DE3784310T2

DE3784310T2 - Bootstrap-treiberschaltung mit hoher schaltgeschwindigkeit.

Info

Publication number: DE3784310T2
Application number: DE8787402548T
Authority: DE
Inventors: Brian R Carey; James R Kuo
Original assignee: Fairchild Semiconductor Corp
Current assignee: Fairchild Semiconductor Corp
Priority date: 1986-11-13
Filing date: 1987-11-12
Publication date: 1993-08-19
Anticipated expiration: 2007-11-13
Also published as: JPS63190420A; US4760282A; EP0267853A3; CA1270536A; EP0267853A2; EP0267853B1; DE3784310D1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf bipolare digitale Logikschaltungen und insbesondere auf bipolare integrierte Schaltungen, die Digitalsignale über Signalleitungen übertragen.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

In einem digitalen logischen Schaltkreis ist ein wünschenswerter Betriebskennwert eine hohe Schaltgeschwindigkeit von einem Logikzustand zum anderen. Andere Erfordernisse, wie die Leistungsabfuhr jedoch, können Hochgeschwindigkeitskonstruktionen entgegenstehen. Die digitale Signalübertragung bringt solche Beschränkungen mit sich; hohe Übertragungsraten jedoch erfordern hohe Schaltgeschwindigkeiten für die Logikschaltungen, welche die Logiksignale aussenden und empfangen.
Eine Art von Datenübertragung ist die Differentialdatenübertragung, bei der die Differenz von Spannungspegeln zwischen zwei Signalleitungen das übertragene Signal bildet. Differentialdatenübertragung wird gewöhnlich für Datenübertragungsraten über 100 Kilobaud über lange Distanzen verwendet. Rauschsignale verschieben die Grundpegelspannung und erscheinen als gemeinsame Modusspannungen. Demgemäß werden die nachteiligen Wirkungen von Rauschen wesentlich reduziert.
Zum Normen solcher Datenübertragung sind verschiedene Standards entwickelt worden. Diese Standards werfen Probleme auf, die überwunden werden müssen.
Ein solcher Standard ist beispielsweise der empfohlene Standard 422, RS422, der definiert wird durch die Electronics Industry of America, EIA. Dieser Standard läßt Datenraten bis zum 10 Millionen Baud über ein verdrilltes Paar von Signalleitungen zu. Treiberschaltungen, d. h. Schaltungen, die Signale auf die Leitungen plazieren, müssen in der Lage sein, ein Minimumdifferenzsignal von 2 V auf das verdrillte Leitungspaar zu übertragen, das mit 100 Ohm Widerstand abgeschlossen ist.
Dieses Erfordernis bildet eine schwierige Beschränkung bezüglich der Treiberschaltung, wo die Schaltung Leistung von einer ziemlich dicht bei Masse liegenden Spannungsquelle erhält, etwa +5 V, einer üblicherweise verwandten Spannungsversorgung für integrierte Schaltungen. Die Treiberschaltung muß in einem 2 V Pegel innerhalb der 5 V Differenz zwischen Spannungsquelle und Masse schalten. Die Schaltgeschwindigkeit der Treiberschaltung muß hoch bleiben, um eine hohe Rate der Datenübertragung zu ermöglichen, und die Schaltung muß in der Lage sein, die hohen Ströme zu verarbeiten, um die Digitalsignale auf die Signalleitungen zu bringen.
Ein anderes Problem mit RS422 besteht darin, daß das verdrillte Leitungspaar oft als ein Bus verwendet wird, an den mehrere Treiber, Signalquellen, angeschlossen sind. Wenn mehrere Treiber an einen gemeinsamen Bus angeschlossen sind, kann zu irgendeiner Zeit nur ein Treiber Daten übertragen. Die übrigen Treiber sollten in einem hochimpedanten Zustand sein, um den Bus nicht zu belasten. Da große positive und negative Gemein-Modussignale an den Treiberausgangsklemmen erscheinen können, die an ein Bussystem angeschlossen sind, ist das Aufrechterhalten einer hohen Impedanz über einen weiten Bereich von Gemeinmodusspannung und unabhängig davon, ob der Treiber unter Spannung steht oder nicht, wünschenswert.
Ein weiteres Problem ist die Möglichkeit exzessiver Ströme durch die Treiberschaltung. Wenn mehrere Treiberschaltungen an einen Bus angeschlossen sind, können die verschiedenen Treiberschaltungen bei unterschiedlichen Spannungspegeln geerdet sein. Dies erzeugt eine Differenz in der Gemein-Modusspannung an den Ausgangsklemmen der Treiberschaltungen, wenn mehr als einer dieser Schaltkreise den Versuch macht, über den Bus gleichzeitig zu kommunizieren. Die Spannungsdifferenz erzeugt einen Gleichstrom durch den Treiberschaltkreis. Wenn nicht der Strom in irgendeiner Weise begrenzt wird, kann der Gleichstrom die Temperatur der Schaltung so hoch anheben, daß die Treiberschaltung beschädigt wird, was eine übliche Gefahr für integrierte Schaltkreise darstellt.
Darüberhinaus kann durch Differenzen in der Gemein-Modusspannung unerwünschte Hitze erzeugt werden, Hitze, die auch auf andere Weise entstehen kann. Die Treiberschaltung sollte gegen exzessive Wärme geschützt sein.
Die vorliegende Erfindung ist durch Patentanspruch 1 definiert. Die abhängigen Ansprüche definieren bevorzugte Ausführungsformen dieses Konzepts.
Es ist festzuhalten, daß Bootstrap-Konfigurationen von Schaltungen des in Rede stehenden Typs in MISFET-Technik bekannt sind (siehe DE-A-28 51 825) oder sogar in analoger Technik (siehe VALVO GmbH Hamburg, "Schaltungssammlung", Band 1, Schaltung 51, 1970).

BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorliegende Erfindung wird verständlich anhand der nachstehenden Beschreibung und Bezugnahme auf die folgenden Zeichnungen:
Fig. 1 ist ein allgemeines Schaltungsdiagramm der vorliegenden Erfindung, unterteilt in verschiedene Abschnitte,
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm des Differenzverstärkerabschnitts der vorliegenden Erfindung,
Fig. 3A ist ein Schaltungsdiagramm des Treiberabschnitts der vorliegenden Erfindung, Fig. 3B illustriert die Spannungssignale an verschiedenen Punkten des Treiberabschnitts bei Datenübertragung, Fig. 3C ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Referenzstromquellenblocks in dem Treiberabschnitt,
Fig. 4A ist ein generelles Blockdiagramm des Entsperr/Sperrabschnitts, dargestellt in Fig. 1, Fig. 4B ist ein Schaltungsdiagramm der verschiedenen Blöcke in Fig. 4A,
Fig. 5A ist ein Schaltungsdiagramm des Schaltungsbegrenzerabschnitts, dargestellt in Fig. 1, Fig. 5B detailliert den thermischen Abschaltblock, dargestellt in Fig. 5A,
Fig. 6A ist ein Schaltungsdiagramm eines alternativen Strombegrenzerabschnitts nach Fig. 1. Fig. 6B ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Hystereseverstärkers, dargestellt in Fig. 6A, Fig. 6C ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm des Flankenpulsblocks, dargestellt in Fig. 6A, Fig. 6D ist ein detailliertes Schaltungsdiagramm der Fig. 6C zur Darstellung einiger Betriebsmerkmale des Flankenpulsblocks, Fig. 6E illustriert den Betrieb des Flankenpulsblocks durch Spannungssignale an verschiedenen Punkten des Blocks nach Fig. 6C.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Fig. 1 illustriert die allgemeine Organisation der Leitungstreiberschaltung der vorliegenden Erfindung. Die Unterteilung der vorliegenden Leitungstreiberschaltung in verschiedene Teile dient der Hilfe beim Verständnis der verschiedenen Merkmale der vorliegenden Erfindung. Es ist jedoch festzuhalten, daß die Unterteilung der Leitungstreiberschaltung in verschiedene Teile etwas willkürlich ist; in vielen Fällen ist es schwierig, ein bestimmtes Element in eine Unterteilung oder eine andere zu trennen.
Der allgemeine Betrieb der Leitungstreiberschaltung der vorliegenden Erfindung ist die Übertragung eines Digitalsignals an Eingangsklemme 15 in wahre und Komplementärsignale an den Ausgangsklemmen 17, 18. Die Spannungsdifferenz zwischen den Signalen an den Ausgangsklemmen 17, 18 bildet die Differenzsignale.
Die vorliegende Erfindung umfaßt einen Differentialverstärkerabschnitt 10, der wahre und Komplementärsignale aus dem Datensignal, empfangen an Eingangsklemme 15, erzeugt. Die Signale von dem Differentialverstärkerabschnitt 10 werden zu einem ersten Treiberabschnitt 11 über einen Signalpfad 21 übertragen. Der erste Treiberabschnitt 11 erzeugt einen Satz von Signalen an Ausgangsklemme 17 in einem geeigneten Zustand, um auf die Signalleitung gegeben zu werden, mit der die Ausgangsklemme zu verbinden ist, d. h. der Treiberabschnitt 11' "treibt" das Ausgangssignal auf der Signalleitung.
In ähnlicher Weise empfängt ein zweiter Treiberabschnitt 12 die Komplementärsignale von dem Differentialverstärkerabschnitt 10 für die Übertragung des komplementären Satzes von Signalen über die Ausgangsklemme 18.
Ein anderer Teil der vorliegenden Erfindung ist ein Entsperr/Sperrabschnitt 13, der die Treiberabschnitte 11, 12 aus- bzw. einschaltet. Der Abschnitt 13 wird gesteuert von einem Entsperr/Sperrsignal, empfangen an Eingangsklemme 16. Um hohe Datenübertragungsraten zu ermöglichen, schaltet der Entsperr/Sperrabschnitt 13 die Treiberabschnitte 11, 12 extrem aus bzw. ein. Die Kommunikation zwischen den Treiberabschnitten 11, 12 und dem Abschnitt 13 erfolgt über einen Signalpfad 23. Da der zweite Treiberabschnitt 12 derselbe ist und in derselben Weise verdrahtet ist wie der Treiberabschnitt 11, sind die Signalpfade zwischen dem zweiten Treiberabschnitt 12 und dem Sperr/Entsperrabschnitt 13 und anderen Abschnitten der Leitungstreiberschaltung nicht mit Bezugszeichen versehen.
Ein Strombegrenzerabschnitt 14 spricht auf Signale vom Differentialverstärkerabschnitt 10 und den ersten und zweiten Treiberabschnitten 11, 12 über Signalpfade 21, 22 an. Der Strombegrenzerabschnitt 14 dient dazu, die Ströme durch die Ausgangsklemmen 17, 18 zu begrenzen sowie durch die Treiberabschnitte 11, 12. Dies schützt die Treiberschaltung der vorliegenden Erfindung gegenüber Überhitzung und mögliche Zerstörung.

Differentialverstärkerabschnitt

In Fig. 2 kann man erkennen, daß der Differentialverstärkerabschnitt 11 ein Paar von emittergekoppelten Schottky-Transistoren Q2, Q3 umfaßt. Beide Emitterklemmen sind an eine Stromquelle (oder genauer gesagt Stromsenke), den Transistor Q4, angeschlossen. Das Datensignal auf Klemme 15 schaltet den Transistor Q1 aus und ein zum überbrücken des Stromes durch den Transistor Q4 durch die Transistoren Q2 oder Q3. Wenn das Datensignal hoch liegt oder logisch "1" ist, ist die Spannung an der Basis des Schottky-Transistors Q2 hoch und schaltet den Transistor durch. Der Transistor Q3 andererseits ist aus, was die Basis von Transistor Q7 hochgehen läßt, wodurch jener Transistor eingeschaltet wird. Demgemäß ist das Signal auf Leitungen 21A, 21B, die den Signalpfad 21 bilden, hoch. Das Signal von Transistor Q6 zu dem zweiten Treiberabschnitt 12 ist andererseits niedrig.
Ein niedriges Signal oder logisch "0" an der Dateneingangsklemme erzeugt entgegengesetzte Signale zu den Treiberabschnitten 11, 12.
Zum Erhöhen der Schaltzeitgeschwindigkeiten des Verstärkerabschnitts 10 sind viele Transistoren, wie Q2 und Q3, wie in den Zeichnungen angedeutet, sogenannte Schottky-Transistoren. Ein solcher Transistor hat eine Schottky-Diode parallel zu seiner Basis-Kollektorsperrschicht zum Hindern des Transistors, voll gesättigt zu werden, wenn er durchgeschaltet wird. Dies senkt die Abschaltzeit des Transistors. Schottky-Transistoren werden in anderen Teilen der Treiberschaltung zusätzlich zu denen in dem Differentialverstärker 10 zwecks schneller Schaltzeiten plaziert.
Es ist festzuhalten, daß die Kollektorklemmen beider Transistoren Q2, Q3 mit einer Leitung 24 von dem Entsperr/Sperrabschnitt 13 verbunden sind. Signale auf der Leitung 24 beschleunigen das Abschalten von NPN-Transistoren in den Treiberabschnitten 11, 12. Diese Arbeitsweise wird später erörtert.

Treiberabschnitt

Jeder der Treiberabschnitte 11, 12 ist durch Fig. 3A dargestellt, welche die besonderen Details des Treiberabschnitts 11 zeigt. Ein Transistor Q14 ist ein Ausgangstransistor für die Ausgangsklemme 17, die mit einer Emitterklemme des Transistors Q14 verbunden ist. Wenn er durchgeschaltet wird, zieht der Transistor Q14 die Spannung auf einer Signalleitung, verbunden mit der Ausgangsklemme 17 hoch oder auf logisch "1". Der Transistor Q14 ist auch groß genug, den Ausgangsstrom zur Signalleitung zu verarbeiten. Die Transistoren Q15, Q16 unterstützen das Einschalten des Ausgangstransistors Q14, wie unten erläutert. Die Transistoren Q14, Q15 und Q16 sind vorzugsweise Schottky-Transistoren, d. h. ihre Basis- und Kollektoranschlüsse sind über eine Schottky-Diode verbunden. PNP-Transistoren Q17-Q19 sind Stromquellentransistoren für den Treiberabschnitt 11. Die Transistoren Q18, Q19 repräsentieren symbolisch einen komplizierteren Referenzstromquellenblock 36, der detailliert in Fig. 3C dargestellt ist. Die NPN-Transistoren Q10-Q12, ansprechend auf Signale auf den Leitungen 21A, B von dem Verstärker 10, schalten den Logikzustand des Treiberabschnitts 11 von einem Zustand in den anderen.
Jede der Leitungen 21A, B von dem Differentialverstärkerabschnitt 10 ist mit den Basisklemmen der Transistoren Q10 bzw. Q11 des Treiberabschnitts 11 verbunden. Die Emitterklemme des Transistors Q10 ist verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q12. Die Kollektorklemme verbindet den Transistor Q10 mit den Transistoren Q14-Q16 und den PNP-Stromquellentransistoren Q17-Q19 über ein Paar von Schottky-Dioden S10, S12.
Der Transistor Q12 ist ein zweiter Ausgangstransistor. Über eine Schottky-Diode S14 ist die Kollektorklemme des Transistors Q12 mit der Ausgangsklemme Q17 verbunden; seine Emitterklemme liegt über einen Widerstand R5 an Masse.
Die Kollektorklemme des Transistors Q10 ist mit einer Kollektorklemme des PNP-Stromquellentransistors Q17 über die Schottky-Diode S10 verbunden und Impedanzmittel in der Form von zwei Widerständen R2, R1. Andererseits ist die Kollektorklemme des Stromquellentransistors Q18 verbunden mit der Basisklemme des Ausgangstransistors Q14. Jener Transistor ist mit seiner Kollektorklemme an die VCC Spannungsversorgung über eine Schottky-Diode S16 angeschlossen.
Die anderen Transistoren Q15, Q16 und ein Kondensator C1 unterstützen die Beschleunigung des Durchschaltens des Ausgangstransistors Q14. Die Emitterklemme des Transistors Q15 ist verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q14, und die Kollektorklemme des Transistors Q15 ist über eine Schottky-Diode S19 mit der VCC Versorgungsspannung verbunden. Die Basisklemme des Transistors Q15 ist mit einem Knoten 60 zwischen der Schottky-Diode S10 und dem Widerstand R2 verbunden.
Der Transistor Q16 ist mit seiner Kollektorklemme parallel mit der Kollektorklemme des Transistors Q15 geschaltet; die Basisklemme des Transistors Q16 ist mit der Kollektorklemme des PNP-Transistors Q17 verbunden und die Emitterklemme mit einem Knoten 62 zwischen den Widerständen R1 und R2.
Der Kondensator C1 ist mit einem Belag mit der Basisklemme des Ausgangstransistors Q14 verbunden. Der andere Belag des Kondensators C1 liegt am Knoten 62.
Wenn der Differentialverstärkerabschnitt 10 ein hohes Signal auf den Leitungen 21A, 21B erzeugt, werden die Transistoren Q10-Q12 durchgeschaltet. Der Strom wird von den NPN-Transistoren Q14-Q16 weggeführt, welche ausgeschaltet bleiben. Mit eingeschaltetem Transistor Q10 wird Strom von dem Stromversorgungs-PNP-Transistor Q17 zu Masse übertragen über den großen Ausgangstransistor Q12. Wenn der Transistor Q11 durchgeschaltet ist, wird in ähnlicher Weise Strom von dem Stromquellentransistor Q18 zu Masse geführt sowie über die Basisklemme des Transistors Q12 durch den Transistor Q10.
Wenn der zweite Ausgangstransistor Q12 durchgeschaltet ist, ist die Ausgangsklemme 17 über eine Schottky-Diode S14 an Masse gelegt. Ein niedriges Logiksignal ergibt sich dadurch an Ausgangsklemme 17.
Wenn andererseits das Dateneingangssignal an der Eingangsklemme 15 tief liegt, sind die Signale von dem Differentialverstärker 10 zum Treiberabschnitt 11 niedrig. Diese niedrigen Spannungen schalten die Transistoren Q10-Q12 aus, und Strom beginnt, in den Basisbereich der Transistoren Q14-Q16 zu fließen, um sie einzuschalten. Der Ausgangstransistor Q14 schaltet ein zum Anheben der Spannung an der Ausgangsklemme 17 auf einen hohen Logik-"1"-Pegel. Der Treiberabschnitt 11 ist so ausgelegt, daß die Spannung auf der Ausgangsklemme sehr schnell ansteigt. Dieses erwünschte Resultat tritt jedoch innerhalb der Begrenzungen des Betriebes zwischen +5 und 0 V (Masse) ein.
Bei ausgeschalteten Transistoren Q10-Q12 ist die Ausgangsklemme 17 mit der Emitterklemme des Transistors Q14 gekoppelt, der jetzt leitend ist. Der Strom vom PNP-Transistor Q18 fließt in die Basisklemme des Ausgangstransistors Q14. Da der Ausgangstransistor Q14 eingeschaltet ist, ist die Spannung auf der Ausgangsklemme 17 hoch oder bei logisch "1".
Beim Einschalten des Transistors Q14 und Anstieg der Spannung an der Ausgangsklemme 17 kommt der Kondensator C1 ins Spiel. Der Kondensator C1 ist nach Rückkopplungsart angeschlossen zum Hochziehen des Knotens 62 derart, daß die Transistoren Q15 und Q14 schnell einschalten. Die hohe Spannung am Knoten 62 zieht auch die Ausgangsklemme 17 hoch über die Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q14, Q15. (Ohne die Wirkung des Kondensators C1 würde die Spannung an der Ausgangsklemme langsamer exponential ansteigen.) Wenn die Transistoren Q10-Q12 durchgeschaltet sind, sammelt sich Ladung auf dem Rückkopplungskondensator C1 derart, daß der Knoten 62 auf einer höheren Spannung liegt als die Emitterklemme des Transistors Q15. Wenn der Transistor Q14 einzuschalten beginnt, steigt die Basisklemmenspannung des Transistors Q14 so, daß die Spannung am Knoten 62 entsprechend ansteigt. Wenn der Knoten 62 hoch liegt und seine Emitterklemme hoch, schaltet der Transistor Q16 ab zum Präsentieren einer höheren Impedanzbarriere für den Strom vom Kondensator C1. Der Strom fließt durch den Widerstand R2. Der Spannungsanstieg an Knoten 62 zieht auch den Widerstand R2 hoch, so daß der Strom durch den Widerstand R2 den Knoten 60 lädt wie auch die Basisklemme des Transistors Q15.
Der Transistor Q15 seinerseits treibt den Strom von seiner Emitterklemme in die Basisklemme des Transistors Q14 und schaltet diesen Transistor weiter durch. Die Spannung an der Ausgangsklemme 17 steigt schnell, bis eine Maximalspannung erreicht ist. An diesem Punkt beginnt die Spannung am Knoten 62, exponential abzufallen. Wenn einmal der Transistor Q14 vollständig durchgeschaltet ist und ein stabiler Zustand erreicht ist, ist der Transistor Q15 ausgeschaltet. Seine Basis-Emittersperrschicht ist nun rückwärts vorgespannt.
R2 hat zwei 2,6 Kilo Ohm, während R1 etwa 30 Kilo Ohm hat. R2 hat diesen ausgewählten Widerstand, so daß er keine zu große RC Zeitkonstante für den aus dem Kondensator C1 in den Knoten 60 entladenen Strom bildet, jedoch ist R2 groß genug, um exzessiven Strom und Leistungsumsatz zu vermeiden. R1 andererseits erzeugt die hohe Impedanz für den Strom von dem Kondensator C1, wenn der Transistor Q16 ausgeschaltet wird.
Fig. 3B illustriert die Spannungsänderungen an verschiedenen Punkten oder Knoten von dem Eingangssignal zu dem Differentialverstärkerabschnitt 10 durch bis zum Ausgangssignal des Treiberabschnitts 11 gezeigten Fig. 3A. In dem Differentialverstärkerabschnitt 10 (Fig. 2) ist der Knoten 69 mit dem Kollektor des Transistors Q3 verbunden und dem Basisanschluß des Transistors Q7. Der Knoten 70 ist verbunden mit dem Transistor Q10 an dessen Kollektorklemme im Treiberabschnitt 11 (Fig. 3A). Der Knoten 60 führt zur Basisklemme des Transistors Q15, während der Knoten 62 zwischen den Widerständen R1 und R2 liegt. Die dargestellten Spannungen sind für diese bestimmte Ausführungsform der Erfindung. Was es speziell festzuhalten gilt, ist, daß die Spannung an Knoten 62 +6,3 V erreicht, mehr als 1,3 V höher als die Versorgungsspannung. Dies seinerseits, wie vorher erläutert, hebt schnell die Spannung an der Ausgangsklemme 17 über den Basis-Emitterspannungsabfall der Transistoren Q15 und Q14 an.
Fig. 3C zeigt Details der Schaltung des Referenzstromquellenblocks 36 nach Fig. 3A. Die vorwärts vorgespannte Basis-Emittersperrschicht der Transistoren Q24-Q26 erzeugt einen festen Referenzstrom IR durch einen Widerstand, der zwischen die Emitterklemme des Transistors Q26 und Masse geschaltet ist. Der durch den Transistor Q24 fließende Strom beträgt demgemäß IR/β. Ein Transistor Q23 ist verbunden als Stromspiegel mit dem Transistors Q24. Da der Transistor Q23 eine Basis-Emittersperrschichtfläche besitzt, die fünfmal so groß ist wie die des Transistors Q24, gibt es einen Strom von 5 IR/β von der Kollektorklemme des Transistors Q23. Dieser Strom fließt durch einen Transistor Q28, dessen Kollektorklemme mit der Kollektorklemme von Q23 verbunden ist.
Wenn ein Knoten 5 auf niedrig vorgespannt ist, dann ist die Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q28 vorwärts vorgespannt und der Strom von Transistor Q23 fließt durch den Transistor Q28. Ein Transistor Q27, dessen Basisklemme mit der des Transistors Q28 verbunden ist, hat ebenfalls nur ein Zehntel des Widerstandes zwischen seiner Emitterklemme und dem Knoten 65 im Vergleich mit dem Widerstand zwischen der Emitterklemme des Transistors Q28 und dem Knoten 65. Demgemäß führt der Transistor das Zehnfache des Stromes des Transistors 28.
Die Kontrolle über den Strom vom Transistors Q18 erfolgt durch ein Signal von dem Entsperr/Sperrabschnitt 13 über Leitung 23A, die mit Knoten 65 verbunden ist. Wenn das Signal auf der Leitung 23A hoch liegt, sind die Transistoren Q27, Q28 nicht mehr richtig vorgespannt, und kein Strom fließt durch die Transistoren. Dioden D20-D22 und S20 bilden dann eine Parallelstrecke für den Konstantstrom von dem Transistor Q23. Strom wird vom PNP-Transistor Q18 erzeugt, bis der Knoten 65 wieder tief gezogen wird durch das Signal auf Leitung 23A.
Der multiplixierte Strom 50IR/β fließt durch einen Transistor Q19 auf demselben Strompfad wie der Transistor Q27. Der Strom wird wiederum multipliziert (mit 2) durch den PNP-Transistor Q18. Der Transistor Q18 hat die zweifache Basis-Emittersperrschichtfläche wie jene des Transistors Q19. Der Referenzstromquellenblock 36 liefert demgemäß einen Strom von 100 IR/β vom Transistor Q18, wenn der Knoten 65 tief liegt.
Dieser Referenzstrom wird multipliziert mit der Stromverstärkung β des Ausgangstransistors Q14 des Treiberabschnitts 11. Demgemäß ist der Abschnitt 11 eine Quelle für eine Stromstärke von 100 IR. Der Transistor Q14 kann einen Strom an die Ausgangsklemme 17 von mindestens dieser Höhe liefern. In der dargestellten Ausführungsform beträgt dieser Minimumstrom 20 Milli Ampere. Mehrstrom kann auch zur Basis des Transistors Q14 zugeführt werden durch den Transistor Q15, um den Ausgangsstrom zu erhöhen. Dieser zusätzliche Strom hängt jedoch ab davon, ob der PNP-Stromquellentransistor Q17 eingeschaltet ist oder nicht. Wie unten erörtert, bestimmen verschiedene Bedingungen, ob der Transistor Q17 eingeschaltet ist oder nicht.
Die vorliegende Erfindung ist auch in der Lage, eine hohe Impedanz über einen gemeinsamen Modusbereich von -7 V bis +12 V aufrechtzuerhalten, unabhängig davon, ob die Leistung zu- oder weggeschaltet ist.
Das Massepotential bei gemeinsamem Modus und Rauschen auf der Ausgangsklemme 17, 18 treten in Erscheinung, wenn mehrere Treiberschaltkreise an die Signalleitungen angeschlossen sind. Hohe Impedanz ist in jeder Treiberschaltung, wenn diese gesperrt ist, erforderlich. Die vorliegende Erfindung sorgt für eine solche hohe Impedanz im Bereich von -7 bis +12 V an den Ausgangsklemmen 17, 18. Wenn beispielsweise die Leitungstreiberschaltung gesperrt ist, trifft sich eine große positive Spannung mit der rückwärts vorgespannten Schottky-Diode S6 (dargestellt in Fig. 4B) oder den rückwärts vorgespannten Emittersperrschichten der NPN-Transistoren Q15 und Q14. In gleicher Weise weisen die rückwärts vorgespannten Basis-Emittersperrschichten der PNP-Transistoren Q18 und Q17 eine hohe Impedanz auf zusammen mit der Schottky-Diode S19. Für niedrige Spannungen an der Ausgangsklemme 17 sind die Transistoren Q15 und Q14 gesperrt. Die Schottky-Diode S16, S17, S18 und S10 sind ebenfalls rückwärts vorgespannt für eine hohe Impedanz für jenes Signal.
Selbst wenn die Leitungstreiberschaltung ausgeschaltet ist und die erste Spannungsversorgung, die normalerweise bei VCC +5 V liegt, an Masse gelegt ist, weist die Treiberschaltung immer noch ein hohe Impedanz für positive und negative Spannungen an den Ausgangsklemmen 17 und 18 im Bereich zwischen -7 und +12 V auf.

Entsperr/Sperrabschnitt

Die allgemeine Organisation des Entsperr/Sperrabschnitts 13 ist in Fig. 4A dargestellt. Der Abschnitt 13 schaltet die Treiberschaltungen 11, 12 ein und aus, so schnell es möglich ist. Zum Erhöhen der Gesamtdatenübertragungsrate der Leitungstreiberschaltung. Ein hohes oder "1" Signal an einer Entsperr/Sperreingangsklemme 16 schaltet die Treiberschaltungen 11, 12 ein, ein niedriges oder "0" an der Klemme 16 schaltet die Treiberschaltungen 11, 12 ab. Wenn die Leitungstreiberschaltung gesperrt ist, weist die Leitungstreiberschaltung eine hohe Impedanz auf.
Die Eingangsklemme 16 zu dem Entsperr/Sperrabschnitt 13 ist mit zwei Verstärkern 30, 31 verbunden, die Signale für einen PNP-Sperrblock 32, PNP-Anreicherungsblock 33 und einen Treibersperrblock 34 erzeugen. Der PNP-Sperrblock 32 unterstützt das Ausschalten der PNP-Transistoren, die in den Treiberabschnitten 11, 12 als Stromquellen verwendet werden. In ähnlicher Weise unterstützt der PNP-Entsperrblock 33 zusammen mit dem Verstärker 31 das Einschalten der PNP-Transistoren. Diese Hilfen sind speziell wichtig für PNP-Transistoren, die von Hause aus langsam schalten. Der Treibersperrblock 34 beschleunigt das Ausschalten der NPN-Transistoren in den Treiberabschnitten 11, 12.
Spezifisch unterstützt die Leitung 23D vom PNP-Sperrblock 32 das Ausschalten der PNP-Transistoren Q18-Q20 des Referenzstromquellenblocks 36 (dargestellte in Fig. 3C). Die Leitung 23C vom PNP-Sperrblock 32 und Verstärkerblock 31 unterstützt das Ein- und Ausschalten des PNP-Transistors Q21 im selben Block 36. In ähnlicher Weise unterstützt die Leitung 23B vom PNP-Sperr- und Entsperrblock 32 bzw. 33 das Beschleunigen des Aus- und Einschaltens des PNP-Transistors Q17 im Treiberabschnitt (gezeigt in Fig. 3A), während Signale vom Verstärkerblock 30 auf Leitung 23A den Referenzstromquellenblock 36 ein- und ausschalten. Leitung 23E vom Treibersperrblock 34 und Leitung 24 vom Block 34 und PNP-Entsperrblock 33 unterstützen das Ausschalten der NPN-Transistoren in den Treiberabschnitten 11, 12.
Fig. 4B zeigt die detaillierte Schaltung des Abschnitts 13. Der Verstärker 30 hat zwei emittergekoppelte Transistoren Q32, Q33. Die Basis des Transistors Q33 ist über zwei Dioden mit einem Emitter bzw. einer Basisklemme eines PNP-Transistors Q30 verbunden, dessen Basis an Masse liegt. Wenn das Signal an der Eingangsklemme 16 tief liegt, dem Sperrzustand, ist der Transistor Q32 ausgeschaltet. Ein hohes oder Entsperrsignal an Klemme 16 schaltet den Eingangstransistor Q31 aus und ermöglicht, daß die Basis des zweiten emittergekoppelten Transistors Q32 hochgezogen wird. Der Transistor Q32 schaltet ein, und der resultierende Strom durch den Transistor erzeugt eine Spannung über einem 10 Kilo Ohm Widerstand. Ein Transistor Q35, der mit seiner Basis-Emittersperrschicht über den Widerstand gelegt ist, wird eingeschaltet. Gleichzeitig senkt der Strom durch den Transistor Q32 die Spannung an der Basisklemme von Transistor Q36. Der Transistor Q36, der mit einer Emitterklemme mit einer Kollektorklemme des Transistors Q35 verbunden ist, wird abgesperrt.
In ähnlicher Weise umfaßt der Verstärker 31 emittergekoppelte Transistoren Q51, Q52, die in derselben Weise arbeiten. Der Transistor Q52 ist mit seiner Basisklemme an eine Emitterklemme des Transistors Q55 angeschlossen, dessen Basisklemme an Masse liegt. Wenn das Entsperr/Sperrsignal an der Klemme 16 tief liegt, ist der Transistor Q51 aus. Ein Transistor Q54 erhält keinen Strom von der Emitterklemme des Transistors Q51 über einen Widerstand, der zwischen die Basis- und die Emitterklemmen des Transistors Q54 geschaltet ist. Er ist aus. Wenn das Signal andererseits hoch liegt, schaltet der Transistor Q51 ein zusammen mit Transistor Q54.
Wenn demgemäß das Eingangssignal an Klemme 16 tief liegt, sind die Transistoren Q32 und Q35 im Verstärkerblock ausgeschaltet. Während der Transistor Q36 nominal eingeschaltet ist, zieht er wenig Strom, da sein Hauptstrompfad durch den Transistor Q35 blockiert ist. Das Signal auf Leitung 23A und Knoten 65 im Referenzstromquellenblock 36 liegt hoch. Der Stromquellenblock 36 gemäß Fig. 3C bleibt aus.
Die PNP-Transistoren Q37-Q39 des PNP-Entsperrblocks 32 sind aus, da ihre Basis-Emittersperrschichten nicht in Vorwärtsrichtung vorgespannt sind. Im einzelnen bleibt bei ausgeschaltetem Transistor Q38 das Signal auf Leitung 23C unbestimmt. In dem PNP-Anreicherungsblock 33 bleiben die Transistoren Q42, Q43 und Q45 ein; kein Signal erscheint auf Leitung 23B zu dem PNP-Stromquellentransistor Q17 des Treiberabschnitts 11 (gezeigt in Fig. 3A). In dem Verstärkerblock 31 sind die Transistoren Q51 und Q54 ebenfalls aus.

PNP-Transistoranreicherung

Wenn das Signal an Klemme 16 von Sperren zu Entsperren, tief nach hoch, wechselt, schalten die Transistoren Q32, Q35 ein. Demgemäß ist die Spannung auf Leitung 23A niedrig und der Knoten 65 ist ebenfalls niedrig. Der Referenzstromblock 36 wird eingeschaltet.
Mit den Transistoren Q32, Q35 ist der Transistor Q42 in dem PNP-Anreicherungsblock 33 gekoppelt. Der Transistor Q42 schaltet aus mit dem Einschalten des Transistors Q35. Die Basisklemme des Transistors Q42 wird durch den Strom und den resultierenden Spannungsabfall über einem 15 Kilo Ohm Widerstand, der zwischen die VCC Spannungsversorgung und die Basisklemmen der nun leitenden Transistoren Q40-Q41 angeschlossen ist, niedrig gezogen. Mit Ausschalten des Transistors Q42 fließt kein Strom, und kein Spannungsabfall tritt ein zwischen den Basis- und Emitterklemmen eines Transistors Q45, der mit seiner Basisklemme an den Emitter des Transistors Q42 angeschlossen ist und an Masse über einen 5 Kilo Ohm Widerstand. Der Transistor Q45 ist aus, und die Kollektorklemme des Transistors Q45 wird höher und höher gezogen durch die vorwärts vorgespannte Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q43, dessen Basisklemme mit der Kollektorklemme des Transistors Q42 und VCC (über einen Widerstand und Schottky-Diode) verbunden ist.
Ein Transistor Q44, der mit seinem Kollektor und seinen Basiselektroden mit der Basisklemme des Transistor Q45 verbunden ist, und dessen Emitterklemme mit der Kollektorklemme desselben Transistors verbunden ist, arbeitet als ein Kondensator. Dieser Transistor Q44 speist gespeicherte Ladung zurück als Strom in die Basisklemme des Transistors Q45, und der Übergangsstrom wird multipliziert mit der Stromverstärkung des Transistors Q45. Zeitweilig schaltet der Transistor Q45 ein, und ein hoher Strom fließt durch den Transistor Q43 und die Signalleitung 23B, die mit der Basisklemme des PNP-Transistors Q17 in den Treiberabschnitten 11, 12 verbunden ist. Dieser Saugstrom unterstützt das Einschalten des PNP-Transistors Q17; je größer der Saugstrom, desto schneller schaltet der PNP-Transistor ein.
Gleichzeitig schaltet das Entsperrsignal an Klemme 16 die Transistoren Q51 und Q54 in dem Verstärker 31 durch. Die Spannung auf Leitung 23C wird abgesenkt, und Strom wird gezogen durch die Leitung 23C von dem Basisbereich des PNP-Transistors Q21 (Fig. 3C). Dieser Strom durch den Transistor Q21 schaltet die PNP-Transistoren Q18-Q20 durch, und die Referenzstromversorgung wird vollständig durchgeschaltet.
Diese hohe Basisstromübersteuerung von dem Transistor Q54 in dem Verstärker 31 wird nach einer Weile durch den Transistor Q20 abgeschaltet, der ebenfalls anfänglich durch den Strom eingeschaltet wird, der von dem Transistor Q54 erzeugt wird. Der Strom von der Kollektorklemme des Transistors Q20 wird rückgekoppelt auf Leitung 23F an die Basisklemme eines Transistors Q56 im Verstärkerabschnitt 31. Der Transistor Q56 schaltet ein. Über zwei Schottky-Dioden werden dann die Basisklemmen der emittergekoppelten Transistoren Q51 und Q52 niedrig gezogen zum Ausschalten der Transistoren. Ohne Strom über dem 10 Kilo Ohm Widerstand zwischen der Basisklemme und Masse wird der Transistor Q54 ausgeschaltet. Die Stromübersteuerung zu dem Transistor Q21 endet.
Wenn der Knoten 65 niedrig liegt, bleiben jedoch alle Transistoren in dem Referenzstromquellenblock 36 ein. Die Transistoren verbleiben in diesem Zustand, bis bin Sperrsignal auf die Eingangsklemme 16 geleitet wird.
Es ist festzuhalten, daß diese Technik für das Bereitstellen eines anfänglichen Überstromes zum rapiden Einschalten eines Transistors sich unterscheidet von der vorher beschriebenen Kondensatorrückkopplungstechnik. Ein hoher Überstrom muß den Transistor Q21 zwingen, einzuschalten, wie auch die Transistoren Q18-Q20. Die vorliegende Technik des Erzeugen des Überstromes durch einen Transistor, der zunächst eingeschaltet wird und dann ausgeschaltet wird, sobald die PNP-Transistoren eingeschaltet sind, ist besser geeignet, als der begrenztere Überstrom von der Kondensatorrückkopplungstechnik.

PNP-Transistorsperrung

Das Sperrsignal tritt auf, wenn die Spannung an Klemme 16 von hoch nach niedrig geht. In den Verstärker 30 schalten die Transistoren Q32 und Q35 aus. Mit dem Ausschalten des Transistors Q35 wird seine Kollektorklemme höher und höher gezogen durch die vorwärts vorgespannte Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q36. Ein Transistor Q34, der mit seiner Kollektorklemme an die Basisklemme des Transistors Q35 angeschlossen ist und mit seinen Basis- und Emitterelektroden mit der Kollektorklemme des Transistors Q35 verbunden ist, dient als ein Kondensator und wirft seine gespeicherte Ladung in den Basisbereich des Transistors Q35 ab. Dies schaltet den Transistor Q35 momentan ein. Ein Strom wird durch den Strom Q36 gezogen und von den Basisbereichen der Transistoren Q37-Q39 des Blocks 32, um sie einzuschalten.
Der PNP-Transistor Q39 liefert eine momentane Stromspitze in den Basisbereich der PNP-Transistoren Q18-Q20 des Referenzstromblocks 36 über Leitung 23D. Der PNP-Transistor Q21 wird ebenfalls abgeschaltet durch die Stromspitze über Leitung 23C von Transistor Q38. Eine Stromspitze wird ferner geliefert von dem Transistor Q37 an den Basisbereich des Transistors Q17 für ein schnelles Abschalten über Leitung 23B.

NPN-Transistorsperrung

Der Entsperr/Sperrabschnitt 13 sorgt auch für ein schnelles Ausschalten der NPN-Transistoren der Treiberabschnitte 11, 12, wenn der Abschnitt 13 gesperrt wird. Wie in Fig. 3A und 3B gezeigt, sind die Basisbereiche der NPN-Transistoren Q14-Q16 des Treiberabschnitts 11 mit dem Abschnitt 13 über eine Leitung 23E verbunden. Wenn ein Entsperrsignal an der Klemme 16 erscheint, werden die Transistoren Q32 und Q35 im Verstärkerblock 35 ausgeschaltet, und der Knoten 65 im Block 36 steigt. Die PNP-Transistoren Q18-Q21 ihrerseits schalten ab, und der Rückkopplungsstrom auf Leitung 20F wird abgeschaltet. Der Transistor Q56 in dem Verstärker 31 schaltet ab. In dem NPN-Sperrblock 34 wird demgemäß der Transistor Q58 eingeschaltet durch die hohe Spannung von der VCC Spannungsversorgung auf der Basisklemme des Transistors. Demgemäß fließt Strom von der VCC Spannungsversorgung über einen 10 Kilo Ohm Widerstand, den Basisbereich eines Transistors Q59 zum Kollektor des Transistors Q58. Die Spannung über dem Widerstand und der Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q59 schaltet den Transistor Q61 ab. Die Leitung 23E ist dann an die Spannungsversorgung gekoppelt.
Bevor jedoch die langsamer schaltenden PNP-Transistoren Q18-Q21 ausgeschaltet werden und der Strom zu dem Transistor Q56 endet, wirken der Verstärkerblock 30, der PNP-Anreicherungsblock 33 und der NPN-Sperrblock 34 zusammen, um die Spannung auf Leitung 23E hochzutreiben und den Strom von den Basisbereichen der NPN-Transistoren Q14-Q16 über Schottky-Dioden S16-S18 abzuziehen.
Wenn der Entsperr/Sperrabschnitt 13 gesperrt wird, werden die Transistoren Q32 und Q37 im Verstärkerblock 30 abgeschaltet. Die Emitterklemme der Transistoren Q40, Q41 steigt in der Spannung. Die Basisklemme des Transistors Q42 geht hoch, und der Transistor Q42 wird zusammen mit dem Transistor Q45 eingeschaltet. Dies klemmt wirksam die Leitung 24, die mit der Kollektorklemme des Transistors Q45 verbunden ist, an Masse.
In dem NPN-Sperrblock 34 wird nun die Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q62 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, wodurch die Spannung an der Basisklemme des Transistors Q63 nach unten gezwungen wird. Der Transistor Q63 schaltet ab. Mit dem Abschalten des Transistors Q63, welcher über den Transistor Q60 wirksam die Spannungen an den Basis- und Emitterklemmen des Transistors Q61 zusammengeklemmt hatte, wird diesem Transistor ermöglicht, einzuschalten. Demgemäß wird die Leitung 23E, verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q61, nach unten gezogen.
Ein anderes Ergebnis des Abwärtstreibens der Leitung 24 durch die Wirkung des Transistors Q45 in dem PNP-Anreicherungsblock 33 ist, daß andere NPN-Transistoren in dem Treiberabschnitt 11 (und 12) ebenfalls schnell ausgeschaltet werden. Die Leitung 24 ist mit den Kollektorelektroden der emittergekoppelten Transistoren Q2, Q3 in dem Differentialverstärkerabschnitt 10 nach Fig. 2 verbunden. Wenn die Spannung auf Leitung 24 (über Schottky-Dioden S2) nach unten getrieben wird, wird auch der Basisbereich des Transistors Q7 nach unten getrieben. Der Transistor Q7 ist nun aus, unabhängig vom Logikzustand an der Eingangsdatenklemme 15. über die Leitungen 21A, 21B sind die Basisbereiche der Transistoren Q10, Q11 an Masse gekoppelt, und ohne Strom durch den Transistor Q10 ist auch der Basisbereich des zweiten Ausgangstransistors Q12 wirksam an Masse gekoppelt. Diese NPN-Transistoren sind ausgeschaltet.

Strombegrenzerabschnitt

Um die Treiberschaltungen 11, 12 gegen Überhitzung zu schützen, ist ein Strombegrenzerabschnitt 14 vorgesehen. Die Einzelheiten einer bevorzugten Konstruktion des Abschnitts 14 sind in Fig. 5A gezeigt. Der Strom wird auf zwei Wegen begrenzt. Erstens begrenzt der Abschnitt 14 den Strom von den Treiberschaltungen 11, 12, wenn die Spannungen des gemeinsamen Modus auf den Signalleitungen exzessiven Strom aus der Schaltung ziehen. Zweitens schaltet der Abschnitt 14 den Strom durch die Treiberabschnitte 11, 12 vollständig ab, wenn die Temperatur der Schaltung eine vorbestimmte Betriebstemperatur übersteigt.
In Fig. 4A ist ein Teil des Treiberabschnitts 11 gezeichnet, um besser die Verbindung zwischen dem Treiberabschnitt 11 (und 12) und dem Strombegrenzerabschnitt 14 zu zeigen. Die Treiberabschnitte 11, 12 sind zusammen parallel an einem Knoten 71 mit der Kollektorklemme des Ausgangstransistors Q14 verbunden. Mit anderen Worten ist die Kollektorklemme des entsprechenden Ausgangstransistors des zweiten Treiberabschnitts 12 mit dem Knoten 71 verbunden, und die beiden Abschnitte teilen sich die Schottky-Diode 16.
Jeder Abschnitt 11, 12 hat jedoch seinen eigenen spiegelnden Transistor Q64, Abtasttransistoren Q65, Q66 und Setz- Rücksetzzwischenspeicher 35. Die Ausgangsklemmen der beiden Zwischenspeicher 35 sind an einem Knoten 68 zusammengeführt, der mit der Leitung 25A verbunden ist. Die Leitung 25A ist verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q46 in dem PNP-Anreicherungsblock 33 der Fig. 4B. Jeder der Zwischenspeicher 35 kann die Leitung 25A niedrig ziehen und den Transistor Q46 ausschalten, wenn er eingreift. Der Transistor Q46 ist normalerweise ein, wenn die gesamte Leitungstreiberschaltung eingeschaltet ist, d. h. das Signal auf der Klemme 16 hoch ist. Wenn der Transistor Q46 ausgeschaltet wird, zieht die Spannungsversorgung VCC die Kollektorklemme dieses Transistors Q46 hoch zusammen mit einem Knoten 73, der mit der Leitung 23B verbunden ist.
Wie in Fig. 3A gezeigt, ist die Leitung 23B mit der Basisklemme des PNP-Stromquellentransistors Q17 verbunden. Die hohe Spannung auf dem Basisbereich des Transistors Q17 schaltet jenen Transistor ab. Der einzige Strom, der zur Verfügung steht, um den Ausgangstransistor Q14 in den Stromtreiberabschnitten 11, 12 zu speisen, stammt von dem Referenzstromblock 36.
Der spiegelnde Transistor Q64 in dem Strombegrenzerabschnitt 14, dargestellt in Fig. 5A, ist mit seinen Basis- und Emitterklemmen direkt mit der Basis- bzw. Emitterklemme des Ausgangstransistors Q14 verbunden. Der Strom durch den Ausgangstransistor Q14 wird "gespiegelt" durch den Transistor Q64, wenn auch zu einem Zwölftel von dessen Höhe infolge der Größenunterschiede der Transistoren. Der Strom durch den Transistor Q14 (über den spiegelnden Transistor Q64) wird überwacht durch ein Paar von PNP-Abtasttransistoren Q65, Q66. Der Transistor Q66 ist mit einer Emitterklemme mit der Spannungsversorgung VCC verbunden. Seine Basisklemme ist über einen Widerstand R11 mit der Basisklemme des Transistors Q65 verbunden. Der Emitter des Transistors Q66 ist mit der VCC Spannungsversorgung über eine Schottky-Diode S21 verbunden; die Basisklemme des Transistors Q65 ist mit der Kollektorklemme des spiegelnden Transistors Q64 verbunden. Ein Widerstand R10 verbindet die Diode S21 mit der Kollektorklemme des Transistors Q64.
Der Transistor Q65 erfaßt die Stromhöhe durch den Ausgangstransistor Q14 mittels des Stromes durch den Widerstand R10. Mehr Strom durch den Transistor Q14 erzeugt mehr Strom durch den Widerstand R10. Die Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q65 ist vorwärts vorgespannt in direkter Proportion zu der Stromhöhe durch den Widerstand R10. Dies seinerseits sorgt für mehr ausgehenden Strom durch die Kollektorklemme des Transistors Q65. Dieser Strom liefert ein Setzsignal für den Setz-Rücksetzzwischenspeicher 35, eingeschlossen von einer gestrichelten Linie 35.
Der Transistor Q66 liefert das Rücksetzsignal an den Zwischenspeicher 35. Wie der Transistor Q65 erzeugt der Transistor Q66 Strom von seiner Kollektorklemme in direkter Proportion zu der Stromhöhe durch den Widerstand R10.
Der Setz-Rücksetzzwischenspeicher 35, dargestellt in Fig. 5A, hat sechs NPN-Transistoren Q100-Q105, von denen jeder mit seiner Emitterklemme direkt an Masse liegt. Über seine Basisklemme mit der Kollektorklemme des Transistors Q66 verbunden ist der Transistor Q100 mit seiner Kollektorquelle an die Spannungsversorgung VCC über einen Widerstand und an die Basisklemme des Transistors Q101 gelegt. Die Kollektorklemme des Transistors Q101 ist mit der Kollektorklemme des Transistors Q103 verbunden. Jene Klemme ist außerdem verbunden mit der Spannungsversorgung über einen 40 Kilo Ohm Widerstand. Über einen weiteren Widerstand von 1 Kilo Ohm ist die Kollektorklemme des Transistors Q103 verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q104, dessen Kollektorklemme ebenfalls mit der Spannungsversorgung über einen 40 Kilo Ohm Widerstand verbunden ist. In ähnlicher Weise ist die Kollektorklemme des Transistors Q103 mit der Basisklemme des Transistors Q105 über einen 1 Kilo Ohm Widerstand verbunden. Der Transistor Q105 ist mit seiner Kollektorklemme an die Leitung 25A gelegt.
Die Kollektorklemme des Abtasttransistors Q65 ist mit der Basisklemme des Transistors Q102 über einen Widerstand verbunden. Der Transistor Q102 ist mit seiner Kollektorklemme ferner verbunden mit der Basisklemme des Transistors Q103. Die Basisklemme des Transistors Q103 ist außerdem verbunden mit der Kollektorklemme des Transistors Q104 über eine Rückkopplungsstrecke.
Bei Beginn jedes Zyklus der Datenübertragung fließt kein Strom durch den Ausgangstransistor Q14 und die Abtasttransistoren Q65, Q66. Der Transistor Q100 in dem Zwischenspeicher 35 ist demgemäß aus und ermöglicht, daß die Spannung an der Basisklemme des Transistors Q101 hoch gezogen wird. Der Transistor Q101 ist ein. Dies zieht den Basisbereich des Transistors Q104 nach unten zum Ausschalten des Transistors Q104, und die Kollektorklemme des Transistors Q104 wird hochgezogen. Durch den Rückkopplungspfad zum Basisbereich des Transistors Q103 wird jener Transistor eingeschaltet. Ohne Strom von dem Abtasttransistor Q65 ist auch der Transistor Q102 aus. Die beschriebene Schaltung ist nun verriegelt, und die Spannung an der Basisklemme des Transistors Q105 ist niedrig. Der Transistor Q105 ist aus, und der Knoten 68 ist nicht mit Masse gekoppelt.
Selbst bei Beginn des Stromflusses von dem Abtasttransistor Q66 zum Einschalten des Transistors Q100 und Ausschalten des Transistors Q101 bleibt der Zustand der Transistoren Q103-Q105 unverändert. Diese Transistoren bleiben verriegelt, bis die Höhe des Stromes durch den Ausgangstransistor Q14 in dem Treiberabschnitt 11, 12 genug Stromerzeugung durch den Abtasttransistor Q65 bewirkt, da die Basis-Emittersperrschicht jenes Transistors durch die Spannung über dem Widerstand R10 vorgespannt ist. An einem vorbestimmten Punkt wird der Transistor Q102 eingeschaltet. Mit dem Transistor Q102 eingeschaltet wird der Transistor Q103 abgeschaltet und der Transistor Q104 eingeschaltet. Der Transistor Q105 wird ebenfalls eingeschaltet, wenn die Spannung an der Basisklemme des Transistors durch die Spannungsversorgung hochgezogen wird. Der Knoten 68 und die Leitung 25A werden nun niedrig gezogen; der Zwischenspeicher 35 ist gesetzt. Der PNP-Transistor Q17 im Treiberabschnitt 11, 12 ist ausgeschaltet.
Der Abtasttransistor Q66 erzeugt den Strom für das Rücksetzsignal. Da seine Basis-Emittersperrschicht vorgespannt ist sowohl durch die Schottky-Diode S21 als auch den Widerstand 10, liefert der Transistor Q66 normalerweise Strom zum Eingeschaltethalten des Transistors Q100. Der Abtasttransistor Q66 erzeugt ein Rücksetzsignal, wenn der Transistor ausgeschaltet wird und kein Strom dem Transistor Q100 zugeführt wird. Dies erfolgt bei jedem Datenübertragungspunkt, wenn das Datensignal an der Eingangsklemme 15 (Fig. 2) den Logikzustand umschaltet. Wenn beispielsweise das Signal an der Klemme 15 ein "1"- oder ein hohes Signal von dem Treiberabschnitt 11 bewirkt, ist der Transistor Q66 ein. Wenn das Signal an Klemme 15 umschaltet, schaltet der Transistor Q66 aus, da der Treiber 11 ein "0"- oder niedriges Signal erzeugt. Es ist jedoch festzuhalten, daß, wenn die Bedingung, welche den hohen Strom hervorrief, der von dem Treiberabschnitt 11 gezogen wird, auch hohen Strom von dem komplementären Treiberabschnitt 12 zieht, die Setz-Rücksetzzwischenspeicherung jenes Abschnitts 12 bewirkt, daß sein PNP-Stromquellentransistor Q17 ebenfalls abschaltet. Der Strom wird immer noch begrenzt.
Neben dem Schutz gegen exzessiven Ausgangsstrom weist die vorliegende Erfindung einen Schutz gegen exzessive Temperatur mittels eines thermischen Schutzblocks 39 auf. Der thermische Schutzblock 39 setzt die Treiberabschnitte 11, 12 still, wenn die Treiberschaltung zu heiß wird. Der Block 39 überträgt Signale auf Leitung 25B, 25C, Teil des Signalspfades 25, zu dem Entsperr/Sperrabschnitt 13 zum Ausschalten (Sperren) der Treiberabschnitte 11, 12.
Die Einzelheiten des Blocks 39 sind in Fig. 5B gezeigt. In dem Block 39 ist ein Paar von Transistoren Q84, Q85 relativ zu einem Transistor Q87 so angeordnet, daß ein Strom proportional der Temperatur in einer bekannten Schaltungsanordnung bereitgestellt wird. Der Strom durch die parallel- und diodenverbundenen Transistoren Q84, Q85 wird durch einen PNP-Transistor Q83 gezogen. Ein Strom gleicher Höhe wird durch einen Transistor Q82 in Stromspiegelanordnung gezogen. Schottky-Transistoren Q79-Q81 bilden einen Zwischenspeicher, tatsächlich einen Hystereseverstärker, der anspricht auf den Strom durch den Transistor Q82. Im Normalbetrieb schalten die Transistoren Q74, Q75 und Q76 aus und ein entsprechend dem Zustand der Transistoren Q79-Q81.
Die Transistoren Q79-Q81 werden verriegelt, wenn der Strom durch die Erfassungstransistoren Q84-Q85 eine vorbestimmte Höhe übersteigt. An diesem Punkt genügt der Strom vom Transistor Q82, die Basis-Emittersperrschicht des Transistors Q81 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen. Mit dem Einschalten des Transistors Q81 schaltet der Transistor Q80 aus und der Transistor Q79 ein. Der Transistor Q86, dessen Basisklemme mit der Kollektorklemme des Transistors Q79 verbunden ist, schaltet deshalb aus, da seine Basisklemme niedrig gezogen wird. Im Gegensatz dazu werden die beiden parallel geschalteten Transistoren Q74, Q75 mit ihren Basisklemmen hochgezogen, und die Transistoren schalten ein. Mit den Kollektorklemmen der Transistoren Q74, Q75, verbunden mit den Signalleitungen 25B bzw. 25C, sind die Spannungen auf den Leitungen 25B, 25C niedrig.
Aus Fig. 4B kann man erkennen, daß die Leitungen 25B, 25C verbunden sind mit den Basisklemmen des Transistors Q35 im Verstärkerblock 30 bzw. des Transistors Q54 im Verstärkerblock 31. Wenn der thermische Schutzblock 39 diese Leitung 25B, 25C niedrig zieht im Ansprechen auf eine exzessive Temperatur, werden beide Transistoren Q35 und Q54 abgesperrt. Die Leitung 23A geht demgemäß hoch und schaltet den Strom von dem PNP-Stromquellentransistor Q18 des Stromquellenblocks 36, gezeigt in Fig. 3A und detailliert in Fig. 3C, ab. Die Leitung 23B geht ebenfalls hoch, da der Transistor Q46 in dem PNP-Entsperrblock 33 ausgeschaltet wird. Infolgedessen wird auch der PNP-Stromquellentransistor Q17 des Treiberabschnitts 11, 12 ausgeschaltet. Die Treiberabschnitte 11, 12 sind gesperrt. Nur ein hohe Impedanz erscheint über den Ausgangsklemmen 17, 18.
Die Transistoren Q77, Q78 halten über den thermischen Schutzblock 39 die Treiberabschnitte 11, 12 gesperrt während des Übergangszustands, wenn Leistung eingeschaltet wird. Wenn VCC auf seine +5 V ansteigt, wird die Basisklemme des Transistors Q77 niedrig gehalten durch zwei Widerstände von 20 und 60 Kilo Ohm, die als Spannungsteiler wirken. Mit ausgeschaltetem Transistor Q77 fließt kein Strom durch einen 40 Kilo Ohm Widerstand, angeschlossen zwischen der Kollektorklemme des Transistors und der Spannungsversorgung. Die Basisklemme des Transistors Q78, verbunden mit dem Transistor Q77 an dessen Kollektorklemme, wird hochgezogen, und der Transistor Q78 wird eingeschaltet. Der Transistor Q78 seinerseits ist mit seiner Kollektorklemme mit der Basisklemme des Transistors Q76 verbunden. Die Basisklemme des Transistors Q78 wird demgemäß niedrig gezogen durch das Einschalten des Transistors Q78. Bei ausgeschaltetem Transistor Q76 zieht die VCC Spannungsversorgung die Basisklemmen der Transistoren Q74, Q75 hoch über einen 10 Kilo Ohm Widerstand. Die Transistoren Q74, Q75 schalten ein, und die Leitungen 25B, 25C werden niedrig gezogen zum Sperren der Treiberschaltungen 11, 12, wie vorstehend erläutert.
Wenn VCC sich stabilisiert und vollständig auf +5 V zurückkehrt, steigt die Spannung an der Basisklemme des Transistors Q77 genügend an, um den Transistor einzuschalten. Der Transistor Q78 wird ausgeschaltet, der Transistor Q76 ein usw.. Das Ergebnis ist, daß die Leitungen 25B, 25C von der Wirkung der Transistoren Q77, Q78 befreit werden. Der Rest der Schaltung kann ohne Interferenzen arbeiten.
Während der thermische Schutzblock 39 verwendet werden könnte, um nur eine der PNP-Stromquellentransistoren stillzusetzen, d. h. den Transistor Q17, setzt die hier dargestellte Ausführungsform den gesamten Strom durch die Treiberabschnitte 11, 12 still. Dies ist sehr nützlich, wenn mehr als eine Treiberschaltung in einer integrierten Schaltung enthalten ist. Wenn die Ströme durch die mehrfachen Treiberschaltungen (mit entsprechenden Treiberabschnitten 11, 12) den integrierten Schaltkreis exzessiv aufheizen, sichert das vollständige Stillsetzen aller Treiberschaltungen durch einen thermischen Schutzblock 39, verbunden mit den Entsperr/Sperrabschnitten 13 jeder Treiberschaltung besser den Schutz des integrierten Schaltkreises gegen zerstörerische Hitze.
Frühere thermische Schutzkonstruktionen haben das Problem von Oszillationen gehabt. Wenn das Stillsetzen eintrat und weniger Leistung umgesetzt wurde, kühlt die Schaltung wie gewünscht ab. Die Stillsetzschaltung wird dann außer Betrieb genommen, und die Schaltung heizt auf. Wiederum erfolgt Stillsetzen usw.
Der thermische Schutzblock 39 der vorliegenden Erfindung vermeidet Schwingungen. Der Transistor Q79 ist mit seinem Basisbereich an die Kollektorklemme des Transistors Q80 angeschlossen, die außerdem mit der Basisklemme des Transistors Q79 verbunden ist. Diese Rückkopplungsanordnung erzeugt einen Hystereseeffekt; der thermische Transistor Q81 bleibt selbst dann an, wenn der Strom vom Transistor Q82 unter den Pegel fällt, der ursprünglich den Transistor Q81 durchgeschaltet hatte. Die Transistoren Q79-Q81 bleiben verriegelt, bis der Strom von dem Transistor Q82 so niedrig ist, daß der Transistor Q81 nicht eingeschaltet bleiben kann. An diesem Punkt ist die Temperatur, erfaßt durch die Transistoren Q84-Q85, weit unter der Triggertemperatur, und Oszillation wird vermieden.
Gleichermaßen wird Oszillation in dem vorher beschriebenen Strombegrenzerkreis mit Setz-Rücksetzzwischenspeicher 35 und Abtasttransistoren Q65, Q66 vermieden. Selbst wenn der Strom durch den Ausgangstransistor Q14 fluktuieren kann, wird der Strom begrenzt, bis der Zwischenspeicher 35 an dem Datenübertragungspunkt rückgesetzt wird (oder die Schaltung gesperrt wird).
Ein alternativer Strombegrenzerabschnitt 14 ist in Fig. 6A dargestellt. Wo ein Element der Schaltung dieselbe Funktion ausführt wie in der Zeichnung nach Fig. 5A, wurde das dasselbe Bezugszeichen beibehalten.
Für den alternativen Strombegrenzerabschnitt wird der Strom im Treiberabschnitt 11 (und 12) direkt überwacht. Der Widerstand R10 ist direkt in den Strompfad durch den Ausgangstransistor Q14 zwischen die Schottky-Diode S16 und den Knoten 71 gelegt. Der spiegelnde Transistor Q64 der Fig. 5A wird nicht benötigt, und die Abtasttransistoren Q65, Q66 sind mit ihren Basis-Emittersperrschichten über den Widerstand R10 geschaltet bzw. den Widerstand R10 und Diode S16.
Es ist festzuhalten, daß der entsprechende Ausgangstransistor des komplementären Treiberabschnitts 12 parallelgeschaltet ist zum Ausgangstransistor Q14 des Treiberabschnitts 11, wie unter Bezugnahme auf Fig. 5A erläutert. Da die Abtasttransistoren Q65, Q66 den Ausgangsstrom durch beide Treiberabschnitte 11 und 12 überwachen, gibt es keinen Duplikatschaltkreis, wie für den Setz-Rücksetzzwischenspeicher 35 in der ersten Strombegrenzerkonstruktion erforderlich.
Der alternative Strombegrenzer arbeitet in der gleichen Weise wie vorher erläutert. Erhöhter Strom durch den Ausgangstransistor Q14 bewirkt eine erhöhte Spannung über dem Widerstand R10, und die Spannungsdifferenz auf den Leitungen 22A, 22B nimmt ebenfalls zu. Wenn der Stromanstieg groß genug ist, werden beide PNP-Abtasttransistoren Q65, Q66 durchgeschaltet. NPN-Transistoren Q68, Q70 werden dann jeweils eingeschaltet, und die kombinierten Ströme durch die beiden Transistoren fließen durch einen diodeverdrahteten Transistor Q71. Ein Transistor Q72 ist dem Transistor Q71 in Stromspiegelart zugeschaltet, so daß der gleiche Strom durch den Transistor Q72 wie durch den Transistor Q71 gezogen wird. Der Strom von dem Transistor Q72 gelangt in einen Hystereseverstärker 37 an Knoten 66. Wie dargestellt, verriegelt der Verstärker 37, wenn die Eingangsspannung am Knoten 66 eine Referenzspannung VBE übersteigt, die Spannung über einer vorwärts gespannten Basis-Emittersperrschicht eines Transistors.
Wenn beide Transistoren Q65, Q66 eingeschaltet sind, ist der Strom durch den Knoten 66 groß genug, um eine Spannung über einem 10 Kilo Ohm Widerstand R5 zu erzeugen, die höher ist als VBE. Der Verstärker 37 verriegelt, was dann Strom in die Basisklemme eines Transistors Q73 fließen läßt. Der Verstärker 37 bleibt verriegelt, solange nicht beide Abtasttransistoren ausgeschaltet sind. Der Verstärker 37 entriegelt ebenfalls und löst sich bei jedem negativen Impuls von einem Flankenimpulsgenerator 38, der ebenfalls mit dem Eingangsknoten 66 zu dem Verstärker 37 verbunden ist. Der Generator 38 feuert einen negativen Impuls bei jedem Übergang des Datensignals an der Eingangsklemme 15.
Wenn einmal eingeschaltet, zieht der Transistor Q73 die Spannung auf Leitung 25 nach unten. Die Spannung auf der Leitung 23B geht deshalb hoch zum Ausschalten des PNP-Stromquellentransistors Q17 in den Treiberabschnitten 11, 12. Weniger Strom steht als Ausgangsstrom durch den Transistor Q14 zur Verfügung, und der Strom wird begrenzt.
Die Anordnung mit dem Erfordernis des Stromes von zwei Abtasttransistoren zum Einschalten des Hystereseverstärkers 37 und Erfordernis beider Abtasttransistoren für das Entriegeln des Verstärkers 37 vermeidet das oben beschriebene Problem der Oszillation um einen hohen Ausgangsstrom. Der gezogene Ausgangsstrom muß erheblich unter den Triggerpunkt des Verstärkers 37 fallen, bevor der PNP-Stromquellentransistor Q17 erneut eingeschaltet wird für einen Anstieg des Ausgangsstroms.
Die Einzelheiten des Hystereseverstärkers 37 sind in Fig. 6B gezeigt. Der Flankenimpulsgenerator 38 setzt den Verstärker 37 frei durch einen ins Negative gehenden Impuls bei jeder Anstiegs- oder Abfallflanke von Dateneingangssignalen. Die Details des Flankenimpulsgenerator sind in Fig. 6C dargestellt. Der Hystereseverstärker 37 kann auch freigesetzt werden durch Sperren der Treiberabschnitte 11, 12, d. h. null Ausgangsstrom löst die Verriegelung des Verstärkers 37 aus.
Der Hystereseverstärker 37 in Fig. 6B hat den Eingangsknoten 66, der mit einer Basisklemme eines Transistors Q90 verbunden ist. Der Transistor Q90 und ein Transistor Q91 sind mit ihren Emitterklemmen an Masse gelegt und mit ihren Kollektorklemmen an die VCC Versorgungsspannung über 20 Kilo Ohm Widerstände. Die Kollektorklemme des Transistors Q90 ist ebenfalls direkt mit dem Transistor Q91 an dessen Basisklemme verbunden, und der Kollektor des Transistors Q91 ist rückverbunden zum Transistor Q90 an dessen Basisklemme über einen Widerstand. Der Verstärker schaltet ein und verriegelt sich, wenn das Eingangssignal am Knoten 66 höher ist als VBE. Eine solche Spannung wird an der Basisklemme des Transistors Q90 erzeugt durch den kombinierten Strom von den beiden Abtasttransistoren Q65, Q66 über einem 10 Kilo Ohm Widerstand zwischen der Basisklemme und Masse. Der Transistor Q90 schaltet Transistor Q91 ab. Die Spannung am Kollektor des Transistors Q91 (Knoten 67) ist hoch, der Transistor Q73 wird eingeschaltet.
Der Knoten 67 wird rückgekoppelt zur Basisklemme des Transistors Q90, so daß die Schaltung nun verriegelt ist. Die ursprüngliche Eingangsspannung am Knoten 66 kann abfallen, doch hält die Rückkopplungsschaltung den Transistor Q90 an seiner Basisklemme hoch. Das Eingangssignal muß weit unter VBE fallen, bevor die Rückkopplungsschaltung für diesen Abfall der Eingangsspannung eine Kompensation schaffen kann. Dann wird der Transistor Q90 abgeschaltet und der Verstärker 37 wird entriegelt.
Fig. 6C zeigt das Schaltungsdiagramm des Flankenimpulsgeneratorblocks 38. Die Basisklemmen von Transistoren Q93, Q96 sind mit den Leitungen 21A verbunden von jedem der Treiberabschnitte 11, 12. Wenn diese Abschnitte 11, 12 ihren Logikzustand umschalten, erzeugt der Block 38 ins Negative gehende Impulse am Knoten 66.
Fig. 6D illustriert den Teil des Operationsschaltkreises des Blocks 38. Parasitäre Kondensatoren, die aktiv beim Betrieb des Blocks 38 eingesetzt werden, sind mit gestrichelten Linien angedeutet. Fig. 6E zeigt die Spannungssignale an verschiedenen Knoten der Spannung. Natürlich bewirken die positiven Spannungsspitzen an der Basisklemme des Transistors Q92 entsprechende negative Spitzen am Knoten 66, wenn der Transistor Q92 aus- und eingeschaltet wird.
Es ist festzuhalten, daß die Treiberabschnitte 11, 12 auch so konstruiert sind, daß der Strom begrenzt wird, sollte die Ausgangsklemme 17 hochgezogen werden. Wie in Fig. 3A dargestellt, ist die Basisklemme des Transistors Q11 entkoppelt von den Wirkungen der Spannungsänderungen an der Kollektorklemme durch einen Unterschaltkreis eines Transistors Q13, Schotty-Diode S15 und Widerständen wie gezeigt. Demgemäß zieht der zweite Ausgangstransistor Q12 einen konstanten Ausgangsstrom durch die Ausgangsklemme 17 unabhängig von der Höhe der Spannung auf Klemme 17.
Fachleute werden erkennen, daß die Erfindung in anderen spezifischen Ausführungsformen realisierbar ist. Beispielsweise wurde die Technik für das rapide Ein- und Ausschalten bipolarer Transistoren bezüglich PNP-Transistoren erläutert, doch sollte klar sein, daß die Techniken auf NPN-Transistoren anwendbar sind. Ferner wurden die Techniken hier bei der Anwendung auf Leitungstreiberschaltungen erläutert, doch können diese neuartigen Schaltungen auch auf anderen Gebieten genutzt werden. Schließlich sollten die Werte für verschiedene Schaltungselemente, wie Widerstände, als abhängig von der unterschiedlichen Anwendung bei den verschiedenen Aspekten dieser Erfindung verstanden werden. Demgemäß soll die Offenbarung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung nur illustrativ zu verstehen sein, nicht jedoch beschränkend bezüglich des Schutzumfangs der Erfindung, der durch die folgenden Ansprüche definiert ist.

Claims

1. Eine Bootstrap-Schaltung für die Einspeisung von Digitalsignalen aus einer Signalquelle über eine Ausgangsklemme auf eine Leitung, welche Schaltung gekennzeichnet ist durch:

einen Ausgangstransistor (Q14) mit einer Emitterklemme, die mit der Ausgangsklemme (17) verbunden ist, einer Basisklemme, verbunden mit einer ersten Stromquelle (36) und einer Kollektorklemme, angekoppelt an eine erste Spannungsspeisequelle (VCC);

einen zweiten Transistor (Q15) mit einer Emitterklemme, verbunden mit der Basisklemme des Ausgangstransistors, einer Basisklemme, verbunden mit einer zweiten Stromquelle (Q17) und einer Kollektorklemme, angekoppelt an die erste Spannungsspeisequelle;

Schaltermittel (Q10, Q11, Q12), verbunden mit der Ausgangsklemme, der Basisklemme des Ausgangstransistors bzw. der Basisklemme des zweiten Transistors, welche Schaltermittel die Ausgangsklemme und die Basisklemme des Ausgangs und des zweiten Transistors entweder mit Masse koppelt oder diese Kopplung unterbricht im Ansprechen auf den Status des Digitalsignals von der Signalquelle; und

ein kapazitives Mittel (C1), verbunden mit der Basisklemme des Ausgangstransistors und der Basisklemme des zweiten Transistors über ein erstes Impedanzmittel (R2), welches kapazitive Mittel die Spannung der Basisklemme des zweiten Transistors anhebt zum Absenken der Einschaltzeit des Ausgangs und des zweiten Transistors (Fig. 3A).

2. Die Treiberschaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend ein zweites Impedanzmittel (R1), welches zweites Impedanzmittel zwischen das erste Impedanzmittel (R2) und die zweite Stromquelle (Q17) geschaltet ist.

3. Die Treiberschaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen dritten Transistor (Q16), welcher dritte Transistor eine Emitterklemme aufweist, die angeschlossen ist an einen Knoten zwischen dem ersten und dem zweiten Impedanzmittel, eine Basisklemme, verbunden mit der zweiten Stromquelle (Q17), und eine Kollektorklemme, verbunden mit einer Kollektorklemme des zweiten Transistors.

4. Die Treiberschaltung nach Anspruch 3, bei der die Impedanz des ersten Impedanzmittels (R2) wesentlich kleiner ist als die Impedanz des zweiten Impedanzmittels (R1).

5. Die Treiberschaltung nach Anspruch 3, bei der die Schaltermittel einen vierten Transistor (Q10) umfassen mit einer Emitterklemme, die an Masse gekoppelt ist, einer Kollektorklemme, verbunden mit der Basisklemme des zweiten Transistors über ein erstes Gleichrichtermittel (S10), und eine Basisklemme, verbunden mit der Signalquelle.

6. Die Treiberschaltung nach Anspruch 5, bei der die Schaltermittel ferner einen fünften Transistor (Q11) umfassen mit einer Emitterquelle, die an Masse gekoppelt ist, einer Kollektorklemme, die mit der Basisklemme des zweiten Transistors über ein zweites Gleichrichtermittel (S12) und dritte Impedanzmittel verbunden ist, und eine Basisklemme, die mit der Signalquelle verbunden ist.

7. Die Treiberschaltung nach Anspruch 6, bei der die Schaltermittel ferner einen sechsten Transistor (Q12) umfassen mit einer Emitterklemme, die an Masse gekoppelt ist, einer Kollektorklemme, die mit der Ausgangsklemme über ein drittes Gleichrichtermittel (S14) verbunden ist, und einer Basisklemme, verbunden mit dem Emitter des vierten Transistors.

8. Die Treiberschaltung nach Anspruch 3, bei der der Ausgangs-, der zweite und der dritte Transistor NPN-Transistoren sind, welche jeweils Basis- und Kollektorbereiche aufweisen, die über eine Schottky-Diode verbunden sind.