DE3687976T2

DE3687976T2 - Wechselstromnaeherungsschalter mit geringem leckstrom.

Info

Publication number: DE3687976T2
Application number: DE8686905380T
Authority: DE
Inventors: John Harris
Original assignee: Square D Co
Current assignee: Schneider Electric USA Inc
Priority date: 1985-09-24
Filing date: 1986-09-19
Publication date: 1993-06-17
Anticipated expiration: 2006-09-20
Also published as: AU592826B2; US4924122A; EP0241483B1; GB2219862A; GB8523516D0; EP0241483A1; CA1264835A; GB8914416D0; JPS63501539A; DE3687976D1; GB2180938B; MX172816B; AU6375986A; GB2180938A; WO1987001883A1

Description

Die Erfindung betrifft Näherungsschalter und insbesondere, aber nicht ausschließlich, die Bauart, bei der eine Induktionsspule einen Teil eines Schwingkreises bildet und das Vorhandensein eines metallischen Gegenstandes in der Nähe des Schalters eine Änderung der Schwingungsamplitude hervorruft, die von einem Detektorkreis erfaßt wird, um ein Schaltelement z. B. einen Thyristor oder einen Transistor durchzuschalten. Derartige Vorrichtungen sind im Prinzip bekannt, wobei ein Beispiel in unserem Britischen Patent No. 1 531 217 beschrieben ist.
Eine andere Vorrichtung dieser allgemeinen Bauart ist in unserer PCT/GB/83/00149 beschrieben, die sich insbesondere damit befaßt, eine geringe Verlustleistung in und einen minimalen Spannungsabfall an der Vorrichtung im eingeschalteten Zustand sicherzustellen.
Die WO 83/04458 offenbart einen Speicherkondensator, der an die Ausgangsanschlüsse eines Vollwellen-Brückengleichrichters in Reihe mit dem Hauptstromweg zweier in Darlingtonschaltung betriebener Transistoren angeschlossen ist, um den in den Speicherkondensator fließenden Ladestrom zu begrenzen.
Es ist bei solchen Schaltern anzustreben, daß der Reststrom im ausgeschalteten Zustand minimal ist, und es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Näherungsschalter zu schaffen, der dieses Ziel weiterverfolgt, der eine erhöhte Arbeitsgeschwindigkeit ermöglicht, und der sowohl für Schalter verwendbar ist, die wie oben beschrieben einen Induktionsspulensensor verwenden, als auch für andere Sensorbauarten.
Erfindungsgemäß wird ein Näherungsschalter zur Verwendung zum Steuern des Anschaltens einer Wechselstromzufuhr an eine Last geschaffen, die in Reihe mit der Spannungsquelle und dem Schalter geschaltet ist, wobei der Schalter enthält: einen Vollwellen-Brückengleichrichter, der einen Eingangsanschluß für die Verbindung mit einem Anschluß der Last, wobei ein zweiter Anschluß der Last im Gebrauch mit einer Seite der wechselspannungsquelle verbunden ist, und der einen zweiten Eingangsanschluß für die Verbindung mit der anderen Seiten der Wechselspannungsquelle aufweist; ein steuerbares Schaltelement zur Steuerung der Stromzufuhr zu der Last, das direkt an den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters angeschlossen ist; eine Stromversorgungsschaltung, die an den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters parallel zu dem Schaltelement angeschlossen ist und die den Schalter mit Strom versorgt, sowie mit Näherungssensormitteln, die von der Stromversorgungsschaltung mit Strom versorgt werden und die geeignet sind, das steuerbare Schaltelement in Abhängigkeit von der Annäherung eines Zielobjekts anzusteuern, wobei die Stromversorgungsschaltung einen Speicherkondensator und eine Z-Diode umfaßt, die an den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters angeschlossen sind; Mittel zur Begrenzung des Stroms, der von der Stromversorgungsschaltung aufgenommen wird, auf einen vorbestimmten Maximalwert, wenn kein Zielobjekt in der Nähe der Sensormittel vorhanden ist und wenn das Schaltelement nicht leitend ist; wobei: der Speicherkondensator in Reihe mit der Drain-Source- Strecke eines MOSFET mit den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters verbunden ist, das Strombegrenzungsmittel Mittel umfaßt, die auf die Größe des Ladestroms ansprechen, um die Gatespannung des MOSFET zu steuern und dadurch die Größe des Ladestroms auf einen vorbestimmten Maximalwert zu begrenzen, und die Mittel zur Steuerung der Gatespannung des MOSFET einen Transistor umfassen, der so geschaltet ist, daß seine Basis- Emitter-Spannung Proportional zu dem Ladestrom des Speicherkondensators ist, dadurch gekennzeichnet, daß außerdem Mittel vorgesehen sind, die den Transistors umgehen, wenn das steuerbare Schaltelement leitend ist, so daß es dem Speicherkondensator möglich ist, sich schnell zu laden.
Vorzugsweise umfaßt das Strombegrenzungsmittel einen ersten Widerstand, der in Reihe zwischen den MOSFET und den Speicherkondensator geschaltet ist, sowie einen zweiten Widerstand, der zwischen das Gate des MOSFET und den benachbarten Ausgangsanschluß des Brückengleichrichters geschaltet ist, wobei die Basis und der Emitter des Transistors über den ersten Widerstand miteinander verbunden sind und sein Kollektor mit dem Gate des MOSFET verbunden ist, so daß die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors leitend ist, wenn der durch den ersten Widerstand fließende Strom einen vorbestimmten Wert überschreitet, wodurch die Gatespannung des MOSFET reduziert wird und der den Speicherkondensator ladende Strom auf den genannten vorbestimmten Maximalwert begrenzt wird.
Außerdem ist es vorteilhaft, wenn das Sensormittel eine Induktionsspule, die einen Teil eines Schwingkreises bildet, sowie einen Amplitudendetektor umfaßt, der mit dem Schwingkreis verbunden ist und der ein Detektorausgangssignal als Folge einer durch die Annäherung eines metallischen Gegenstandes an die Spule verursachten Absenkung der Schwingungsamplitude abgibt.
Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden im folgenden nur anhand eines Beispiels und mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines induktiven Näherungsschalters gemäß der Erfindung; und
Fig. 2 ein Blockschaltbild, das die Anwendung der Erfindung auf Näherungsschalter veranschaulicht, bei denen andere Sensoren verwendet werden.
Ein in der Fig. 1 dargestellter erfindungsgemäßer Näherungsschalter der induktiven Bauart umfaßt einen Vollwellenbrückengleichrichter BR1, der über die Anschlüsse 1 und 2 mit einer Wechselspannungsquelle und einer in Reihe geschalteten externen Last (nicht dargestellt) verbunden ist, und enthält Mittel, um zu Erkennen, ob ein Metallgegenstand in der Nähe des eine Induktionsspule L1 aufweisenden Schalters vorhanden ist, wobei die Induktionsspule L1 einen Teil einer Oszillatorschaltung bildet, die Transistoren T1 und T2, einen Kondensator C1 und Widerstände R1, R2 und R3 beinhaltet.
Das Vorhandensein eines Metallgegenstandes in der Nähe der Spule L1 belastet den Schwingkreis und reduziert die Amplitude der Schwingung. Diese Reduzierung der Amplitude wird von einem Amplitudendetektor erfaßt, der einen Transistor T3, einen Kondensator C4, Widerstände R4, R6 und R7 sowie eine Leuchtdiode (LED) 1L1 umfaßt. Die LED 1L1 stellt eine sichtbare Anzeige des Schaltzustandes des Schalters dar.
Wenn der Schalter "EIN" ist, ist ein Thyristor TH1 leitend und läßt Strom durch die externe Last fließen.
Die Versorgungsspannung für die mit Niederspannung betriebene Schaltung wird von einem Spannungsversorgungskreis zur Verfügung gestellt, der einen Kondensator C7 und eine Z-Diode Z1 umfaßt.
Der Betrieb der Schaltung wird im folgenden beschrieben, wobei zunächst der Fall betrachtet wird, daß die Wechselspannungsquelle an die Anschlüsse 1 und 2 angelegt und kein Zielobjekt vorhanden ist.
Die Versorgungswechselspannung (über die externe, in Reihe geschaltete Last) aus einer externen Quelle ist an die Anschlüsse 1 und 2 angelegt und wird von dem Brückengleichrichter BR1 gleichgerichtet, so daß eine Gleichspannung über die Punkte 3 und 4 anliegt, wobei der Punkt 3 positiv ist. Das Gate des MOSFET T11 ist nun von der über einen Widerstand R21 anliegenden Spannung in Vorwärtsrichtung vorgespannt, wodurch ein Strom durch die folgende Strecke fließen kann: beginnend bei 3, über die Drain-Source-Strecke von T11, über die Dioden D1A und D1B, den Widerstand R20, den Kondensator C7, hin zu 4.
Die Stärke des Stroms, der fließen kann, ist durch die Stromstärke begrenzt, die durch R20 fließen kann, bevor die über R20 abfallende Spannung ausreichend ist, um die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T10 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen. Sodann wird der Transistor T10 leitend und der Strom wird von 3 durch R21, die Kollektor-Emitter-Strecke von T10 und C7 fließen, bevor er zu 4 zurückfließt. An einem gewissen Punkt wird der fließende Strom so groß sein, daß der Spannungsabfall über R21 groß genug ist, um das Gatepotential an T11 soweit zu abzusenken, daß es nicht ausreicht, die volle Drain- Source-Leitfähigkeit aufrechtzuerhalten.
Das Endergebnis ist, daß der Strom, der den Kondensator C7 lädt, auf einen voreingestellten Wert, typischerweise 1,5 mA, begrenzt ist.
Die Spannung an C7 steigt an, bis eine Z-Diode Z1 über einen Widerstand R19 und die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors T8 leitet.
Die Spannung an C7 bildet dann die Stromversorgung für den mit Niederspannung betriebenen Kreis. Die Spannung beträgt typisch 6V, und die Schaltung ist dafür ausgelegt, diese Spannung bei einer Eingangswechselspannung im Bereich von 20 bis 264 Volt aufrechtzuerhalten.
Es ist ersichtlich, daß, weil der Maximalwert des Ladestroms für C7 begrenzt ist, jeder an der externen Last auftretende Einschaltimpuls auf diesen niedrigen Wert begrenzt ist. Die Kondensatoren C7 und C5 stellen ein Speichermedium dar, das die Spannung während der Zeit, in der die Versorgungswechselspannung nach jeder Halbwelle auf Null fällt, auf einem relativ gleichmäßigen Niveau hält.
Es wird nun der Fall betrachtet, daß die Schaltung einen Metallgegenstand erfaßt.
Wenn ein Zielobjekt erfaßt wird, steigt die Spannung am Punkt 5 positiv bezüglich Punkt 4. Dadurch wird ein Strom verursacht, der entlang der Strecke 5, R12, R13, R14, 4 fließt. Der Spannungsabfall an R14 ist ausreichend, um die Gate-Kathoden-Strecke des Thyristors TH1 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, wodurch TH1 in den leitenden Zustand "ein" geschaltet wird. Ein Laststrom wird dann von der externen Wechselspannungsquelle durch die externe Last und die Brücke BR1 und dann von dem Punkt 3 durch die Anode und die Kathode von TH1 fließen und über Punkt 4 und BR1 zu der Stromversorgung zurückkehren.
Wenn die Spannung an 5 positiv ansteigt, wird gleichzeitig die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors T6 über einen Widerstand R11 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, wodurch T6 leitend wird.
In dem Moment, in dem der Thyristor TH1 in den leitenden Zustand schaltet, bricht die Spannung zwischen den Punkten 3 und 4 fast vollständig auf Null zusammen, so daß sich die Versorgungswechselspannung nun über die externe Last entwickelt. Dieser Zustand wird beibehalten, bis der Versorgungsstrom sich an Null annähert, wodurch sich der Thyristor TH1 selbstätig abschaltet. Die Spannung über die Punkte 3 und 4 wird sodann ansteigen, wenn die Versorgungswechselspannung bei der nächsten Halbwelle ansteigt.
Weil T6 nunmehr eingeschaltet ist, ist die Basis-Emitter-Strecke des Transistors T9 in Vorwärtsrichtung vorgespannt und die Kollektor-Emitter-Strecke von T9 leitet. Dementsprechend folgt der Strom zum Betrieb der Stromversorgung (d. h. der Ladestrom für C7) nunmehr der Strecke beginnend bei 3, über die Drain-Source-Strecke von T11, D1A, die Emitter-Kollektor-Strecke von T9 und C7 hin zu 4. Somit überbrückt T9 schließlich den Strombegrenzungstransistor T10, wodurch sich der Kondensator C7 der Stromversorgung schnell aufladen kann. Die Zeit, die benötigt wird, bis die Spannung an C7 die Durchbruchspannung der Z-Diode Z1 erreicht, deshalb minimal gehalten, was dazu führt, daß sich im durchgeschalteten Zustand ein relativ geringer Spannungsabfall zwischen den Anschlüssen 1 und 2 entwickelt.
Wenn die Durchbruchspannung von Z1 erreicht ist, fließt Strom durch R19 und der Transistor T8 wird in Durchlaßrichtung vorgespannt, wodurch T8 leitend und ein Transistor T7 gesperrt wird. Sobald T7 gesperrt ist, kann Strom über R12 und R13 in das Gate des Thyristors TH1 fließen, und TH1 wird wieder in den leitenden Zustand geschaltet. Dieser Vorgang wird bei jeder Halbwelle der Versorgungsspannung wiederholt.
Eine zweite Z-Diode Z2 schützt das Gate des MOSFET T11 vor Überspannung.
Die Diode verhindert ein Entladen von C7 während der Zeit, in der der Thyristor TH1 leitend ist. Ohne D1A würde sich C7 über T9 (die Kollektor-Emitter-Strecke wird in Rückwärtsrichtung betrieben), die interne Diode von T11 (den Kanal-Substrat-Übergang; mit einer gestrichelten Linie dargestellt), die Anoden-Kathoden-Strecke von TH1 und zurück zu dem negativen Anschluß von C7 entladen. Die Diode D1B ist vorgesehen, damit sichergestellt ist, daß die Basis von T10 stromlos ist, während T9 leitend ist.
Der Näherungsschalter umfaßt ferner einen Schaltkreis mit einem Transistor T4, Widerständen R5 und R8 und einem Kondensator C3, der den Schwingkreis und den Amplitudendetektorkreis überbrückt, bis diese Schaltung nach dem ersten Anlegen der Versorgungsspannung ihren Arbeitspunkt stabilisiert hat. Wenn dieses nicht vorgesehen wäre, könnte der Thyristor TH1 ein falsches "Ein"-Signal bekommen, ohne daß ein metallischer Zielgegenstand vorhanden ist.
Wenn sich die Versorgungsspannung erstmals nach dem Anlegen der Wechselspannung aufbaut, lädt sich C3 über R8, R5 und die Basis-Emitter-Strecke von T4 auf. T4 schaltet ein und klemmt dadurch die Basis von T5 an den Punkt 6. Dadurch wird sichergestellt, daß sich T5 nicht leitend schalten und einen positiven Spannungspegel an den Punkt 5 legen kann. Nach einer vorbestimmten Zeit wird sich der durch C3 fließende Strom auf einen Wert reduzieren, der ausreichend niedrig ist, um T4 abzuschalten, wodurch es T5 möglich ist, normal zu arbeiten.
Die oben beschriebene Stromversorgungsschaltung kann auch bei Näherungsschaltern angewendet werden, die Sensorköpfe anderer Bauart benutzen, wie es im folgenden mit Bezug auf die Fig. 2 beschrieben wird, die ein Blockschaltbild eines Näherungsschalters 8 zeigt, der über eine serielle Last 11 mit einer Wechselstromversorgung verbunden ist, und der Sensormittel sowie eine Stromversorgungs- und Ausgangsstufe 10 umfaßt. Die Bezugszeichen 1, 2, 5, 6 und 7 entsprechen denen aus Fig. 1.
Der in dem Block 10 enthaltene Schaltkreis ist identisch mit dem aus Fig. 1 rechts von den Punkten 5, 6 und 7. Die erfindungsgemäße Stromversorgungsstufe kann auf diese Weise an andere Sensortypen (wie z. B. den Siemens TCA 305 oder andere) gekoppelt werden, indem die Leitungen 5 und 6 über den Sensorausgang verbunden werden, während die Leitung 7 eine Masseleitung ist.

Claims

1. Näherungsschalter zur Verwendung zum Steuern des Anschaltens einer Wechselstromzufuhr an eine Last, die in Reihe mit der Spannungsquelle und dem Schalter geschaltet ist, wobei der Schalter enthält:

- einen Vollwellen-Brückengleichrichter (BR1), der einen Eingangsanschluß für die Verbindung mit einem Anschluß der Last, wobei ein zweiter Anschluß der Last im Gebrauch mit einer Seite der Wechselspannungsquelle verbunden ist, und der einen zweiten Eingangsanschluß für die Verbindung mit der anderen Seiten der Wechselspannungsquelle aufweist;

- ein steuerbares Schaltelement (TH1) zur Steuerung der Stromzufuhr zu der Last, das direkt an den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters (BR1) angeschlossen ist;

- eine Stromversorgungsschaltung, die an den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters (BR1) parallel zu dem Schaltelement (TH1) angeschlossen ist und die den Schalter mit Strom versorgt, sowie mit

- Näherungssensormitteln (L1, C1, etc. ), die von der Stromversorgungsschaltung mit Strom versorgt werden und die geeignet sind, das steuerbare Schaltelement (TH1) in Abhängigkeit von der Annäherung eines Zielobjekts anzusteuern, wobei die Stromversorgungsschaltung einen Speicherkondensator (C7) und eine Z-Diode (Z1) umfaßt, die an den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters (BR1) angeschlossen sind;

- Mitteln zur Begrenzung des Stroms, der von der Stromversorgungsschaltung (C7, Z1) aufgenommen wird, auf einen vorbestimmten Maximalwert, wenn kein Zielobjekt in der Nähe der Sensormittel vorhanden ist und wenn das Schaltelement (TH1) nicht leitend ist; wobei:

der Speicherkondensator in Reihe mit der Drain-Source- Strecke eines MOSFET (T11) mit den Ausgangsanschlüssen des Brückengleichrichters verbunden ist,

das Strombegrenzungsmittel Mittel (T10, R21) umfaßt, die auf die Größe des Ladestroms ansprechen, um die Gatespannung des MOSFET (T11) zu steuern und dadurch die Größe des Ladestroms auf einen vorbestimmten Maximalwert zu begrenzen, und

die Mittel zur Steuerung der Gatespannung des MOSFET (T11) einen Transistor (T10) umfassen, der so geschaltet ist, daß seine Basis-Emitter-Spannung proportional zu dem Ladestrom des Speicherkondensators (C7) ist, dadurch gekennzeichnet, daß

außerdem Mittel (T9) vorgesehen sind, die den Transistor (T10) umgehen, wenn das steuerbare Schaltelement (TH1) leitend ist, so daß es dem Speicherkondensator (C7) möglich ist, sich schnell zu laden.

2. Näherungsschalter nach Anspruch 1, bei dem das Strombegrenzungsmittel einen ersten Widerstand (R20), der in Reihe zwischen den MOSFET (T11) und den Speicherkondensator (C7) geschaltet ist, sowie einen zweiten Widerstand (R21) umfaßt, der zwischen das Gate des MOSFET (T11) und den benachbarten Ausgangsanschluß des Brückengleichrichters (BR1) geschaltet ist, wobei die Basis und der Emitter des Transistors (T10) über den ersten Widerstand (R10) miteinander verbunden sind und sein Kollektor mit dem Gate des MOSFET (T11) verbunden ist, so daß die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors (T10) leitend ist, wenn der durch den ersten Widerstand (R10) fließende Strom einen vorbestimmten Wert überschreitet, wodurch die Gatespannung des MOSFET (T11) reduziert wird und der den Speicherkondensator (C7) ladende Strom auf den genannten vorbestimmten Maximalwert begrenzt wird.

3. Näherungsschalter nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, bei dem das Sensormittel eine Induktionsspule (L1), die einen Teil eines Schwingkreises bildet, sowie einen Amplitudendetektor (T3, C4, R4, R6, R7) umfaßt, der mit dem Schwingkreis verbunden ist und der ein Detektorausgangssignal als Folge einer durch die Annäherung eines metallischen Gegenstandes an die Spule (L1) verursachten Absenkung der Schwingungsamplitude abgibt.