiberabschnitte 11, 12 ab, wenn der Treiberschaltkreis zu heiß wird.
Der Block 39 sendet Signale auf Leitung 25B, 25C als Teil der
Signalstrecke 25 zu dem Sperr/Entsperrabschnitt 13, um die
Treiberabschnitte 11, 12 auszuschalten (zu sperren).
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Die Details des Blocks 39 sind in Fig. 5B gezeigt. In dem
Block 39 ist ein Paar von Transistoren Q84, Q85 relativ zu einem
Transistor Q87 so angeordnet, daß ein Strom proportional der Temperatur
in einer bekannten Schaltungsanordnung geliefert wird. Der Strom durch
die parallelen und als Diode geschalteten Transistoren Q84, Q85 wird
durch einen PNP-Transistor Q83 gezogen. Dieselbe Strommenge wird durch
einen Transistor Q82 in einer Stromspiegelanordnung gezogen.
Schottky-Transistoren Q79-Q81 bilden einen Zwischenspeicher, besser
gesagt einen Hystereseverstärker, der auf den Strom durch den Transistor
Q82 reagiert. Im Normalbetrieb schalten die Transistoren Q74, Q75 und
Q76 aus und ein, entsprechend dem Zustand der Transistoren Q79-Q81.
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Die Transistoren Q79-Q81 werden verriegelt, wenn der Strom
durch die Fühlertransistoren Q84, Q85 eine vorbestimmte Höhe übersteigt.
An dieser Stelle reicht der Strom von dem Transistor Q82 für das
Vorspannen in Durchlaßrichtung der Basis-Emitter-Sperrschicht des
Transistors Q81. Bei durchgeschaltetem Transistor Q81 ist der Transistor
Q80 aus, und der Transistor Q79 ist ein. Der Transistor Q76, der mit
seiner Basisklemme an den Transistor Q79 an dessen Kollektor
angeschlossen ist, schaltet deshalb aus, da seine Basisklemme niedrig
gezogen wird. Im Gegensatz dazu sind die beiden parallelgeschalteten
Transistoren Q74, Q75 mit ihren Basisklemmen hochgezogen, und die
Transistoren schalten ein. Mit den Kollektorklemmen der Transistoren
Q74, Q75, verbunden mit den Signalleitungen 25B bzw. 25C, sind die
Spannungen auf den Leitungen 25B, 25C niedrig.
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Aus Fig. 4B kann man erkennen, daß die Leitungen 25B, 25C mit
den Basisklemmen des Transistors Q35 im Verstärkerblock 30 bzw. des
Transistors Q54 im Verstärkerblock 31 verbunden sind. Wenn der
Thermoschutzblock 39 diese Leitungen 25B, 25C niedrigzieht in Reaktion
auf exzessive Temperatur, werden beide Transistoren Q35 und Q54
ausgeschaltet. Die Leitung 23A geht demgemäß hoch und schaltet den Strom
von dem PNP-Stromquellentransistor Q18 des Stromquellenblocks 36 ab, der
in Fig. 3A dargestellt und in Fig. 3C detailliert wurde. Die Leitung
23B geht ebenfalls hoch, da der Transistor Q46 in dem PNP-Entsperrblock
33 ausgeschaltet wird. Infolgedessen wird auch der
PNP-Stromquellentransistor Q17 des Treiberabschnitts 11, 12 ausgeschaltet. Die
Treiberabschnitte 11, 12 sind gesperrt; nur eine hohe Impedanz erscheint
über den Ausgangsklemmen 17, 18.
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Die Transistoren Q77, Q78 halten durch den Thermoschutzblock
39 die Treiberabschnitte 11, 12 gesperrt während des Übergangszustands,
wenn die Leistung eingeschaltet wird. Mit ansteigendem VCC auf +5 V wird
der Transistor Q77 an seiner Basisklemme niedriggehalten durch zwei
Widerstände von 20 und 60 Kilo-Ohm, die als Spannungsteiler wirken. Mit
ausgeschaltetem Transistor Q77 fließt kein Strom durch einen 40 Kilo-
Ohm-Widerstand, der zwischen der Kollektorklemme des Transistors und der
Spannungsversorgung angeschlossen ist. Die Basisklemme des Transistors
Q78, angeschlossen an die Kollektorklemme des Transistors Q77, wird
hochgezogen, und der Transistor Q78 wird eingeschaltet. Der Transistor
Q78 wiederum ist mit seiner Kollektorklemme an die Basisklemme des
Transistors Q76 gelegt. Der Transistor Q76 ist an seiner Basisklemme
demgemäß niedriggezogen durch den eingeschalteten Transistor Q78. Bei
ausgeschaltetem Transistor Q76 zieht die VCC-Versorgungsspannung die
Basisklemmen der Transistoren Q74, Q75 nach oben über einen 10 Kilo-
Ohm-Widerstand. Die Transistoren Q74, Q75 schalten ein, und die
Leitungen 25B, 25C werden niedriggezogen zum Sperren der
Treiberschaltkreise 11, 12, wie zuvor erklärt.
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Wenn sich VCC stabilisiert und vollständig zu +5 V
zurückkehrt, steigt die Spannung an der Basisklemme des Transistors Q77
hinreichend an, um den Transistor einzuschalten. Der Transistor Q78 wird
ausgeschaltet, der Transistor Q76 ein und so weiter. Das Ergebnis ist,
daß die Leitungen 25B, 25C befreit werden von der Wirkung der
Transistoren Q77, Q78. Der Rest der Schaltung kann ohne Störungen
arbeiten.
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Während der Thermoschutzblock 39 verwendet werden könnte, um
nur einen der PNP-Stromquellentransistoren abzuschalten, d. h. den
Transistor Q17, zeigt die Ausführungsform hier, daß alle Ströme durch
die Treiberabschnitte 11, 12 abgeschaltet werden. Dies ist sehr
sinnvoll, wenn mehr als ein Treiberschaltkreis auf einem integrierten
Schaltkreis zusammengefaßt sind. Wenn die Ströme durch die mehrfachen
Treiberschaltkreise (mit entsprechenden Treiberabschnitten 11, 12) die
integrierte Schaltung exzessiv aufheizen, stellt die vollständige
Abschaltung aller Treiberschaltkreise durch einen Thermoschutzblock 39,
angeschlossen an den Entsperr/Sperrabschnitt 13 jedes
Treiberschaltkreises, besser den Schutz des integrierten Schaltkreises vor
zerstörender Hitze sicher.
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Frühere Thermoschutzkonstruktionen hatten das Problem der
Schwingung. Wenn das Abschalten erfolgt und weniger Leistung umgesetzt
wird, dann kühlt sich die Schaltung ab, wie dies erwünscht ist. Die
Abschaltschaltung wird dann abgelöst, und die Schaltung heizt sich
wieder auf. Es wird wieder abgeschaltet und so weiter.
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Der Thermoschutzblock 39 der vorliegenden Erfindung vermeidet
Schwingungen. Der Transistor Q79 ist mit seinem Basisbereich an die
Kollektorklemme des Transistors Q80 angeschlossen, die ebenfalls
verbunden ist mit der Basisklemme des Transistors Q79. Diese
Rückkopplungsanordnung erzeugt einen Hystereseeffekt. Der Transistor Q81
bleibt eingeschaltet, selbst noch nachdem der Strom vom Transistor Q82
unter den Pegel fällt, der ursprünglich den Transistor Q81 einschaltete.
Die Transistoren Q79-Q81 bleiben verriegelt, bis der Strom vom
Transistor Q82 so niedrig ist, daß der Transistor Q81 nicht
eingeschaltet bleiben kann. An diesem Punkt ist die Temperatur, erfaßt
durch die Transistoren Q84-Q85, bei weitem niedriger als die
Triggertemperatur, und Schwingung wird vermieden.
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In gleicher Weise wird die Schwingung in dem vorbeschriebenen
Strombegrenzerkreis mit Setz/Rücksetz-Zwischenspeicher 35 und
Fühlertransistoren Q65, Q66 vermieden. Selbst wenn der Strom durch den
Ausgangstransistor Q14 fluktuiert, wird der Strom begrenzt, bis der
Zwischenspeicher 35 rückgesetzt bei einem Datenübergangspunkt (oder der
Schaltkreis gesperrt wird).
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Ein alternativer Strombegrenzerabschnitt 14 ist in Fig. 6A
gezeigt. Wo ein Element der Schaltung dieselbe Funktion wie in der
Zeichnung nach Fig. 5A hat, wurden die gleichen Bezugszeichen
beibehalten.
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Für den alternativen Strombegrenzerabschnitt wird der Strom im
Treiberabschnitt 11 (und 12) direkt überwacht. Der Widerstand R10 ist
direkt in der Strecke des Stromes durch den Ausgangstransistor Q14
zwischen der Schottky-Diode S16 und dem Knoten 71. Der spiegelnde
Transistor Q64 aus Fig. 5A wird nicht benötigt, und die
Fühlertransistoren Q65, Q66 sind mit ihren Basis-Emitter-Sperrschichten
über den Widerstand R10 gelegt bzw. über den Widerstand R10 und die
Diode S16.
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Es ist festzuhalten, daß der entsprechende Ausgangstransistor
des komplementären Treiberabschnitts 12 parallelgeschaltet ist zu dem
Ausgangstransistor Q14 des Treiberabschnitts 11, wie unter Bezugnahme
auf Fig. 5A erläutert. Da die Fühlertransistoren Q65, Q66 den
Ausgangsstrom durch entweder den einen oder den anderen Treiberabschnitt
11, 12 überwachen, gibt es keinen Duplikatschaltkreis, der erforderlich
wäre für die Setz/Rücksetz-Zwischenspeicherung 35 in der ersten
Strombegrenzerkonstruktion.
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Der alternative Strombegrenzer arbeitet in der gleichen Weise
wie vorher erläutert. Ansteigender Strom durch den Ausgangstransistor
Q14 bewirkt eine ansteigende Spannung über dem Widerstand R10, und die
Spannungsdifferenz über den Leitungen 22A, 22B nimmt ebenfalls zu. Wenn
der Stromanstieg groß genug ist, werden beide PNP-Fühlertransistoren
Q65, Q66 eingeschaltet. NPN-Transistoren Q68, Q70 werden dann jeweils
eingeschaltet, und die kombinierten Ströme durch die beiden Transistoren
fließen durch einen als Diode geschalteten Transistor Q79. Ein
Transistor Q72 ist verbunden mit dem Transistor Q71 in
Stromspiegelschaltung, so daß dieselbe Stromhöhe durch den Transistor
Q72 wie durch den Transistor Q71 gezogen wird. Der Strom vom Transistor
Q73 ist angeschlossen an einen Hystereseverstärker 37 an einem Knoten
66. Wie gezeigt, verriegelt sich der Verstärker 37, wenn die
Eingangsspannung am Knoten 66 eine Referenzspannung VBE übersteigt,
nämlich die Spannung über einer in Durchlaßrichtung vorgespannten
Basis-Emitter-Sperrschicht eines Transistors.
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Wenn beide Transistoren Q65, Q66 eingeschaltet sind, ist der
Strom durch den Knoten 66 hoch genug zum Erzeugen einer Spannung über
einem 10 Kilo-Ohm-Widerstand R5, die höher ist als VBE. Der Verstärker
37 verriegelt sich, welcher dann Strom an die Basisklemme eines
Transistors Q73 liefert. Der Verstärker 37 bleibt verriegelt, solange
nicht beide Fühlertransistoren aus sind. Der Verstärker 37 entriegelt
sich und trennt sich selbst bei jedem negativen Impuls von einem
Flankenpulsgenerator 38, der ebenfalls verbunden ist mit dem
Eingangsknoten 66 zum Verstärker 37. Der Generator 38 feuert einen
negativen Impuls bei jedem Datensignalübergang an Eingangsklemme 15.
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Einmal eingeschaltet, zieht der Transistor Q73 die Spannung
auf Leitung 25 nach unten. Die Spannung auf Leitung 23B geht dadurch
nach oben zum Ausschalten des PNP-Stromquellentransistors Q17 in den
Treiberabschnitten 11, 12. Weniger Strom steht als Ausgangsstrom zur
Verfügung durch den Transistor Q14, und der Strom ist begrenzt.
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Die Anordnung, welche den Strom von zwei Fühlertransistoren
erfordert, um den Hystereseverstärker 37 einzuschalten, und beide
Fühlertransistoren zum Entriegeln des Verstärkers 37, vermeidet das
vorbeschriebene Problem der Schwingung rings um einen hohen
Ausgangsstrom. Der gezogene Ausgangsstrom muß erheblich unter den
Triggerpunkt des Verstärkers 37 abfallen, bevor der
PNP-Stromquellentransistor Q17 wieder eingeschaltet wird für eine
Zunahme des Ausgangsstroms.
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Die Einzelheiten des Hystereseverstärkers 37 sind in Fig. 6B
gezeigt. Der Flankenpulsgenerator 38 gibt den Verstärker 37 frei durch
einen ins Negative gehenden Impuls bei jeder Anstiegs- oder Abfallflanke
eines Eingangsdatensignals. Die Details des Flankenimpulsgenerators sind
in Fig. 6C gezeigt. Der Hystereseverstärker 37 kann auch freigegeben
werden durch Sperren der Treiberabschnitte 11, 12, d. h. ein
Nullausgangsstrom gibt die Verriegelung des Verstärkers 37 frei.
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Der Hystereseverstärker 37 in Fig. 6B hat den Eingangsknoten
66, der verbunden ist mit einer Basisklemme eines Transistors Q90. Der
Transistor Q90 und ein Transistor Q91 sind mit ihren Emitterklemmen
verbunden mit Masse und verbunden mit ihren Kollektorklemmen mit der
VCC-Versorgungsspannung über 20 Kilo-Ohm-Widerstände. Der Transistor Q90
ist mit seiner Kollektorklemme ebenfalls direkt verbunden mit dem
Transistor Q91 an dessen Basisklemme, und die Kollektorklemme des
Transistors Q91 ist rückverbunden mit der Basisklemme des Transistors 90
über einen Widerstand. Der Verstärker schaltet ein und verriegelt sich,
wenn das Eingangssignal am Knoten 66 höher ist als VBE. Eine solche
Spannung wird erzeugt an der Basisklemme des Transistors Q90 durch den
kombinierten Strom von den beiden Fühlertransistoren Q65, Q66 über einem
10 Kilo-Ohm-Widerstand zwischen Basisklemme und Masse. Der Transistor
Q90 schaltet den Transistor Q91 aus. Die Spannung an der Kollektorklemme
des Transistors 91 (Knoten 67) liegt hoch; der Transistor Q93 wird
eingeschaltet.
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Der Knoten 67 wird rückgekoppelt zur Basisklemme des
Transistors Q90, so daß die Schaltung nun verriegelt ist. Die
ursprüngliche Eingangsspannung am Knoten 66 kann abfallen, doch hält die
Rückkopplungsschaltung den Transistor Q90 an der Basisklemme hoch. Das
Eingangssignal muß weiter unter VBE fallen, bevor die
Rückkopplungsschaltung nicht mehr den Abfall der Eingangsspannung kompensieren kann.
Dann wird der Transistor Q90 ausgeschaltet, und der Verstärker 37 ist
entriegelt.
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Fig. 6C zeigt das Schaltungsdiagramm des
Flankenimpulsgeneratorblocks 38. Die Basisklemmen der Transistoren Q93, Q96 sind verbunden
mit den Leitungen 21A von jedem der Treiberabschnitte 11, 12. Wenn diese
Abschnitte 11, 12 in ihren Logikzuständen umschalten, erzeugt der Block
38 ins Negative gehende Impulse am Knoten 66.
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Fig. 6D illustriert den Teil des Betriebsschaltkreises des
Blocks 38. Parasitäre Kondensatoren, die aktiv eingesetzt werden beim
Betrieb des Blocks 38, sind durch gestrichelte Linien gezeigt. Fig. 6E
zeigt die Spannungssignale an verschiedenen Knoten der Schaltung.
Natürlich bewirken die positiven Spannungsspitzen an der Basisklemme des
Transistors Q92 entsprechende negative Spitzen am Knoten 66, wenn der
Transistor Q92 ein- und ausgeschaltet wird.
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Es ist festzuhalten, daß die Treiberabschnitte 11, 12 auch so
konstruiert sind, daß der Strom begrenzt wird, sollte die Ausgangsklemme
17 hochgezogen werden. Wie in Fig. 3A gezeigt, wird die Basisklemme des
Transistors Q11 von den Wirkungen von Spannungsänderungen an der
Kollektorklemme entkoppelt durch einen Unterschaltkreis eines
Transistors Q13, Schottky-Diode S15 und Widerständen, wie gezeigt.
Demgemäß zieht der zweite Ausgangstransistor Q12 einen konstanten
Ausgangsstrom durch die Ausgangsklemme 17, unabhängig von der hohen
Spannung an Klemme 17.