DE3600319C1

DE3600319C1 - Verfahren zum Amplituden/Phasen-Demodulieren eines Radar-Empfangssignals und Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens

Info

Publication number: DE3600319C1
Application number: DE3600319A
Authority: DE
Inventors: Philippe Elleaume
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1985-01-08
Filing date: 1986-01-08
Publication date: 1995-09-28
Anticipated expiration: 2006-01-09
Also published as: GB2292494A; GB2292494B; FR2714481A1; GB8600277D0; US6677892B1; FR2714481B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Amplituden/Phasen- Demodulieren eines Radar-Empfangssignals nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens. Eine solche Demodulation erfolgt im allgemei nen nach der Umsetzung des UHF-Signals in die Zwischenfre quenz.

Herkömmliche Radargeräte, bei denen die Doppler-Filterung oder die Impulskompression in Digitaltechnik durchgeführt wird, benötigen Empfänger mit einer Vorrichtung zur Kohä rentdetektion. Diese als Demodulatoren bezeichneten Vor richtungen ermöglichen die Gewinnung der Amplitude und der Phase der empfangenen Signale. Diese Radarempfänger mit Kohärentdetektion enthalten also hinter einem Zwischenfre quenzverstärker zwei Amplituden/Phasen-Detektoren, die mit 90° Phasenverschiebung zusammenwirken, um eine Amplituden- und Phasendemodulation durchzuführen. Diese Demodulation besteht darin, die Gesamtheit des Spektrums der Träger frequenz zu verschieben, um eines der zwei Spektren (reel les Spektrum oder Bildspektrum) in das Basisband zurück zu bringen. Anschließend wird eine Tiefpaßfilterung durchge führt, um das Bildspektrum zu entfernen. Diese Amplituden/ Phasen-Detektoren werden durch das Ausgangssignal eines Referenz-Lokaloszillators, der auf Zwischenfrequenz arbei tet, angesteuert. Die Video-Ausgangssignale werden-im all gemeinen als I-Videosignale und Q-Videosignale bezeichnet.

Auf die zwei Kanäle I und Q, welche von den zwei Amplitu den/Phasen-Detektoren ausgehen, folgen zwei Abtast- und Codiervorrichtungen. Ein Abgleichfehler zwischen diesen zwei Kanälen I und Q im Bereich der Amplituden/Phasen- Detektion kann zu einem leichten Amplituden-Fehlabgleich an den zwei Kanälen und zu einem Fehlabgleich bei der 90°- Phasenverschiebung führen, da eine etwas von 90° abweichen de Phasenverschiebung des ZF-Referenzsignals des Lokal oszillators auch zu einem Phasenfehler in den zwei Kanä len I und Q führt.

Diese Fehler können durch Regelschleifen kompensiert wer den, welchen sehr leistungsfähige Rechenalgorithmen zuge ordnet werden, sie begrenzen aber nichtsdestoweniger die Leistungsfähigkeit der Radar-Signalverarbeitung. Insbeson dere führen diese Fehler zu einer Verstärkung der Neben zipfel am Ausgang der Dopplerfilter, was unerwünscht ist.

Die Verstärkung dieser Nebenzipfel tritt auch in den Vor richtungen zur digitalen Impulskompression in Erscheinung, während allgemein gilt, daß die Nebenzipfel möglichst stark geschwächt werden müssen.

Eine weitere Lösung zur Behebung dieses Abgleichproblems besteht darin, Vorrichtungen zum automatischen Abgleich der Verstärkung und der 90°-Phasenverschiebung der I- und Q-Videosignale zu verwenden. Eine Beschreibung dieser Lö sung findet sich in folgenden Artikeln:
"Conf´rence Radar 82" IEE Conf´rence publication Nr. 216, S. 46; "Sacrifices in radar clutter suppression due No compromises in implementation of digital Doppler filter". I.W. TAYLOR; IEE Trans. AES 17, S. 131 "The correction of I and Q errors in a coherent processor". Die verwendeten Vorrichtungen sind jedoch nicht immer einfach und erschwe ren oft die Verwirklichung der Signalverarbeitungseinrich tungen.

Ein gattungsgemäßes Verfahren ist aus einem Aufsatz von Walters, W.M., Jarret, B.R., "Bandpass Signal Sampling and Coherent Detection", in IEEE Transactions on AES, Vol. AES 18, No. 4, Nov. 1982, S. 731-736 bekannt. Bei diesem Verfahren wird zur Lösung des Abgleichproblems ein Radar-Empfangssignal nach Umsetzung in den Zwischenfrequenzbereich abgetastet und mit Hilfe eines A/D-Wandlers in ein Digitalsignal umgewandelt, das dann durch einen nachgeschalteten Signalprozessor in die Kanäle 1 und Q aufgespalten wird. Bei einer solchen Signal verarbeitung sind die für die Demodulation erforderlichen Berechnungen sehr umfangreich.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Amplituden/Phasen-Demodulieren eines Radar-Empfangssignals anzugeben, bei dem Abgleichprobleme zwischen den demodulier ten Kanälen vermieden werden und der Rechenaufwand stark ver hindert wird.

Diese Aufgabe wird bei einem gattungsgemäßen Verfahren erfin dungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentan spruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Ein Merkmal einer Ausführungsform des Verfahrens besteht insbesondere darin, das Signal f_i mit einer Frequenz f_e abzutasten, die gleich αB ist, wobei B dem Empfangs-Durchlaßband entspricht und α eine positive ganze Zahl ist, die gleich 2 oder größer als 2 ist.

Ein weiteres Merkmal einer Ausführungsform der Erfindung besteht darin, eine Unterabtastung mit einer solchen Frequenz f′_e durchzufüh ren, daß f′_e im wesentlichen gleich B ist, und zwar vor oder nach der Zurückverlagerung des Signals in das Basis band durch eine Demodulation.

Gegenstand der Erfindung ist ferner ein Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens, die nach einer ersten Ausführungsform einen Zwischenfrequenzverstärker auf weist, auf den ein Analog/Digital-Umsetzer folgt, auf den seinerseits eine digitale Verarbeitungsschaltung folgt.

Gegenstand der Erfindung ist ferner eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens, welcher nach einer zwei ten Ausführungsform einen Zwischenfrequenzverstärker und einen Demodulator aufweist, welcher das zwischenfrequente Signal auf eine solche Frequenz f′_i bringt, daß f′_i = f_OL-f′_e, worin f_OL die Frequenz des Lokaloszillators und f′_e die Frequenz der Unterabtastung ist und wobei auf die sen Demodulator ein Analog/Digital-Umsetzer folgt.

Einzelheiten mehrerer Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung und aus der Zeichnung, auf die Bezug genommen wird. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Vorrich tung; zur Durchführung des Verfahrens;

Fig. 2 ein allgemeines Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Vorrich tung;

Fig. 3 ein Prinzipschema einer ersten Ausführungs variante der digitalen Verarbeitungsschaltung;

Fig. 4 ein Prinzipschaltbild einer zweiten Ausfüh rungsvariante der digitalen Verarbeitungs schaltung;

Fig. 5 ein Prinzipschaltbild einer dritten Ausfüh rungsvariante derselben Schaltung;

Fig. 5A eine besondere Ausführungsform der Schaltung nach Fig. 5;

Fig. 6 und 7 Spektren des Signals nach Abtastung bei der ersten bzw. zweiten Ausführungsvariante;

Fig. 8 eine besondere Ausführungsform der digitalen Verarbeitungsschaltung; und

Fig. 9 eine Folge von Abtastproben mit der Frequenz f_e und der Frequenz f′_e.

Das erfindungsgemäße Verfahren besteht darin, daß das empfangene und in die Zwischenfrequenz umgesetzte Signal abgetastet wird. Die Abtastfrequenz f_e ist gleich dem α-fachen der Empfangsbandbreite B gewählt, wobei α eine ganze Zahl ist, die größer als oder gleich 2 ist. Das Verfahren besteht weiterhin darin, daß anschließend eine digitale Verarbeitung vorgenommen wird, um die digitalen Signale aus zugeben, welche die Amplitude und die Phase des Empfangssignals darstellen.

In der Zeichnung sind Bauelemente gleicher Funktion ent sprechend mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Das allgemeine Blockschaltbild der Anordnung zur Durch führung des Verfahrens ist in Fig. 1 gezeigt. Es handelt sich hier um eine erste Ausführungsform, bei welcher die Vorrichtung einen Zwischenfrequenzverstärker 1, einen Analog/Digital-Umsetzer 2 und eine digitale Verarbeitungs schaltung 3 enthält. Der Verstärker 1 empfängt das in die Zwischenfrequenz umgesetzte Radarsignal S_r und verstärkt es. Das verstärkte Signal S_a wird durch den Umsetzer 2 bei einer Frequenz f_e abgetastet, die gleich αB ist, wo bei das abgetastete Signal anschließend durch die Schal tung 3 verarbeitet wird. Diese Verarbeitung besteht ins besondere darin, daß eine Unterabtastung mit einer Zwi schenfrequenz f′_e vorgenommen wird, die im wesentlichen gleich B ist.

Fig. 2 zeigt eine zweite Ausführungsform, bei welcher das verstärkte zwischenfrequente Signal durch einen Demodula tor 4 mittels eines Zwischenfrequenzsignals f′_i demoduliert wird, die gleich f_OL-f_e/4 ist, worin f_OL die Frequenz des Lokaloszillators des Empfängers ist. Das vom Demodulator 4 abgegebene Signal wird bei der Frequenz f_e = αB abgetastet. Das abgetastete Signal wird durch die Verarbeitungsschal tung 3 verarbeitet.

In den Fig. 3, 4 und 5 ist das Prinzipschema der Ver arbeitungsschaltung in drei Ausführungsvarianten darge stellt.

Bei der ersten Variante enthält die Verarbeitungsschal tung 3 zunächst einen Demodulator 5, der das Nutzsignal in das Basisband zurückbringt, also das Signalspektrum um wenigstens plus oder minus f_e/4 verschiebt (±f_e/4. Auf diese Schaltung folgt ein Tiefpaßfilter 6 zum Unterdrücken des konjugierten Bildspektrums. Das in das Basisband ver setzte Signal wird anschließend einer Unterabtastung bei der Frequenz f′_e die etwa gleich B ist, unterzogen.

Bei der zweiten, in Fig. 4 gezeigten und der dritten, in Fig. 5 gezeigten Ausführungsvariante ist lediglich die Reihenfolge vertauscht, in welcher die Demodulation und die Filterung geschieht. Die bei diesen beiden Varianten vorgeschlagenen Lösungen sind der ersten Variante äquiva lent. Bei der Variante nach Fig. 4 filtert ein Bandpaß filter 8 das Ausgangssignal des Umsetzers 2. Das gefil terte Signal wird anschließend durch den Demodulator 9 demoduliert und dann einer Unterabtastung bei der Frequenz f′_e durch die Schaltung 10 unterzogen.

Bei der Variante nach Fig. 5 ist ebenfalls ein Bandpaß filter 11 am Ausgang des Codierers 2 vorgesehen, und ein Unter-Abtaster 12 führt eine Unterabtastung des Ausgangs signals des Filters 11 bei der Frequenz f′_e durch. Der Demodulator 13 demoduliert das Ausgangssignal des Unter abtasters.

Das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip besteht also darin, das geträgerte Signal abzutasten. Zu diesem Zweck muß das Durchlaßband der Zwischenfrequenz an das Nutzband des Signals angepaßt werden, um das Signal/Rauschverhalten nicht zu verschlechtern.

Die gewählte Abtastfrequenz muß dem Shanonn-Niquist-Kri terium entsprechen, und sein Verhältnis zu der Zwischen frequenz des Signals muß eine ausreichende Trennung der beiden Signalbänder (reelles Spektrum und Bildspektrum) gestatten.

Bei Wahl der Abtastfrequenz f_e:

f_e = αB

mit α ≧ 2
und einer Zwischenfrequenz f_i gleich:

worin k eine ganze Zahl ist, werden die zwei genannten Bedingungen erfüllt.

Es ist festzuhalten, daß die zweite Bedingung im übrigen nicht nur die Trennung der beiden Bänder ermöglicht, son dern auch die Symmetrisierung der Bandabstände. Der Band abstand beträgt also

Die Wahl des Vorzeichens, + oder -, entspricht den zwei möglichen Lagen der Bänder in bezug auf den Ursprung. Das geträgerte Signal S_a (bei der Zwischenfrequenz) wird als zeitabhängige Funktion y(t) ausgedrückt. Die Fouriertrans formierte Y(f) dieser Funktion y(t) ist:

worin X(f) das Spektrum und X*(f) das Bildspektrum dar stellt.

Die Abtastfunktion δ_τ(t) sei:

Das abgetastete Signal z(t) ist also:

mit yn = y(nτ)

Das Spektrum des abgetasteten Signals z(t) wird durch seine Fouriertransformierte ausgedrückt:

Für den Fall, daß f_i = (k - 1/4)f_e, wird das in Fig. 6 ge zeigte Spektrum erhalten, also:

Das Tiefpaßfilter ist durchlässig zwischen 0 und B/2 und dämpft zwischen f_e/2-B/2 und f_e/2+B/2.

Für den Fall f_i = (k+ 1/4)f_e wird das in Fig. 7 gezeigte Spektrum erhalten, also:

Das Tiefpaßfilter ist durchlässig zwischen f_e/4-B/2 und f_e/4+B/2 und dämpft zwischen 3f_e/4-B/2 und 3f_e/4+B/2.

Die beiden Lösungen sind einander äquivalent. Die Verar beitung nach der Abtastung besteht also darin, X(f) expli zit wieder herzustellen.

Diese Verarbeitung besteht also darin, wie bereits zuvor beschrieben, das Nutzsignal in das Basisband zurückzu bringen, also das Spektrum um ±f_e/4 zu verschieben, je nach f_i =(k±1/4)f_e, anschließend durch Tiefpaßfilterung (oder Bandpaßfilterung) das Bildspektrum zu eliminieren und eine Unterabtastung durchzuführen, um eine Abtastfre quenz anzustreben, die das Shannon-Kriterium erfüllt (f′_e ≅ B).

Falls die Demodulation vor der Unterabtastung durchgeführt wird, wie in den Fig. 3 und 4 gezeigt, wird folgende Operation an jeder Abtastprobe x_n ausgeführt:

d. h.:

Diese Demodulation besteht darin, die Abtastproben modulo p, p = 0, 1, 2, 3, mit den Zuständen zu multipli zieren, welche repräsentativ sind für

d. h. 1, ±j, -1, ±j. Es seien x₀, x₁, x₂, x₃ die vier ersten aufein anderfolgenden Abtastproben; diese Abtastproben werden mit 1 bzw. +j bzw. -1 bzw. -j multipliziert, wenn f_i= (k+1/4)f_e, oder mit (1, -j, -1, +j), wenn f_i = (k-1/4)f_e.

Die praktische Durchführung dieser Operation ist für den Fachmann trivial, denn es handelt sich lediglich darum, Vorzeichenänderungen und Verschiebungen zwischen Realteil und Imaginärteil vorzunehmen.

Wenn die Filterung im Anschluß an die Demodulation ge schieht, so ist x_n reell (Fig. 3); wenn die Filterung vor der Demodulation stattfindet, so ist x_n komplex (Fig. 4).

Wenn die Demodulation nach der Unterabtastung durchgeführt wird, wie in Fig. 5 gezeigt, so wird folgende Operation durchgeführt:

Für den Sonderfall, daß α = 4, verschwindet die Demodulation; die Verarbeitungsschaltung 3 führt dann die Bandpaßfilte rung und die Unterabtastung durch, wie in Fig. 5A gezeigt ist.

In den anderen Fällen wird folgende Operation durchge führt:

In Fig. 8 ist eine besondere Ausführung der digitalen Verarbeitungsschaltung 3 gezeigt, für den Fall α = 4, der in Fig. 5A gezeigt ist. Bei dieser Ausführung entfällt die Demodulation. Ferner wird die erforderliche Rechen leistung um den Faktor 4 vermindert, denn es werden nur die Abtastproben berechnet, welche der Unterabtastung entsprechen.

Die Verarbeitungsschaltung 3 enthält einen Verarbeitungs kreis 20 zur Wiederherstellung des Realteils des Signals, also der Amplitude I. Sie enthält ferner einen Verarbei tungskreis 40 zur Wiederherstellung des Imaginärteils des Signals, also der Phase Q. Jeder dieser beiden Schaltkrei se führt die Filterung und die Unterabtastung durch. Die Demodulation entfällt, da α geeignet gewählt wurde.

Die Folge der Abtastproben x_n, n = 0, 1 . . . N, wird am Eingang der beiden Schaltkreise 20 und 40 empfangen. Die se zwei Schaltkreise führen eine digitale Filterung und die Unterabtastung durch.

Es sei y_n das Ausgangssignal dieser Schaltkreise. Die Operation der Filterung und der Unterabtastung der Ab tastproben x_n wird erhalten, indem folgende Operationen ausgeführt werden:

worin h_u die komplexen Koeffizienten des verwendeten di gitalen Filters bedeutet.

In Fig. 9 ist in einer ersten Reihe eine Folge von Abtast proben x_n, n = 0, 1 . . . N, dargestellt; in einer zweiten Reihe ist eine Folge von Abtastproben für die Frequenz f′_e dargestellt. Es ist festzustellen, daß y_n der Abtastprobe x_n4 entspricht. Die durch Gleichung (1) angegebene Opera tion der Filterung und Abtastung kann vereinfacht werden, denn wenn u vergangene und u zukünftige Abtastproben be trachtet werden, so ist der komplexe Koeffizient h_-n, der für eine gegebene Abtastprobe unter den u vergangenen Ab tastproben angewendet werden muß, gleich dem konjugierten Wert von h_n, also h*, welcher für die zeitlich entspre chende zukünftige Abtastprobe angewendet werden muß. Die Operation besteht also darin, folgende Funktion auszufüh ren:

d. h.:

mit: h_-u = h_u*

Zur Vereinfachung des Verständnisses wird ein Beispiel betrachtet, bei dem u = 0, 1, 2, 3; h_u = a_u + jb_u und h_-u = h_u*, woraus folgt, daß h_-u = a_u-jb_u.

y_n = x_4n-3 (a_u - jb_u) + x_4n+3 (a_u + jb_u)

d. h.:

Dies ergibt für das vorgenannte Beispiel:

Der Schaltkreis 21 führt die Funktion (x_4n-u + x_4n+u) aus, also die Summierung der als vergangen angenommenen Abtast proben und der als zukünftig angenommenen Abtastproben. Der Schaltkreis 41 führt die Funktion (x_4n+u-x_4n-u) aus, also die Differenz dieser selben Abtastproben.

Der Schaltkreis 22 speichert die 2u reellen Elemente, d. h. führt folgende Operation durch:

Der Schaltkreis 42 speichert die 2u imaginären Elemente, führt also folgende Operation aus:

Der Ausgang des Schaltkreises 22 gibt ein digitales Si gnal ab, welches der Amplitude des Empfangssignals ent spricht, während der Ausgang des Schaltkreises 42 ein digitales Quadratur-Signal abgibt, das der Phase des Empfangssignals entspricht.

Der Schaltkreis 21 enthält nach einer vorteilhaften Aus führungsform eine FIFO-Speicherschaltung 23, welche nach einander die Abtastproben x_n empfängt, welche in einem Arbeitsspeicher (RAM) 24 gespeichert werden, welcher den Speicher bildet, der die zukünftigen Abtastproben enthält (+u Abtastproben zu einem gegebenen Zeitpunkt). Eine se quentielle Schaltung 25, beispielsweise ein programmier bares Logik-Array PAL, dient zur Adressierung des Spei chers. Diese Abtastproben werden in ein Register 26 einge geben, welches sie speichert, um sie einem FIFO-Speicher element einerseits und einem Addierer 28 andererseits zu zuführen.

Die Eimerketten-Speicherschaltung 27 gibt nacheinander die Abtastproben, welche sich zuvor im Speicher 24 befan den, in einen RAM-Arbeitsspeicher 29 ein. Dieser Arbeits speicher 29 speichert die "zukünftigen" Abtastproben, die zu "vergangenen" Abtastproben werden. Eine sequentielle Schaltung 30 adressiert diesen Speicher 29. Die aus dem Speicher 29 ausgelesenen Daten werden in einem Register 31 gespeichert, welches sie an einen Eingang des Addierers 28 abgibt, während gleichzeitig das Register 26 die gespei cherten Daten zum anderen Eingang des Addierers ausgibt. Der Addierer 28 empfängt also nacheinander an jedem Ein gang die zukünftigen und die vergangenen Abtastproben (x_4n-u und x_4n+u), um sie zu addieren und am Ausgang nach einander die aus der Summierung entstandenen Abtastproben abzugeben.

Der Schaltkreis 22 enthält eine Akkumulator-Multiplizier schaltung 31 (MAC). Diese Schaltung 31 enthält einen Mul tiplizierer 32, welcher das Ausgangssignal des Addierers 28 und die in einem programmierbaren Festwertspeicher (PROM) 33 gespeicherten Daten empfängt, wobei in dem Festwertspeicher 33 die reellen Koeffizienten a_u des Fil ters gespeichert sind. Dieser Festwertspeicher 33 wird durch eine sequentielle Steuerschaltung PAL 34 gesteuert. Der Ausgang des Multiplizierers 32 ist mit einem Addie rer 35 verbunden. Diesem Addierer ist ein Akkumulator 36 zugeordnet, um die Summe der 2u Elemente zu bilden und eine Abtastprobe auszugeben, welche in einem Register 37 gespeichert wird.

Der Schaltkreis 41 ist aus den mit 43 bis 50 bezeichneten Schaltungen gebildet. Die Schaltungen 43 bis 47, 49 und 50 sind gleich den Schaltungen 23 bis 27, 29 und 30, erfüllen also dieselbe Funktion zur Erzielung desselben Ergebnisses. Nur die Schaltung 48 ist abweichend, da es sich um einen Subtrahierer handelt, der die Differenz zwischen den "zu künftigen" und "vergangenen" Abtastproben bildet.

Der Schaltkreis 42 besteht aus den mit 51 bis 57 bezeich neten Schaltungen. Diese Schaltungen 51 bis 57 sind gleich den Schaltungen 31 bis 37, erfüllen also dieselbe Funktion zur Erzielung desselben Ergebnisses. Der programmierbare Festwertspeicher 53 enthält aber nicht die reellen Koeffi zienten des Filters, sondern die komplexen Koeffizienten b_u des Filters. Das Register 57 gibt Abtastproben mit 90° Phasenverschiebung gegenüber den Abtastproben am Ausgang des Registers 37 ab.

Durch die Erfindung kann eine Amplituden/Phasen-Demodula tion eines Signals auf einem Träger f_i unter Anwendung einer Abtastfrequenz f_e erhalten werden, die erheblich kleiner sein kann als die Trägerfrequenz, denn diese Fre quenz f_e ist gleich αB, wobei nach einer bevorzugten Aus führungsform α = 4 und B im allgemeinen sehr klein gegen über f_i ist (das Verhältnis kann beispielsweise von 1 bis 50 betragen).

Claims

1. Verfahren zum Amplituden/Phasen-Demodulieren eines Radar- Empfangssignals nach Umsetzung dieses Signals in die Zwi schenfrequenz f_i und Abtastung des zwischenfrequenten Signals mit einer Abtastfrequenz f_e, die gleich αB ist, worin B die Breite des Empfangs-Durchlaßbandes und α eine Zahl größer als oder gleich 2 ist, dadurch gekennzeichnet, daß für die Ab tastfrequenz f_e und die Zwischenfrequenz f_i die Gleichung gilt, worin k eine ganze Zahl ist, daß zur Demodulation auf jede Abtastprobe x_n die Operation worin τ gleich 1/f_e ist, angewandt wird, um das Nutzsignal in das Basisband zurückzubringen, und eine Filterung um das konjugierte Bildspektrum zu unterdrücken, sowie eine Unterab tastung bei einer Frequenz f′_e, die etwa gleich B ist, durch geführt werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das mit der Frequenz f_e abgetastete Signal erst demoduliert und der Phasendetektion unterzogen, dann gefiltert wird, um das konjugierte Bildspektrum zu unterdrücken, und schließlich der Unterabtastung mit der Frequenz f′_e unterzogen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das bei der Frequenz f_e abgetastete Signal erst gefiltert, an schließend demoduliert und anschließend einer Unterabtastung mit einer Frequenz f′_e unterzogen wird, die etwa gleich B ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das bei der Frequenz f_e abgetastete Signal erst gefiltert und anschließend einer Unterabtastung mit einer Frequenz F′_e unterzogen wird, die etwa gleich B ist, sowie anschließend demoduliert wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß α = 4 gewählt wird, so daß die Demodulation und Phasendetek tion entfallen.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch ge kennzeichnet, daß vor der Abtastung eine Frequenzumsetzung erfolgt.

7. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Zwischenfrequenzverstärker (1), einen Analog/Digital-Umsetzer (2) und eine digitale Verarbeitungsschaltung (3) enthält.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Verarbeitungsschaltung (3) ein Filter (6, 8, 11) und einen Unterabtaster (7, 10, 12) umfaßt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Verarbeitungsschaltung (3) ferner einen De modulator und Phasendetektor (5, 9, 13) enthält.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß bei Durchführung der Demodulation und Phasendetektion vor der Filterung das Filter ein Tiefpaßfilter (5) ist und bei Demo dulation und Phasendetektion nach der Filterung das Filter ein Bandpaßfilter (8, 11) ist.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator und Phasendetektor (13) hinter dem Unterabtaster (12) angeordnet ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei welcher die Ab tastfrequenz f_e gleich 4B ist und die Zwischenfrequenz f_i = (k±1/4)f_e, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Verarbeitungsschaltung (31) gebildet ist aus einem ersten digitalen Schaltkreis (21), welcher die Abtastproben x_n empfängt und die Addition der Terme durchführt, welche denselben. Filterkoeffizienten aufweisen, aus einem zwei ten digitalen Schaltkreis (22), welcher die digitale Filterung dieser Abtastproben durchführt und ein digita les Signal I im Rhythmus der Unterabtastung 1/f′_e ausgibt, welches der Amplitude des Empfangssignals entspricht, aus einem dritten digitalen Schaltkreis (41), weicher die Ab tastproben x_n empfängt und die. Subtraktion der Terme aus führt, welche denselben. Filterkoeffizienten aufweisen, sowie aus einem vierten digitalen Schaltkreis (42), wel cher die digitale Filterung dieser Abtastproben ausführt und ein digitales Signal Q in Quadratur mit dem erstge nannten Signal und mit demselben Rhythmus 1/f′_e ausgibt.

13. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeich net, daß der erste und der dritte Schaltkreis (21, 41) jeweils einen ersten programmierbaren Speicher (24 bzw. 44) enthalten, welcher die "zukünftigen" Abtastproben speichert, einen zweiten Speicher als Arbeitsspeicher (29 bzw. 49) umfassen, welcher die "vergangenen" Abtastproben enthält, einen FIFO-Eimerkettenspeicher (27 bzw. 47) ent halten, um die Abtastprobenaus dem ersten Speicher in den zweiten Speicher zu überführen, Folgesteuerschaltun gen (25, 30 bzw. 45, 50) enthalten, um die Lese-Schreib- Vorgänge für die Speicher zu steuern, Ausgangsregister (26, 31 bzw. 46, 51) für die Speicher sowie einen Addie rer (28) im Falle des ersten Schaltkreises (21) und einen Subtrahierer im Falle des dritten Schaltkreises (48) ent halten.

14. Vorrichtung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch ge kennzeichnet, daß der zweite und der vierte Schaltkreis (22 bzw. 42) je eine Multiplizier-Akkumulator-Schaltung (31 bzw. 51), einen programmierbaren Festwertspeicher (33) und eine Folgesteuerung (34) für die Folgesteuerung der Speicher-Leseoperation enthalten.