DE3523626C2

DE3523626C2 -

Info

Publication number: DE3523626C2
Application number: DE3523626A
Authority: DE
Inventors: Paul Martin Salem Va. Us Espelage; James Michael Roanoke Va. Us Nowak; David Lindsay Scotia N.Y. Us Lippitt
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1984-07-02
Filing date: 1985-07-02
Publication date: 1992-07-09
Also published as: US4587474A; SE8503181D0; SE466036B; SE8503181L; CA1260533A; JPS6130995A; JPH0343863B2; CH670922A5; DE3523626A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Umschalten der Speisung eines Wechselstrommotors zwischen einem Wechselstrom-Versorgungsnetz und einem Umformer, gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die Speisung von Wechselstrommotoren aus Umrichtern, die einen Strom veränderlicher Wechselfrequenz zum Zwecke der Drehzahlsteuerung erzeugen, ist allgemein bekannt. Solche Systeme können beispielsweise dazu dienen, einen Turbogenerator zu starten, der Wechselstrom in ein Versorgungsnetz speist. Bisher diente hierzu üblicherweise ein Dieselmotor, der den Turbogenerator auf eine selbstunterhaltene Drehzahl bringt, bei der die Turbine dann gezündet und auf eine Drehzahl gebracht werden kann, bei welcher der Generator mit dem Netz synchronisiert und anschließend an das Netz geschaltet werden kann. Die Verwendung einer Anordnung aus einem Festkörper-Stromrichter und einem Wechselstrommotor hat demgegenüber den Vorteil, daß eine einzelne Anordnung dieser Art zum Starten einer Turbine benutzt und dann zum Starten von anderen Turbinen umgeschaltet werden kann.

Bei weiteren Verwendungszwecken, beispielsweise für drehzahlveränderliche Gebläse- und Pumpenantriebe, kann es erwünscht sein, einen Betrieb eines Wechselstrommotors mit veränderlicher Drehzahl mittels eines Stromrichters zu erzielen, aber den Motor für Dauerbetrieb mit hoher Drehzahl an das Stromversorgungsnetz zu schalten. Häufig werden diese Antriebe für so kritische Zwecke benutzt, daß im Falle eines Stromrichterausfalls ein Reservesystem vorgesehen ist, um den Motor an das Netz zu schalten und den Prozeß durch eine mechanische Drosseleinrichtung zu steuern. In diesem Fall kann, da der Stromrichter ausgefallen ist, die Umschaltung nicht stoßfrei erfolgen, der Stromrichter wird abgeschaltet, und der Motor wird an das Netz geschaltet.

Eine stoßfreie Umschaltung zeichnet sich dadurch aus, daß keine unerwünschten Einschwingströme im Motor, im Umrichter oder Stromversorgungsnetz verursacht werden. Die normale, ungestörte Umschaltung auf das Netz wird stoßfrei ausgeführt, indem die Spannung und die Phase des Motors an die des Stromversorgungsnetzes angeglichen werden und dann mittels einer unterbrechungslosen Umschaltung der Motor an das Netz geschaltet wird. Ein hierzu geeignetes Verfahren zur Phasenregelung, bei welchem ein PLL-Schaltkreis (phasensynchronisierte Schleife) verwendet wird, ist aus der DE 28 29 998 A1 bekannt.

Dieses Verfahren dient der Umschaltung der Motorspeisung von einem Umformer, der zwischen dem Netz und dem Motor liegt und einen quellenseitigen und einen lastseitigen Stromrichter enthält, auf das Versorgungsnetz. Es bleibt aber das Problem, den Motor stoßfrei wieder vom Netz abzuschalten und an den Umrichter zu schalten.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein gattungsgemäßes Verfahren gemäß der DE 28 29 998 A1 so weiterzubilden, daß ein stoßfreies Umschalten eines Wechselstrommotors (Motor) von einem Wechselstrom-Versorgungsnetz (Netz) auf einen zwischen diesem Netz und dem Motor liegenden Umrichter möglich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale im Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1A-1D ein Blockschaltbild eines nach dem erfindungsgemäßen Verfahren umschaltbaren Motor-Speisesystems mit Zwölfpuls-Stromrichtersteuerung;

Fig. 2A und 2B Hardware-Diagramme von digitalen Ausführungsformen der quellenseitigen und lastseitigen Stromrichtersteuerungen des Speisesystems nach Fig. 1, die

Fig. 3A-3J Wellenformdiagramme mit einem gemeinsamen Zeitmaßstab zur Erläuterung der Arbeitsweise,

Fig. 4 ein vereinfachtes Blockschaltbild der Synchronisiersteuerung des Motor-Speisesystems nach Fig. 1,

Fig. 5A ein Asynchronmotor-Speisesystem mit Sechspuls-Stromrichtersteuerung;

Fig. 5B-5D Wellenformdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise des Systems nach Fig. 5A.

Die Fig. 1A-1D zeigen ein Speisesystem für einen Asynchronmotor 9 mit zwei Parallelstromrichtern. Der erste Parallelstromrichter enthält einen quellenseitigen Stromrichter, der in der hier dargestellten Ausführungsform ein phasengesteuerter Gleichrichter 1 ist, und einen lastseitigen Stromrichter, der in der hier dargestellten Ausführungsform ein stromabhängiger oder stromgesteuerter, zwangskommutierter Wechselrichter 2 ist. Während des Motorbetriebes gibt der phasengesteuerte Gleichrichter 1 Gleichstrom veränderlicher Größe an den Wechselrichter (Masterkanalwechselrichter) 2 über eine Gleichstromzwischenkreisdrossel 5 ab. Der erste Parallelstromrichter wird hier auch als Haupt- oder Masterkanal bezeichnet. Der zweite Parallelstromrichter, der als Neben- oder Slavekanal bezeichnet wird, enthält die gleichen Elemente wie der Masterkanal, nämlich einen phasengesteuerten Gleichrichter 1′ und einen zwangskommutierten Wechselrichter 2′, die über eine Gleichstromzwischenkreisdrossel 5′ miteinander verbunden sind. Ein dreiphasiger Transformator 7, der eine in Dreieck geschaltete Primärwicklung und eine in Dreieck geschaltete Sekundärwicklung sowie eine in Stern geschaltete weitere Sekundärwicklung hat, verbindet eine externe dreiphasige Stromquelle mit dem Master- und dem Slavekanal. Die Wechselrichter 2, 2′ geben zwölfpulsigen Sechsphasenstrom an einen Asynchronmotor 9 über einen dreiphasigen Transformator (Ausgangstransformator) 11 ab, der eine in Stern geschaltete und eine in Dreieck geschaltete Primärwicklung sowie eine in Dreieck geschaltete Sekundärwicklung hat. Die in Stern geschaltete Primärwicklung ist mit dem Ausgang des Masterkanalwechselrichters 2 und die in Dreieck geschaltete Primärwicklung ist mit dem Slavekanalwechselrichter 2′ verbunden. Die Stromrichter 1, 1′, 2, 2′ enthalten steuerbare Schalter zur Kommutierung, deren Einschaltphasen ("Zündwinkel") und -frequenz veränderbar sind.

Eine Drehzahlführungsgröße ω_r* ist ein Eingangssignal der Steuerschaltung für die Motorseisung und wird über einen Schalter SW1 an einen Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock 18 angelegt, dessen Ausgangssignal mit einem Drehzahlreferenzsignal ω_r in einem Summierpunkt 19 verglichen wird. Das Drehzahlreferenzsignal ω_r wird gebildet, indem der Schlupf in einem Schlupfrechner 20 aus dem Motorstrom, dem Fluß und dem Zündwinkel der Stromrichter 1, 2 aus dem Masterkanal berechnet und der Schlupf, der an einen Summierpunkt 21 über einen Schalter SW2 angelegt wird, von der Frequenz ω_e des dem Asynchronmotor 9 zugeführten Stroms, die ebenfalls dem Summierpunkt 21 zugeführt wird, subtrahiert wird. Das Differenzsignal aus dem Summierpunkt 19 wird an einen Drehzahlregler 25 angelegt, der eine Übertragungsfunktion k (1+Ts)/s hat, wobei s der LaPlace-Operator ist. Das Ausgangssignal des Drehzahlregler 25 ist eine Drehmomentführungsgröße T*. Die Drehmomentführungsgröße wird über einen Schalter SW4 drei Steuerzweigen zugeführt.

Ein oberer Zweig steuert den Strom in den beiden phasengesteuerten Gleichrichtern 1, 1′. Ein mittlerer Steuerzweig steuert den Fluß in dem Asynchronmotor 9 durch Steuern des Zündens der steuerbaren Schalter in den Wechselrichtern 2, 2′. Der mittlere Zweig sorgt für eine Flußkorrektur der Drehmomentführungsgröße T*, die dem oberen und dem unteren Zweig zugeführt wird. Ein Funktionsblock 33 wandelt das Drehmomentreferenzsignal T* in eine Flußführungsgröße ψ* um. Die in dem Funktionsblock 33 implementierte Funktion bewirkt einen Offset, um einen festen Wert des Flusses bei einem Drehmoment von null zu gewährleisten. Die Flußführungsgröße ψ* wird über einen Schalter SW3 an einen Summierpunkt 35 angelegt, wo sie mit einem Flußsignal ψ_p verglichen wird, das durch Integrieren der Ausgangsspannung des Wechselrichters 2 in einem Integrator 37 und Hindurchleiten des Signals durch einen Spitzendetektor 38 gebilde3t wird, um ein Flußfehlersignal ψ_err zu bilden. Das Ausgangssignal des Summierpunkts 35 wird über einen Verstärkungsblock (Flußregler) 41 und über einen Schalter SW5 an einen Begrenzer 43 angelegt. Das Ausgangssignal des Begrenzers 43 wird an einen Summierpunkt 45 angelegt, und zwar zusammen mit der Drehmomentführungsgröße T*, die von einem Funktionsblock 36 abgegeben wird. Das Ausgangssignal des Begrenzers 43 stellt die Stromführungsgröße ein, wenn der Fluß sich von dem Sollwert unterscheidet, um den oberen Stromsteuerzweig in einen Flußregler umzuwandeln, wenn das Drehmoment und das Solldrehmoment beide nahe null sind.

Das Flußfehlersignal aus dem Verstärkungsblock 41 wird außerdem einer Offset-Funktion in einem Block 47 zugeführt. Das Ausgangssignal des Blockes 47 wird an einen Multiplizierer 49 in dem unteren Steuerzweig angelegt. Der Offsetfunktionsblock 47 erzeugt ein Ausgangssignal von eins, wenn das Flußfehlersignal null ist. Das Ausgangssignal des Offsetfunktionsblocks 47 nimmt unter eines ab, wenn der Sollfluß größer als der Istfluß ist, um den Winkel zwischen dem Motorstrom und dem Fluß zu verkleinern und mehr von dem verfügbaren Strom in die flußproduzierende Achse abzuleiten.

Das flußkorrigierte Stromsignal aus dem Summierpunkt 45 wird an einen Funktionsblock 51 angelegt, der eine Stromführungsgröße I* liefert, welche mit einem Stromrückführungssignal I_MFB in einem Summierpunkt 53 verglichen wird. Das Stromrückführungssignal I_MFB stamt aus Stromfühlern 55 in jeder der drei Leitungen, welche den phasengesteuerten Gleichrichter 1 in dem Masterkanal speisen. Eine Absolutwertschaltung 57 empfängt die drei gemessenen Leitungsströme und liefert das Stromrückführungssignal I_MFB, welches die Größe der drei Signale angibt.

Ein Stromregler 59, welcher ein PI-Regler sein kann, liefert auf den Stromfehler aus dem Summierpunkt 53 hin ein Spannungsführungsgrößensignal V*. Ein Spannungs-Zündwinkelübersetzer 61, der als eine Suchtabelle implementiert sein kann, liefert eine Zündwinkelführungsgröße α* auf die Spannungsführungsgröße V* hin, die er über einen Schalter 60 empfängt.

Die Zündschaltung einschließlich des PLL-Schaltkreis-Integrators, des Nulldurchgangsdetektors, des Zellenzündblockes und des Rückwärtszählers für die phasengesteuerten Schalter(Thyristorbrücke) ist dieselbe wie in der US 44 49 087. Die dreiphasigen verketteten Spannungen, die an die phasengesteuerte Thyristorbrücke angelegt werden, werden in dem Integrator 63 integriert, und die Nulldurchgänge der integrierten Spannungen werden in einem Block 65 bestimmt und benutzt, um eine Synchronisierimpulsfolge an dem PLL-Schaltkreis 67 zu bilden, deren Frequenz das Sechsfache der Netzfrequenz ist. Eine bevorzugte Ausführungsform der Anordnung, die zur Implementierung der Integration der verketteten Spannungen verwendbar ist, beinhaltet eine Schaltungsanordnung, wie sie in der US 43 99 395 gezeigt und beschrieben ist, auf die bezüglich weiterer Einzelheiten verwiesen wird. Diese Schaltungsanordnung rekonstruiert die verketteten Spannungswellenformen, welche durch die Kommutierungskerben verfälscht werden, die in den Wellenformen der Phasenspannungen während der Zeit erscheinen, während der jeder Phasenstrom durch geeignetes Zünden der einzelnen Thyristoren von einer abgehenden Phase auf eine ankommende Phase übergeht. Die Rekonstruktion der verketteten Spannung, die bei der hier beschriebenen Erfindung bevorzugt wird, besteht aus einer zusammengesetzten Wellenform, die durch Summieren wenigstens einer integrierten verketteten Spannung, die Kommutierungskerben enthält, mit einem Signal gebildet wird, das wenigstens einem "Delta"-Strom entspricht, der aus der Differenz von zwei Phasenströmen gewonnen und mit einem die Kommutierungsinduktivität darstellenden Faktor multipliziert wird.

Bei dem Auftreten eines Nulldurchgangssignals wird ein Zeitzähler in dem PLL-Schaltkreis 67 abgelesen. Die korrekte Zeitzählerablesung in diesem Zeitpunkt ist bekannt, und die Differenz zwischen dem tatsächlichen Wert und dem korrekten Wert stellt einen Phasenfehler dar, der durch einen Software-PI-Regler hindurchgeleitet wird. Das Ausgangssignal des Reglers stellt den Wert dar, durch den der Hochfrequenztakt des PLL-Schaltkreis-Zählers dividiert wird, so daß sich eine Taktfrequenz aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler ergibt, welche das 512fache der Grundfrequenz der verketteten Spannung ist, die an die phasengesteuerte Thyristorbrücke des Stromrichters 1 angelegt wird. Das 512fache der Grundfrequenz ergibt eine Winkelauflösung von 0,703° der Grundfrequenz und dient als Taktfrequenz für den Rückwärtszähler 69. Der Sollzündwinkel α* wird zu einem Zellenoffset aus einer Suchtabelle 71 addiert. Das Suchen in der Suchtabelle 71 ergibt einen von sechs Offsets auf der Basis der Variablen PH, welche das nächste zu zündende Zellenpaar angibt. Die Variable PH wird jedesmal dann inkrementiert (um eins erhöht), wenn eine Zelle gezündet wird.

Der hier benutzte Begriff "Zelle" bezieht sich auf die steuerbaren Schalter in den Stromrichtern 1, 1′, 2, 2′, nämlich auf die Thyristoren. Die Variable PH, die die Werte von eins bis sechs annehmen kann, gibt an, welches Zellenpaar als nächstes zu zünden ist, wie es in der folgenden Tabelle gezeigt ist.

PH
EIN ZELLEN
1\|6 und 1
2	1 und 2
3	2 und 3
4	3 und 4
5	4 und 5
6	5 und 6

Die Zellen in der Brücke der Stromrichter 1 und 2 sind wie unten angegeben in der Reihenfolge jeweils numeriert, in der sie gezündet werden:

1 3 5
4 6 2

Die A-Phase ist zwischen die Zellen 1 und 4 geschaltet, die B-Phase ist zwischen die Zellen 3 und 6 geschaltet, und die C-Phase ist zwischen die Zellen 5 und 2 geschaltet. Jede Variable PH hat eine Dauer von 60°, und jede Zelle wird mit einer 120°-Hochfrequenzimpulsfole gezündet.

Der gegenwärtige Zählwert des Zeitzählers, der in dem Quellen-PLL-Schaltkreis 67 angeordnet ist, wird von dem Summierpunkt 68 subtrahiert, und die resultierende Größe wird in den Rückwärtszähler 69 geladen. Wenn der Rückwärtszähler 69 null erreicht, wird ein Signal zu dem Zellenzündblock 75 gesandt, der das geeignete Thyristorpaar in dem phasengesteuerten Gleichrichter 1 in dem Masterkanal zündet und ein Signal sendet, um die Variable PH in dem Block 73 zu inkrementieren. Zum Gewährleisten eines richtigen Belastungsgleichgewichts zwischen dem Master- und dem Slavekanal ist ein separater Stromregler vorgesehen, der Elemente 53′, 55′, 59′, 60′, 61′, 68′, 69′, 71′, 73′ und 75′ aufweist, welche denselben Aufbau haben und auf dieselbe Weise arbeiten wie ihre zuvor beschriebenen Gegenstücke, mit der Ausnahme, daß das Stromrückführungssignal I_SFB an dem Summierpunkt 53′ aus dem phasengesteuerten Gleichrichter 1′ des Slavekanals stammt, daß ein 30°-Offset im Zündwinkel an dem Summierpunkt 68′ eingeführt wird und daß die Zellenzündsignale zum Zünden des nächsten Thyristorpaares aus dem Zellenzündblock 75′ an den phasengesteuerten Gleichrichter 1′ des Slavekanals angelegt werden.

Der Motorstromflußwinkelgenerator 77 in der unteren Steuerschleife empfängt eine Drehmomentführungsgröße T* und liefert einen gewünschten Winkel zwischen dem Motorstrom und dem Motorflußwinkel. Der Motorstrom/Motorflußwinkel wird durch den Multiplizierer 49 in Abhängigkeit von dem Flußfehlersignal aus dem Verstärkungsblock 41 modifiziert. Der sich ergebende Motorstrom/Motorflußwinkel wird in einen äquivalenten Zündwinkel α in einem Motorstromflußwinkel/Alphazündwinkel-Übersetzer 79 umgewandelt. Der Zündwinkel α wird in einem Summierer 81 zu einem Offset addiert, der aus einer Suchtabelle 83 ermittelt wird, welche sechs Offsets enthält, einen für jeden Wert der Variablen PH, die das als nächstes zu zündende Zellenpaar angibt. Die Variable PH wird aus einem Zähler 84 erhalten, der jedesmal dann erhöht wird, wenn der Wechselrichter 2 gezündet wird. Das Ausgangssignal des Summierers 81 ist die unkorrigierte Zeit zum Zünden der Anordnung, die der Zeit in Grad zum Zünden des nächsten Paares von lastseitigen Zellen in dem zwangskommutierten Wechselrichter 2 in dem Hauptkanal (Masterkanal) entspricht.

In dem Summierer 87 wird ein Verzögerungswinkel in Grad von der unkorrigierten Zündzeit subtrahiert, um die Verzögerung im Stromansprechen in der Leitung zu kompensieren, wenn die Zündung aufgrund des gesteuerten Stromkommutierungskreises erfolgt. Der Verzögerungswinkel wird bestimmt, indem die drei Leitungsströme i_a, i_b, i_c aus dem Wechselrichter 2 des Masterkanals unter Verwendung der Stromfühler 89 gemessen werden. Die Differenzströme i_ab, i_bc und i_ca werden danach in einem i_L/i_Δ-Transformationsblock 91 bestimmt. Ein Nulldurchgangsdetektor 93 erzeugt ein Digitalsignal, wenn ein Nulldurchgang der Differenzströme i_ab, i_bc, i_ca auftritt, und eine 3-Bit-Segmentzahl, die den Differenzstrom angibt, der den Nulldurchgang hat. Diese beiden Sätze von Signalen aus dem Nulldurchgangsdetektor 93 werden an einen Leitungsstromansprechdetektor 95 angelegt, der bestimmt, welche Thyristorzündung dem letzten Nulldurchgang zugeordnet ist, sowie die Zeit des Stromansprechens. Die Differenz zwischen dem tatsächlichen Stromnulldurchgang und dem beabsichtigten Nulldurchgang wird in einem Summierer 97 bestimmt. Der Verzögerungsfehler wird in einen Integrator 99 eingegeben, und das Ausgangssignal des Integrators 99 wird in einer Begrenzerschaltung 101 mit einem unteren und einem oberen Grenzwert von null bzw. 120° begrenzt. Das Zeit-zum-Zünden-Signal aus dem Summierer 87 wird um den gegenwärtigen Zählwert eines PLL-Schaltkreises 103 in dem Summierer 105 reduziert, um die verfügbare Zeit zu bestimmen. Die verfügbare Zeit wird in einen Rückwärtszähler 107 geladen, der durch ein Taktsignal aus dem PLL-Schaltkreis 103 getaktet wird. Wenn der Rückwärtszähler 107 die Zeitsperre erreicht, zündet der Zellenzündblock 111 das nächste Paar Zellen in dem Wechselrichter 2 in dem Masterkanal. Der Integrator 37, der Nulldurchgangsdetektor 109, die Zellenzündschaltung 111 und der Rückwärtszähler 107 arbeiten auf dieselbe Weise wie die entsprechende Zündschaltungsanordnung, die in der oberen Steuerschleife beschrieben worden ist. Zum Bestimmen der Zündzeiten für den Wechselrichter 1′ in dem Slavekanal wird die verfügbare Zeit aus dem Summierer 105 in den Summierer 110 mit einem 30°-Signal summiert, um den Slavekanalwechselrichter 2′ 30° el. nach dem Masterkanalwechselrichter 2 zu zünden. Wenn der Ausgangstransformator 11 gemäß der Darstellung in Fig. 1D geschaltet ist, ist die Variable PH in dem Slavekanal dem Masterkanal um einen Zählwert voraus. Wenn der Ausgang des Ausgangstransformators 11 mit der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklung mit dem Masterkanal und mit der in Stern geschalteten Sekundärwicklung mit dem Slavekanal verbunden ist, dann eilt die Variable PH in dem Slavekanal dem PH-Wert in dem Masterkanal nach. Die eingestellte verfügbare Zeit wird in einen Rückwärtszähler 107′ geladen, der durch den PLL-Schaltkreis 103 getaktet wird. Wenn der Rückwärtszähler 107′ die Zeitsperre erreicht, zündet der Zündblock 111′ das nächste Paar Zellen im Wechselrichter 2′ des Slavekanals. Eine ausführliche Erläuterung der Arbeitsweise der quellenseitigen Zündsteuerung mit Verzögerungskompensation findet sich in der DE 35 23 619 A1 der Anmelderin.

Die beiden Parallelstromrichter speisen in der dargestellten Ausführungsform zwar einen dreiphasigen Motor 9, wobei die in Stern und in Dreieck geschalteten Primärwicklungen des Transformators 11 eine relative Phasenverschiebung von 30° ergeben, es ist jedoch auch möglich, einen sechsphasigen Motor ohne die 30°-Phasenverschiebung, welche durch den Transformator 11 hervorgerufen wird, zu speisen. Wenn ein sechsphasiger Motor 9 benutzt wird, wird das Ausgangssignal jedes Wechselrichters 2, 2′ an einen anderen Satz von Dreiphasenwicklungen angelegt.

Wenn ein Fehlerzustand, wie beispielsweise ein Überstrom oder ein Wechselrichterkippen, im Master- und/oder Slavekanal auftritt und in einem Block 113 erkannt wird, wird ein Signal an einen Schaltercontroller 115 und an einen Schaltercontroller 115′ über einen Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden ODER-Gatters 117 angelegt, was bewirkt, daß die Schalter 60 und 60′ die Spannungsführungsgröße/Winkelführungsgröße-Übersetzer 61, 61′ mit einer Wechselrichtergrenzwertführungsgröße (Block 119) statt mit ihren Stromreglern 59, 59′ verbinden. Die Wechselrichtergrenzwertführungsgröße (Block 119) bewirkt, daß die Zündimpulse an die phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ angelegt werden, um die phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ an ihre Inversionsgrenze zu bringen und dadurch einen Strom von null an die beiden Wechselrichter 2, 2′ abzugeben.

Zum Gewährleisten der richtigen Kommutierung des Wechselrichters 2 während Zuständen geringer Belastung empfängt der Sechspulsbetriebsartblock 121 die Drehmomentführungsgröße T* und das Motordrehzahlsignal ω_r, und bei leichter Belastung sind Zustände hoher Drehzahl vorhanden, was dadurch bestimmt wird, daß die Drehzahl einen vorbestimmten Wert übersteigt und das Drehmoment kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und der Schalter 60′ wird durch den Schaltercontroller 115′ umgeschaltet, um den Spannungsführungsgröße/Winkelführungsgröße-Übersetzer 61′ mit dem Wechselrichtergrenzwert (Block 119) zu verbinden. Wenn gerade ein Kanal bei Zuständen hoher Drehzahl und geringer Belastung arbeitet, nimmt die Belastung in dem anderen Wechselrichter 2 zu und hält dessen Kommutierungszeit kleiner als 120°, was einen stabilen Betrieb gewährleistet. Vorstehend ist die Schaltung nach Fig. 1A-1D für einen Motorbetrieb mit variabler Drehzahl beschrieben worden.

Es wird nun die Antriebsschaltung nach den Fig. 1A bis 1D für die Synchronisation beschrieben. Während der Synchronisation, welches die Zeit ist, bevor der Wechselstrommotor 9 direkt an das Stromversorgungsnetz gelegt wird, wird der Phasenfehler zwischen den Spannungen des Stromversorgungsnetzes und des Motors 9 direkt aus der Augenblicksdifferenz zwischen den Signalen R_s und R_L aus den PLL-Schaltkreisen 67 bzw. 103 gewonnen. Die Signale R_s und R_L werden in dem Summierer 125 verglichen, und der resultierende Phasenfehler wird durch einen einfachen Verstärkungsblock 127 und über einen Schalter SW6 zu einem Summierer 129 geleitet. Eine Drehzahlführungsgröße ω_sync aus dem PLL-Schaltkreis 67 wird über den Schalter SW1 statt der Solldrehzahl ω_r* an den Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock 18 angelegt. Das Ausgangssignal des Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblockes 18 wird mit dem Ausgangssignal des Verstärkungsblockes 127 in dem Summierer 129 summiert. Der Schalter SW2 schaltet den Schluprechner 20 ab. Der Drehzahlfehler wird in dem Summierer 19 bestimmt. Der Spannungsamplitudenfehler zwischen dem Stromversorgungsnetz und dem Motor 9 wird gewonnen, indem der Absolutwert der Quellenspannung V_S in dem Block 131, richtig skaliert durch den Verstärkungsblock 133, mit dem Absolutwert der integrierten Motorspannung ψ_p verglichen wird. Hierzu wird der richtig skalierte Absolutwert der Quellenspannung KV_S an den Summierpunkt 35 über den Schalter SW3 angelegt, der den Motorstrom/Flußwinkel-Generator 33 abschaltet. Statt dessen könnte die Quellenspannung V_S integriert und ihr Absolutwert vor dem Vergleichen mit dem Motorfluß bestimmt werden. Der Fehlersummierpunkt 35 ist mit dem Flußregler 41 verbunden. Normalerweise wird der Flußreglersollwert aus einer programmierten Kurve bestimmt, in der der Zusammenhang zwischen dem Fluß und dem Drehmoment gespeichert ist und in die als Eingangswert der Ausgangswert des Drehzahlreglers 25 geleitet wird.

Ein Wechselrichterschütz 135 verbindet die Sekundärwicklung des Transformators 11 mit dem Asynchronmotor 9, wenn das Wechselrichterschütz 135 geschlossen ist. Ein Umgehungsschütz 137 verbindet das dreiphasige Stromversorgungsnetz mit dem Asynchronmotor 9, wenn das Umgehungsschütz 137 geschlossen ist. Vor dem Schließen des Umgehungsschützes 137 wird die Quellenspannung durch einen Transformator (nicht dargestellt) gemessen, und die Spannung wird an den invertierenden Eingang eines Verstärkers 139 angelegt, und die Motorspannung, die durch einen nicht dargestellten Transformator gemessen wird, wird an einen nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 139 angelegt. Der Absolutwert des Differenzsignals aus dem Verstärker 139 wird in einer Absolutwertschaltung 141 bestimmt. Ein Komparator 143 vergleicht das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 141 mit einem Referenzwert und liefert eine logische "1", wenn die Quellen- und die Motorspannung gleich sind. Vor dem Öffnen des Umgehungsschützes 137 werden die Absolutwerte des Wechselrichtermasterkanalstroms I_ML und des Wechselrichterslavekanalstroms I_SL mit dem Absolutwert des Motorstroms I_M in einem Summierer 145 verglichen. Der Absolutwert des Wechselrichtermasterkanalstroms I_ML wird durch die Absolutwertschaltung 147 bestimmt, die mit den Dreiphasenströmen durch die Stromfühler 89 verbunden ist. Der Absolutwert des Wechselrichterslavekanalstroms I_SL wird durch die Absolutwertschaltung 149 bestimmt, die mit den Dreiphasenströmen durch Stromfühler 151 verbunden ist. Der Wert des Motorstroms I_M wird durch die Absolutwertschaltung 153 bestimmt, die mit den Motordreiphasenströmen durch Stromfühler 155 verbunden ist. Das Differenzsignal aus dem Summierer 145 wird an eine Absolutwertschaltung 157 angelegt. Ein Komparator 159 vergleicht das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 157 mit einem festen Referenzwert und liefert eine logische "1", wenn der Motorstrom I_M gleich der Summe des Wechselrichtermaster- und Slavekanalstroms ist, und eine logische "0", wenn der Motorstrom I_M nicht gleich der Summe des Wechselrichtermaster- und Slavekanalstroms ist.

Während der Desynchronisation, wenn der Motor 9 von dem Stromversorgungsnetz auf den Umformer umzuschalten ist, wird das Wechselrichterschütz 135 geschlossen, um die Wechselrichter 2, 2′ mit dem Motor 9 zu verbinden. Der Schalter SW5 wird geöffnet, um den Flußregler 41 zu sperren. Der Schalter SW4 wird so eingestellt, daß eine Drehmomentführungsgröße T* auf der Basis des Motorstroms I_M geliefert wird, der durch einen Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock 161 hindurchgegangen ist, statt auf einer Drehzahlführungsgröße zu basieren. Der Komparator 159 prüft, um festzustellen, wann der Wechselrichterstrom ausreichend angestiegen ist, um den gesamten Motorstrom zu liefern, so daß das Umgehungsschütz 137 geöffnet werden kann.

Eine digitale Impementierung des Teils des Blockschaltbildes nach Fig. 1, der auf das Drehzahlfehlersignal aus dem Summierpunkt 19 anspricht, um die phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ zu zünden, ist in Fig. 2A gezeigt. Fig. 2A zeigt einen Mikroprozessor 222 vom Typ INTEL 80286, der in der Sprache PLM 86 programmiert ist und eingebaute Unterbrechungsprogramme unter der Steuerung eines Unterbrechungscontrollers 223 vom Typ INTEL 8259A hat. Der Controller 223 erzeugt Unterbrechungen auf bekannte Weise, die bewirken, daß der Mikroprozessor 222 eine Aufgabe oder Berechnung ausführt und daß typisch die Zeit zum Ausführen einer zukünftigen Aufgabe in einem Rückwärtszähler gespeichert wird. Wenn der Rückwärtszähler null erreicht, erzeugt der Zähler eine weitere Unterbrechung, die das Ereignis einleitet, woraufhin der Zähler wieder für die Zeit zum Ausführen des nächsten Ereignisses geladen wird.

In Fig. 2A ist eine Software-PLL-Schaltkreis-Konfiguration gezeigt, in der vier Zähler benutzt werden, nämlich ein PLL-Schaltkreis-Zähler 224, ein Zeitzähler 225, ein Masterzündzähler 226 und ein Slavezündzähler 227. Im Betrieb wird eine Quelle veränderlicher Frequenz durch den PLL-Schaltkreis-Zähler 224 erzeugt, indem eine 4,9152-MHz-Ausgangsimpulsfolge aus einem Taktoszillator 229 durch einen Wert N dividiert wird, der durch ein Signal "PRESET N" aus dem Mikroprozessor 222 auf einen Datenbus 230 eingestellt wird. Das Ausgangssignal des PLL-Schaltkreis-Zählers 224 kann auf folgende Weise auf einer Frequenz gehalten werden, die das 512fache der Frequenz der einzelnen Flußwellen ψ_ca′, ψ_ab′, ψ_bc′ ist.

Der Zeitzähler 225 wird am Anfang auf 512 gesetzt und bei jedem Taktimpuls aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler 224 um 1 vermindert. Wenn der Zeitzähler 225 auf eins vermindert ist, wird er auf 512 zurückgesetzt. Der Zeitzähler 225 liefert so ein Maß des Phasenwinkels relativ zu den Flußwellenformen. Der Zählwert in dem Zeitzähler 225 wird an den Mikroprozessor 222 über den Datenbus 231 angelegt, wo er zur Phasenreferenz zum Zünden der phasengesteuerten Gleichrichterthyristoren (nicht dargestellt) über Zündmaskenpuffer 232, 233 benutzt wird. Die Synchronisierung wird erzielt, indem die Pseudoflußwellenformen (Pseudoflußwelle; Flußwelle) ψ_ca′, ψ_ab′, ψ_bc′ durch einen Nulldurchgangsdetektor 234 hindurchgeleitet werden, der einen Synchronisierimpuls jedesmal dann erzeugt, wenn eine (Pseudo)Flußwelle durch null geht. Diese Impulse werden dem Unterbrechungscontroller 223 zugeführt, der den Mikroprozessor 222 unterbricht und ein Überkreuzungsserviceprogramm einleitet. Der Nulldurchgangsdetektor 234 erzeugt außerdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen Vorzeichen der Motorflußwellenformen angibt, dem Mikroprozessor 222 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt wird, um zu identifizieren, welcher Nulldurchgang den Unterbrechungsimpuls verursacht hat. Das Nullüberkreuzungsserviceprogramm liest den Wert in dem Zeitzähler 225 und vergleicht ihn mit dem korrekten Wert für den besonderen Flußwellendurchgang, um einen Phasenfehler zwischen dem Zeitzähler 225 und den Flußwellen zu erzeugen. Dieser Fehler wird benutzt, um einen neuen "PRESET N"-Wert zu berechnen, der dann in den PLL-Schaltkreis-Zähler 224 geladen wird.

Die Zeitsteuerung des Zündens jeder Thyristorzelle in dem phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ erfolgt mittels der Zündzähler 226 und 227. Wenn der Masterzündzähler 226 herunter auf null getaktet wird, wird ein Mastertriggerunterbrechungssignal erzeugt und an den Unterbrechungscontroller 223 sowie an den Zündmaskenpuffer 232 angelegt, in den die geeignete Maske aus dem Mikroprozessor 222 für das nächste Zellenpaar des phasengesteuerten Mastergleichrichters 1 geladen worden ist, das zu zünden ist. Ebenso wird, wenn der Slavezündzähler 227 herunter auf null getaktet wird, ein Slavetriggerunterbrechungssignal erzeugt und an den Unterbrechungscontroller 223 sowie an den Zündmaskenpuffer 233 angelegt, in den die geeignete Maske aus dem Mikroprozessor 222 für das nächste Zellenpaar des phasengesteuerten Slavegleichrichters 1′ geladen worden ist. Der Mikroprozessor 222 empfängt den Gleichstromzwischenkreisstrom aus dem Masterkanal und dem Slavekanal aus einem A/D-Wandler 236, der mit einem Multiplexer 238 verbunden ist, an den die beiden Signale angelegt werden. Der Mikroprozessor 222 empfängt außerdem das Fehlersignal aus einem Drehzahlregler über einen A/D-Wandler 240. Nach einer Zellenzündung berechnet der Mikroprozessor 222 die Zeit zum Zünden der nächsten Zelle in diesem phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′. Diese Zeit wird mit dem Wert in dem Zeitzähler 225 verglichen, die der gegenwärtigen Zeit entspricht. Die Differenz in der verfügbaren Zeit wird dann in den Zündzähler 226 oder 227 über den Datenbus geladen, der dann auf null vermindert wird, was noch eine weitere Unterbrechung über den Unterbrechungscontroller 223 bewirkt, der ein Zellenzündprogramm einleitet.

Eine digitale Impementierung des Teils des Blockschaltbildes nach den Fig. 1A-1D, der auf das Drehzahlfehlersignal aus dem Summierer (Summierpunkt) 19 zum Steuern des Zündens der Wechselrichter 2, 2′ anspricht, ist in Fig. 2B gezeigt. Fig. 2B zeigt einen Mikroprozessor 302 vom Typ INTEL 80286, der in der Sprache PLM 86 programmiert ist und eingebaute Unterbrechungsprogramme unter der Steuerung eines Unterbrechungscontrollers (Controller) 303 vom Typ INTEL 8259A hat. Der Controller 303 erzeugt Unterbrechungen auf bekannte Weise, was bewirkt, daß der Mikroprozessor 302 eine Aufgabe oder Berechnung ausführt und typisch die Zeit zum Ausführen eines zukünftigen Ereignisses in einem Rückwärtszähler abspeichert. Wenn der Rückwärtszähler null erreicht, erzeugt der Zähler eine weitere Unterbrechung, die das Ereignis einleitet, woraufhin wieder die Zeit zum Ausführen des nächsten Ereignisses in den Zähler geladen wird.

Fig. 2B zeigt eine Software-PLL-Schaltkreis-Konfiguration, in der vier Zähler benutzt werden, nämlich ein PLL-Schaltkreis-Zähler 304, ein Zeitzähler 305, ein Zündzähler 306 und ein Impulsfolgegrenzwertzähler 307. Im Betrieb wird eine Quelle veränderlicher Frequenz durch den PLL-Schaltkreis-Zähler 304 erzeugt durch Dividieren einer 4,9152-MHz-Ausgangsimpulsfolge aus einem Taktoszillator 308 durch einen Wert N, der durch ein Signal "PRESET N" aus dem Mikroprozessor 302 auf einem Datenbus 309 gesetzt wird. Das Ausgangssignal des PLL-Schaltkreis-Zählers 304 kann auf einer Frequenz gehalten werden, die das 512fache der Frequenz der einzelnen Flußwellen ψ_ca′, ψ_ab′, ψ_bc′ ist, und zwar auf folgende Weise.

Der Zeitzähler 305 wird am Anfang bei einer besonderen Flußwellenüberkreuzung auf 512 gesetzt und bei jedem Taktimpuls aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler 304 um 1 vermindert. Wenn der Zeitzähler 305 auf eins vermindert ist, wird er auf 512 rückgesetzt. Der Zeitzähler 305 liefert daher ein Maß des Phasenwinkels relativ zu den Flußwellenformen. Der Zählwert in dem Zeitzähler 305 wird dem Mikroprozessor 302 über den Datenbus 310 zugeführt, wo er zur Phasenreferenz zum Zünden der Wechselrichterzelle, nicht dargestellt, über ein digitales E/A-Tor 311 benutzt wird. Die Synchronisierung wird erzielt durch Hindurchleiten der Pseudoflußwellenformen ψ_ca′, ψ_ab′, ψ_bc′ durch einen Nulldurchgangsdetektor 312, der einen Synchronisierimpuls jedesmal dann erzeugt, wenn eine Flußwelle durch null geht. Diese Impulse werden an den Unterbrechungscontroller 303 angelegt, der den Mikroprozessor 302 unterbricht und ein Nullüberkreuzungsserviceprogramm einleitet. Der Nulldurchgangsdetektor 312 erzeugt außerdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen Vorzeichen der Motorflußwellenformen angibt, dem Mikroprozessor 302 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt wird, um zu identifizieren, welcher Nulldurchgang den Unterbrechungsimpuls verursacht hat. Das Nullüberkreuzungsserviceprogramm liest den Wert in dem Zeitzähler 305 und vergleicht ihn mit dem korrekten Wert für den besonderen Flußwellendurchgang, um einen Phasenfehler zwischen dem Zeitzähler 305 und den Flußwellen zu erzeugen. Dieser Fehler wird benutzt, um einen neuen "PRESET N"-Wert zu berechnen, der dann in den PLL-Schaltkreis-Zähler 304 geladen wird.

Es kann eine beträchtliche Verzögerung zwischen dem Anlegen eines Zündsignals an einen Thyristor und der Zeit des Beginns des Leitungsstroms in einem einen Asynchronmotor 9 speisenden Umrichter geben, insbesondere bei hoher Motordrehzahl und niedriger Motorbelastung. Diese Verzögerung wird durch die Tatsache hervorgerufen, daß die Kommutierungskondensatoren aufgeladen sind, so daß am Anfang der besondere Thyristor, der gezündet wird, in Sperrichtung vorgespannt ist und der Strom in diesem Thyristor erst aufgenommen wird, wenn sich der Kommutierungskondensator über die Last entladen hat. Zum Bewahren der gewünschten Beziehung zwischen dem Motorfluß und dem Strom muß diese Verzögerung kompensiert werden. Die Zeit, zu der der Strom tatsächlich einsetzt, wird durch den Nulldurchgangsdetektor 313 gemessen, der die Nulldurchgänge der Motorleitungsdifferenzströme i_ab, i_bc, i_ca überwacht, um ein Unterbrechungssignal an dem Unterbrechungscontroller 303 jedesmal dann zu erzeugen, wenn ein Nulldurchgang erkannt wird. Der Unterbrechungscontroller 303 unterbricht den Mikroprozessor 302 und leitet ein Verzögerungsbestimmungsprogramm ein. Der Nulldurchgangsdetektor 313 erzeugt außerdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen Vorzeichen der Motorleitungsdifferenzströme i_ab, i_bc, i_ca angibt, dem Mikroprozessor 302 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt wird, um zu identifizieren, welcher Thyristor einem Nulldurchgang zugeordnet ist. Das Verzögerungsbestimmungsprogramm vergleicht die gegenwärtige Durchgangszeit und die unkorrigierte Zeit zum Zünden (auf der Basis der Winkelführungsgröße und des Offsets) und gibt diesen Wert über eine Verstärkung in einen Softwareintegrator ein, um den Verzögerungswinkel zu erzielen. Der Verzögerungswinkel ist auf die Werte zwischen null und 120° begrenzt. Da außerdem die Kommutierungsverzögerung eine konstante Zeiterscheinung ist, nimmt die Notwendigkeit des Kompensierens der Verzögerung mit der Drehzahl ab. Da die Abtastgeschwindigkeit des Kompensators mit der sechsfachen Lastfrequenz auftritt, macht das vor allem, daß die Verstärkung der Reglerschleife der Frequenz folgt, wodurch der Kompensator stabilisiert wird.

Die Zeit zum Zünden wird dann als die unkorrigierte Zeit zum Zünden minus dem Verzögerungswinkel bestimmt. Die verfügbare Zeit wird bestimmt durch Subtrahieren der Zeitzählerablesung von der Zeit zum Zünden, so daß, wenn die verfügbare Zeit, die in Grad gemessen wird, in den Rückwärtszähler geladen wird und der Rückwärtszähler herunter auf den Zählwert null taktet, eine Unterbrechung erzeugt wird, die die nächste Zellenzündung verlangt.

Die Zeitsteuerung des Zündens jeder Thyristorzelle in dem Wechselrichter 2 erfolgt mittels des Zündzählers 306. Nach einer Zellenzündung berechnet der Mikroprozessor 302 die Zeit zum Zünden der nächsten Zelle. Diese Zeit ist die unkorrigierte Zeit zum Zünden minus dem integrierten Verzögerungswinkel. Diese Zeit wird mit dem Wert in dem Zeitzähler 305 verglichen, die der gegenwärtigen Zeit entspricht. Die Differenz ist die verfügbare Zeit, die dann über den Datenbus in den Zündzähler 306 geladen wird, der dann auf null vermindert, was noch eine weitere Unterbrechung über den Unterbrechungscontroller 303 verursacht, der ein Zellenzündprogramm einleitet.

Fig. 3A zeigt eine Spannung ψ_ab′ die proportional der integrierten verketteten Spannung V_ab (ψ_ab) zu der der mit einem Faktor K multiplizierte Motordifferenzstrom i_ab addiert wird, ist. Dieser Faktor K ist zu der Kommutierungsinduktivität proportional. Die Wellenform in Fig. 3A ist insgesamt sinusförmig und hat gut definierte Nulldurchgänge trotz des Auftretens von Kommutierungskerben in den Phasenspannungen. Die Fig. 3B und 3C zeigen die integrierten verketteten Spannungen V_bc und V_ca, jede summiert mit den geeignet skalierten (Faktor K) Motordifferenzströmen.

Der PLL-Schaltkreis enthält zwei Zähler (den PLL-Schaltkreis-Zähler und den Zeitzähler) und drei Komparatoren, welche drei logische Bits für den Computer liefern, wobei deren Zustand von der Polarität der integrierten Quellen- oder verketteten Lastspannung abhängig ist. Die Ausgangssignale der drei Komparatoren sind in den Fig. 3D, 3E bzw. 3F gezeigt. Diese drei Bits identifizieren die augenblickliche Winkelbeziehung der drei Phasenspannungen innerhalb 60°. Die Komparatorausgangssignale werden außerdem benutzt, um in Hardware einen Unterbrechungsimpuls bei jedem Nulldurchgang der integrierten Spannungen zu gewinnen, das heißt, es wird eine Unterbrechung alle 60° erzeugt, wie es in den Fig. 3G, 3H, 3I und 3J dargestellt ist.

Im Betrieb ist der PLL-Schaltkreis-Zähler ein Rückwärtszähler, der mit 4,9152 MHz getaktet und mit einem Wert zum Dividieren durch N geladen wird, so daß der PLL-Schaltkreis-Zähler herunter auf null zählt und einen Ausgangsimpuls 512mal pro Quellen- oder Lastspannungsgrundfrequenzperiode erzeugt. Der PLL-Schaltkreis-Zähler liefert daher einen 360°/512- oder 0,703°-Taktimpuls, der benutzt wird, um den Zündzähler, den Zeitzähler und im Falle der Lastseite den Impulsfolgegrenzwertzähler zu takten, die alle drei Rückwärtszähler sind. Der Zeitzähler auf der Lastseite wird am Anfang mit einem Zählwert von 512 zu einer Zeit geladen, die dem Übergang von Minus auf Plus der integrierten verketteten Spannung V_bc entspricht, welche außerdem dem Übergang von Plus nach Minus der Phasenspannung V_an entspricht. Wenn der Zeitzähler herunter auf 1 zählt, lädt er sich selbst wieder auf 512 und fährt fort, sich bei jedem Taktimpuls um einen Zählwert zu vermindern. Die Arbeitsweise des quellenseitigen Zeitzählers ist gleich, mit der Ausnahme, daß aus ziemlich willkürlichen Gründen die Anfangsladung von 512 in den Zeitzähler bei dem Übergang von Minus nach Puls der Phasenspannung V_an oder um 180° verschoben gegenüber dem lastseitigen Zeitzähler erfolgt. Diese Verschiebung zwischen den Zeitzählern muß bei der Phasensynchronisierung der Lastspannung mit der Quellenspannung berücksichtigt werden.

Das Ziel des PLL-Schaltkreises ist es, die Dividiere-durch-N-Ladung in den PLL-Schaltkreis-Zähler so zu regeln, daß der Taktimpuls aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler auf dem 512fachen der Grundfrequenz sein wird. Die Einzelheiten verändern sich zwar über dem lastseitigen Frequenzbereich von 0-120 Hz und etwas zwischen der Quellen- und der Lastseite, das Konzept bleibt jedoch dasselbe. Wenn ein Nulldurchgang der Flußwellen (der integrierten verketteten Spannung) erfolgt, tritt ein Programm für Unterbrechungen hoher Priorität auf, welches den Zeitzähler und die drei Komparatorbits liest, um festzustellen, welcher Nulldurchgang erfolgt ist. Der korrekte Wert des Zeitzählers für einen besonderen Nulldurchgang ist bekannt, und die Differenz zwischen dem korrekten und dem tatsächlichen Wert stellt ein Fehlersignal dar, welches in einen PI-Regler eingegeben wird. Das Ausgangssignal des Reglers ist die auf den neuesten Stand gebrachte Dividiere-durch-N-Ladung für den PLL-Schaltkreis-Zähler.

Der Zeitzähler liefert deshalb eine Winkelposition R bis zu einer Auflösung von 0,703°, und die Grundfrequenz der Spannungswellen ist proportional zu einer Konstanten mal dem Kehrwert des berechneten Dividiere-durch-N-Ladung-Wertes. Dieser gewonnene Wert der Frequenz wird als Drehzahlrückführungssignal für unsere Synchronmotorantriebe benutzt und schlupfkorrigiert und dann als Drehzahlrückführung für die Asynchronmotorantriebe benutzt. Wenn jjedoch befohlen wird, mit dem Stromversorgungsnetz zu synchronisieren, wird der Drehzahlregler in einen Frequenzregler geändert, und somit erfolgt die Schlupfkorrektur der Lastfrequenz bei dem Asynchronmotorantrieb nicht mehr.

Ein Ziel der Synchronisiersteuerung ist es, die Quellen- und Lastfrequenzen auszugleichen, die aus den Dividiere-durch-N-Ladungen für die Quellen- und Last-PLL-Schaltkreiszähler gewonnen werden, und weiter die Winkelposition R der Quellen- und der Lastseite zu synchronisieren, um die Augenblickswerte der Quellen- und der Last-Zeitzähler nach Korrektur irgendeiner willkürlichen Verschiebung wieder gleichzumachen.

Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild für die Synchronisiersteuerung nach der Erfindung. Gemäß auch der Darstellung in den Fig. 1A-1D verbindet ein Transformator 7 einen Masterkanal, der einen Quellenstromrichter (Gleichrichter) 1, eine Drossel 5 und einen Laststromrichter (Wechselrichter) 2 enthält, und einen Slavekanal, der die entsprechenden Elemente 1′, 5′ und 2′ enthält, mit einem Dreiphasenstromversorgungsnetz. Der Transformator 11 verbindet die beiden Kanäle (Master- und Slavekanal) mit einem Asynchronmotor (Motor) 9 über ein Wechselrichterschütz 135. Das Stromversorgungsnetz ist mit dem Motor 9 über ein Umgehungsschütz 137 direkt verbunden. Der Integrator 63 ist mit der Quellenspannung in dem Masterkanal verbunden, um integrierte Leitungsspannungssignale zu erzeugen, und Komparatoren 401 bestimmen die Quellensegmentzahlen. Ein Signal gleich dem 6fachen der Grundfrequenz der 60-Hz-Quelle wird aus den Ausgangssignalen des Komparators 401 in den Nulldurchgangsdetektoren 403 bestimmt. Der Integrator 37 ist mit der Wechselrichterspannung in dem Masterkanal verbunden, um Motorflußsignale zu erzeugen, und Komparatoren 405 erzeugen Segmentzahlen. Ein Signal, das gleich dem Sechsfachen der Grundfrequenz ist, die dem Motor 9 zugeführt wird, wird in Nulldurchgangsdetektoren 407 aus den Segmentzahlen aus dem Komparator 405 bestimmt. Der Absolutwert der integrierten Spannung und der Flußwellen wird in den Blöcken 409, 411 bestimmt. Nach einer Analog/Digital-Umwandlung der beiden Signale in den Blöcken 413, 415 werden die beiden Signale in dem Summierpunkt 417 verglichen und an ein Niederprioritätsquellenunterbrechungsprogramm 419 in dem Mikroprozessor 222 in der Quellensteuerung angelegt. Das Signal, welches das 6fache der Grundfrequenz der Quelle darstellt, wird an den Quellenunterbrechungschip 223 angelegt. Sämtliche Signale in Fig. 4, die die gestrichelte Linie 421 überqueren, werden auf einem Übertragungsbus zwischen den Last- und Quellenmikrocomputern 302, 222 übertragen.

Der Quellenunterbrechungschip (Unterbrechungscontroller) 223 gibt Unterbrechungssignale an das Niederprioritätsquellenunterbrechungsprogramm 419 und an ein Hochprioritätsprogramm 423 ab. Die Segmentzahlen aus der Laststeuerung werden dem Hochprioritätsquellenunterbrechungsprogramm 423 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Niederprioritätsunterbrechungsprogramm 419 ist eine Flußkorrektur für das Zündwinkelsignal, welches zu dem Laststeuerungszündwinkelprogramm 425 in dem Lastmikrocomputer 302 übertragen wird, und eine Drehzahlsollwerteinstellung für das Lastdrehzahlreglerprogramm 427, ebenfalls in dem Lastmikrocomputer 302.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnungen nach den Fig. 1A-1D, 2A und 2B und 4 wird nun erläutert. Zum Gewinnen des Phasenfehlers zwischen der Quellen- und der Lastspannung werden das lastseitige "Fluß"-Wellennulldurchgangssignal und die drei lastseitigen Koparatorbits, die angeben, welche 60°-Unterbrechung aufgetreten ist, vom Block 407 bzw. vom Vergleicher 405 zu der quellenseitigen Steuerung gesandt. Das Nulldurchgangssignal erzeugt das Hochprioritätsquellenunterbrechungsprogramm 423 in der Quellensteuerung, welches auf die drei lastseitigen Komparatorbits und nach denjenigen Nulldurchgängen schaut, die entweder einen Plus- oder einen Minusnulldurchgang der integrierten Lastspannung V_bc darstellen, und der quellenseitige Zeitzähler 225 wird abgelesen. Wenn die Quellen- und Lastspannungen in Synchronismus waren, dann ist die korrekte quellenseitige Zeitzählerablesung für jede besondere lastseitige Nulldurchgangsunterbrechung bekannt. Daher stellt die Differenz zwischen der tatsächlichen Quellenzeitzählerablesung und der bekannten korrekten Ablesung zur Zeit einer besonderen lastseitigen Nulldurchgangsunterbrechung den Phasenfehler zwischen der Quellen- und der Lastspannung dar.

Es sei angenommen, daß der Motor 9 durch den Umformer gespeist wird und daß der Befehl gegeben wird, ihn auf die Speisung aus dem Stromversorgungsnetz umzuschalten. Der Drehzahlsollwert wird in einen Frequenzsollwert geändert, der gleich der Frequenz des Stromversorgungsnetzes ist, und durch den Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock 18 und dann zu dem Drehzahlregler 25 geleitet. Der Frequenzsollwert kann aus dem Stromversorgungsnetz oder aus dem Quellen-PLL-Schaltkreis erzeugt werden. Wenn die Drehzahlrückführung innerhalb einer voreingestellten Toleranz des Drehzahlsollwertes ist, dann werden der Phasenregler und der Spannungsgleichmachungsregler gleichzeitig aktiviert.

Der Phasenregler besteht aus dem Hindurchleiten des Quelle/Last-Phasenfehlers, der oben bestimmt worden ist, durch einen Verstärkungsblock und Summieren des resultierenden Signals mit dem Drehzahl (Frequenz)-Sollwert, so daß die Lastausgangsfrequenz sich bewegt, um den Phasenfehler zu null zu machen, das heißt, wenn die Lastphase der Quellenphase nacheilt, wird der Phasenfehler den Frequenzsollwert vergrößern, um das Motordrehmoment zu vergrößern und so den Phasenfehler zu null zu machen.

Obgleich der Phasenfehler durch einen einfachen Verstärkungsblock hindurchgeht, ist der Regler ein Typ-1-System insofern, als es eine Integration in der Schleife aufgrund der Drehzahl/Positions-Transformation des Phasenrückführungssignals gibt. Die Schleife wird daher den Phasenfehler auf null regeln. Wenn die Eigenintegration nicht erkannt wird und ein Phasenregler mit einem PI-Regler mit einer 0,1-rad/s-Überkreuzungseinspeisung in den Drehzahlregler mit einem 1 rad/s beispielshalber benutzt wird, würde sich ein sehr träger Systembetrieb mit unakzeptabler Leistung ergeben.

Bei dem einfachen Verstärkungsphasenregler ist das Ansprechen des Phasenreglers mit dem des Drehzahlreglers 25 vergleichbar. Aus zu erläuternden Gründen wurde es für notwendig befunden, die Verstärkungen des Drehzahlreglers 25 um etwa 4 : 1 zu erhöhen, das heißt beim Gehen in den Synchronisierbetrieb auf eine Übertragungswert 4-rad/s zu gehen. Ohne diese Drehzahlreglerverstärkungserhöhung tendierte der Phasenregler dazu, 30° von seinem gewünschten Wert abzuweichen, als ob eine Schleifenstörung vorhanden war, die versucht, den Regler von seinem Nullpunkt wegzutreiben. Diese Störung kann mit Hilfe der Fig. 5A-5D beschrieben werden.

Es wird zunächst ein sechspulsgesteuertes Stromrichtersystem zur Speisung von Asynchronmotoren betrachtet, das in Fig. 5A gezeigt ist. Typische Gleichstromzwischenkreisspannungswellenformen (wie in Fig. 5D gezeigt) auf beiden Seiten der Gleichstromzwischenkreisdrossel sind in den Fig. 5B und 5C gezeigt. Die Differenz zwischen diesen Wellenformen ist die an der Gleichstromzwischenkreisdrossel eingeprägte Spannung, und das führt zu einer Stromwelligkeit in dem Gleichstromzwischenkreis, die eine kleine Drehmomentstörung in dem Motor verursacht. Wenn sowohl der Quellen- als auch der Laststromrichter mit 60 Hz arbeiten, was sie tun werden, wenn sie zu synchronisieren versuchen, wird diese Gleichstromzwischenkreisstromwelligkeitsfrequenz 720 Hz betragen, wie es in Fig. 5D gezeigt ist, mit der Ausnahme, daß gerade bei der Synchronisierung die Augenblickswelligkeitsspannung ihr Maximum hat und ihre Frequenz auf 360 Hz sinkt, wobei beide Faktoren die maximale Stromwelligkeit in dem Gleichstromzwischenkreis bewirken. Das wiederum maximiert die Drehmomentstörung und kann bei einem Belastungssystem mit niedriger Trägheit eine kleine Drehzahlstörung erzeugen, die versucht, den Phasenregler von dem Punkt, auf dem er zu arbeiten versucht, wegzutreiben. Die Verstärkungserhöhung in dem Drehzahlregler hat geholfen, diese Drehmomentstörung zu überwinden, und hat die Phasenmodulation um den gewünschten Arbeitspunkt beseitigt. Es muß festgestellt werden, daß das Vergrößern des Ansprechens des Spannungsausgleichreglers ebenfalls geholfen hat, diese Störung zu überwinden, aber in unserem endgültigen System geben wir aus anderen Gründen die zusätzliche Verstärkung dem Drehzahlregler.

Die bevorzugte Ausführungsform des Umrichter-Asynchronmotorantriebssystems ist ein Zwölfpuls-System, bei dem die Stromumformerbrücken Nennspannungen von 700-900 V haben. Da die meisten Motoren, die zu speisen sind, mit 4160 V arbeiten, werden 4160 : 800-Volt-Transformatoren sowohl auf der Eingangs- als auch auf der Ausgangsseite der Stromrichter benutzt. Diese Transformatoren sind auf der Eingangsseite in Dreieck geschaltet und haben in Dreieck und in Stern geschaltete Sekundärwicklungen, um die beiden Sätze von um 30° verschobenen Dreiphasenspannungen zu liefern. Die Steuerung der beiden Kanäle ist ebenfalls um 30° verschoben. Das ergibt einen zwölfpulsigen Betrieb, das heißt die fünfte und die siebente Oberwelle werden aus den Eingangs- und Ausgangsstromwellenformen entfernt. Hinsichtlich der Phasensynchronisierung ist der Aufwand hierfür für eine 12pulsige Brücke doppelt so groß wie der für eine sechspulsige Brücke. Es wurde jedoch festgestellt, daß durch einfaches Austauschen der Ausgangstransformatorwicklungen, das heißt durch Verbinden der in Dreieck geschalteten Primärwicklungen des Transformators 11 mit dem Kanal mit der in Stern geschalteten Sekundärwicklung des Transformators 7 und der in Stern geschalteten Primärwicklungen des Transformators 11 mit dem Kanal mit der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklung des Transformators 7, wie es in den Fig. 1A-1D und 4 gezeigt ist, und durch Berücksichtigen dieser Phasenverschiebung bei der Steuerung die Phasensynchronisierung insofern vereinfacht wird, als der Nullphasenfehler zwischen der Quellen- und der Lastspannung auf der Oberspannungsseite des Transformators bei minimalen Welligkeitsstrom in den Gleichstromzwischenkreisdrosseln statt bei maximalem Welligkeitsstrom auftritt. Es ergeben sich keine Einbußen aus dem Umschalten der Verbindung des Transformators. Die hier beschriebene Erfindung kann ausgeführt werden, ohne daß die Verbindung des Transformators umgeschaltet wird und in Antrieben, bei denen kein Transformator zum Verbinden der Umrichter mit dem Motor benutzt wird.

Wie erwähnt, werden, wenn der Befehl gegeben worden ist, den Motor mit dem Netz zu synchronisieren und die Motor- und die Versorgungsfrequenz gleich sind, gleichzeitig die Phasen- und Spannungsgleichmachungsregler aktiviert. Der Spannungsgleichmachungsregler ist gerade erläutert worden. Das Gleichmachen der Spannung erfolgt bei dem Asynchronmotorantrieb durch Umschalten des Flußreglersollwerts von dem Block 33, in dem der Fluß, aufgetragen über dem Drehmoment, abgespeichert ist und mit den benötigten Fluß abhängig von der Drehmomentführungsgröße ermittelt, auf ihre intergrierte oder richtig skalierte Versorgungsspannungsamplitude KV_S aus dem Block 133. Zum Verhindern eines Stromeinschwingvorganges wird der Flußreglersollwert von dem einen in den anderen Zustand linear verändert. Der Flußregler 41 ist ein PI-Regler mit einem Übertragungswert von ungefähr 1 rad/s. Dieser Regler ist in den Fig. 1A-1D gezeigt. Es sei beachtet, daß der Flußregler sowohl auf den Quellenstromregler als auch auf den Lastzündwinkelregler arbeitet. Bei leichter Last erfolgt die Flußregelung hauptsächlich über den Strom, bei schwerer Last erfolgt die Flußregelung hauptsächlich über die Lastwinkelsteuerung.

Nachdem der Befehl gegeben worden ist, den Motor auf das Netz umzuschalten, und sowohl die Phase als auch die Spannung innerhalb vorgeschriebener Toleranzen gleichgemacht worden sind, dann wird eine Doppelprüfung durch Spannungstransformatoren 429 in Fig. 4 auf jeder Seite des Umgehungsschützes 137 vorgenommen, um festzustellen, daß eine Spannung von null an dem Umgehungsschütz 137 vorhanden ist, und dann wird das Umgehungsschütz 137 geschlossen, und anschließend wird das Wechselrichterschütz 135 zwischen dem Wechselrichter 2 und dem Motor 9 geöffnet. Nachdem der Motor 9 60 Hz erreicht hat, ist typisch etwa 1 s zur Phasensynchronisierung und zum Spannungsausgleich vor dem Schließen der Umgehung erforderlich.

Das beschreibt die Umschaltung des Motors von dem Umformer auf das Stromversorgungsnetz. Die andere Hälfte des Problems besteht darin, bei dem Befehl zum Desynchronisieren den Motor 9 wieder auf den Umformer umzuschalten. Das erfolgt durch Schließen des Wechselrichterschützes 135 von dem Motor 9 zu dem Umformer, während das Umgehungsschütz 137 noch geschlossen ist, aber vor dem Zünden der Thyristoren in dem Stromrichter. Die Steuerung ist in der Leerlaufbetriebsart, und da Motorspannung vorhanden ist, wird der lastseitige PLL-Schaltkreis auf diese Motor/Versorgung-Spannung synchronisiert. Nachdem der quellen- und der lastseitige PLL-Schaltkreis auf ihre Spannungen innerhalb einer vorgeschriebenen Toleranz synchronisiert worden sind, wird ein lastseitiger Durchmesserzweig hergestellt. Dieser lastseitiger Durchmesserzweig wird hergestellt, indem beide lastseitigen sechspulsigen Kanäle kurzgeschlossen werden, dazu wird beiden Thyristoren, die mit derselben Motorphase verbunden sind, befohlen zu zünden. Der Zweck des Durchmesserzweiges ist es, einen Strom in dem Gleichstromzwischenkreis aufzubauen, so daß beim Zünden aus dem lastseitigen Durchmesserzweig heraus mit der richtigen Thyristorzündung die Kommutierungskondensatoren ausreichend aufgeladen werden, um so den Laststrom bei dem folgenden Zünden zu kommutieren. Wenn die Lastseite aus ihrem Durchmesserzweig heraus zündet, erhöht die Quellenseite ihren Strom linear auf den Wert, der gegenwärtig in dem Motor vorhanden ist, welcher durch das Stromversorgungsnetz gespeist wird. Während dieser Zeit ist der Drehzahlregler in dem Stromrichter gesperrt, wobei der Stromrichter vor allem als Drehmomentcontroller arbeitet. Zusätzlich zum Liefern des richtigen Stromwertes und zum Synchronisieren der Lastseite mit der Motorspannung sollte die Lastseite bei dem korrekten Winkel zünden. Das wird bestimmt, indem die gleiche Abhängigkeit (Kurve) des Zündwinkels vom Drehmoment benutzt wird, wenn als ein Motorantrieb gearbeitet wird, d. h. der Zündwinkel wird dem befohlenen Drehmoment folgen. Wenn die Summe der Ströme in den beiden Sechspuls-Stromrichter-Kanälen gleich dem Motorstrom ist, ist der Strom, der durch das Stromversorgungsnetz geliefert wird, null, und deshalb wird das Umgehungsschütz 137 geöffnet, und gleichzeitig werden der Stromrichterdrehzahlregler 25 und der Flußregler 41 aktiviert, wobei darauf geachtet wird, das Drehzahlreglerausgangssignal auf den Strom einzustellen, der dabei zugeführt wird, und ebenso den Flußreglersollwert von dem vorhandenen Flußwert linear auf den normalen Wert zu erniedrigen, wie er sich aus dem Block 33 (enthält den Zusammenhang zwischen Drehmoment und Fluß) nach den Fig. 1A-1D ergibt.

Die bevorzugte Ausführungsform ist bei der hier beschriebenen Erfindung ein Zwölfpuls-Asynchronomotorantrieb. Die hier beschriebene Erfindung ist bei Sechspuls-Wechselstrommotorantrieben anwendbar, die einen Quellenstromrichter 1, 1′ und einen Laststromrichter 2, 2′ haben, in denen jeweils ein PLL-Schaltkreis zum Steuern der Stromrichterzündungen benutzt wird.

Dieselben Prozeduren sind bei Synchronmotorantrieben verwendbar, beispielsweise bei dem in der US 44 49 087 beschrieben, um die Synchronisierung zu erreichen, mit der Ausnahme, daß der Flußregler auf einen Feldcontroller arbeiten würde, um die Spannungsausgleichsfunktion zu erfüllen, und es nicht erforderlich wäre, den Durchmesserzweig in dem lastseitigen Stromrichter bei dem Desynchronisierungsprozeß (Umschaltung von Netz auf den Umformer) herzustellen. Da der Umrichter bei dem Synchronmotorantrieb lastkommutiert ist, hat er in diesem Fall keine Kommutierungskondensatoren.

Vorstehend ist eine Steuerung zum stoßfreien Umschalten eines Motors von einem Stromversorgungsnetz auf einen Umformer bei einem Motorantrieb beschrieben, der einen Quellenstromrichter und einen Laststromrichter hat, die jeweils einen PLL-Schaltkreis zum Steuern der Stromrichterzündungen benutzen, ohne daß zusätzliche Hardware erforderlich ist.

Claims

1. Verfahren zum Umschalten der Speisung eines Wechselstrommotors (Motor) zwischen einem Wechselstrom-Versorgungsnetz (Versorgungsnetz) und einem Umformer, der zwischen dem Versorgungsnetz und dem Motor liegt und einen quellenseitigen und einen lastseitigen Stromrichter (1, 2) aufweist, von denen jeder steuerbare Schalter zur Kommutierung enthält, deren Einschaltphasen (Zündwinkel) unter dem Einfluß jeweils eines PLL-Schaltkreises (67, 103), der über Motordrehzahl- und Motordrehmoment-Regelkreise wirkt, steuerbar ist, um den Betriebszustand des Motors zu steuern, dadurch gekennzeichnet, daß zum Umschalten der Motorspeisung vom Versorgungsnetz auf den Umformer (1, 2) folgendermaßen vorgegangen wird:

a) der Umformer (1, 2) wird, ohne Leitendmachung der steuerbaren Schalter, eingangsseitig mit dem Versorgungsnetz und ausgangsseitig mit dem Motor (9) gekoppelt;
b) jeder der beiden PLL-Schaltkreise (67, 103) erreicht einen stabilen Betriebszustand;
c) der Motordrehzahl-Regelkreis (19, 25) wird abgeschaltet (SW4 öffnet);
d) der Motorstrom wird bestimmt (155, 153), und ein für diesen Motorstrom repräsentatives Strom-Rückkopplungssignal (Motorstrom I_M) wird erzeugt;
e) das Strom-Rückkopplungssignal (I_M) wird auf den Motordrehmoment-Regelkreis gegeben (161, SW4), um eine Drehmoment-Führungsgröße (T*) zu erzeugen;
f) der quellenseitige Stromrichter (1) wird abhängig von der Drehmoment-Führungsgröße (T*) so gesteuert (36, 45, 51, 53, 59, 61, 69, 69, 75), daß sein Strom (I_MFB) den gleichen Wert wie der Motorstrom (I_M) bekommt;
g) im lastseitigen Stromrichter (2) wird abhängig von der Drehmoment-Führungsgröße (T*) der Zündwinkel der betreffenden steuerbaren Schalter gesteuert (77, 49, 79, 81, 83, 87, 105, 107, 111);
h) der vom Umformer (1, 2) zum Motor (9) gelieferte Strom (I_ML) wird mit dem Motorstrom (I_M) verglichen (145);
i) das Versorgungsnetz wird vom Motor (9) abgetrennt (137), wenn der vom Umformer (1, 2) zum Motor (9) gelieferte Strom (I_ML) und der Motorstrom (I_M) annähernd einander gleich sind (159);
j) gleichzeitig mit der Abtrennung des Versorgungsnetzes wird der Motordrehzahl-Regelkreis (19, 25) des Umformers (1, 2) aktiviert, und sein Ausgang so eingestellt daß der Umformer (1, 2) den Motorstrom (I_M) liefert.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der PLL-Schaltkreis (103) des lastseitigen Stromrichters (2) ferner über einen Motorfluß-Regelkreis (35, 41) wirkt, wobei der Motorfluß-Regelkreis (35, 41) zu dem Zeitpunkt abgeschaltet wird (SW5 öffnet), wenn der Motordrehzahl-Regelkreis (19, 25) abgeschaltet wird (SW4 schaltet um), wobei mit der Abschaltung des Motordrehzahl-Regelkreises (19, 25) die Drehmoment-Führungsgröße (T*) auf den Motorfluß-Regelkreis (35, 41) gelangt (Umschaltung SW4) und dieser einen der Drehmoment-Führungsgröße (T*) entsprechenden Einstellwert an seinem Ausgang einnimmt.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Umformer neben dem einen Zweig (Masterkanal) einen weiteren Zweig (Slavekanal) aufweist, der ebenfalls einen quellenseitigen und einen lastseitigen Stromrichter (1′, 2′) enthält und daß der vom Umformer zum Motor (9) gelieferte Strom die Summe der Ströme beider Zweige ist.