DE3523626C2 - - Google Patents
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- DE3523626C2 DE3523626C2 DE3523626A DE3523626A DE3523626C2 DE 3523626 C2 DE3523626 C2 DE 3523626C2 DE 3523626 A DE3523626 A DE 3523626A DE 3523626 A DE3523626 A DE 3523626A DE 3523626 C2 DE3523626 C2 DE 3523626C2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
- H02J3/40—Synchronising a generator for connection to a network or to another generator
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
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Description
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Umschalten der
Speisung eines Wechselstrommotors zwischen einem
Wechselstrom-Versorgungsnetz und einem Umformer,
gemäß dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Die Speisung von Wechselstrommotoren aus Umrichtern, die
einen Strom veränderlicher Wechselfrequenz zum Zwecke der
Drehzahlsteuerung erzeugen, ist allgemein bekannt. Solche
Systeme können beispielsweise dazu dienen, einen Turbogenerator
zu starten, der Wechselstrom in ein Versorgungsnetz
speist. Bisher diente hierzu üblicherweise ein Dieselmotor,
der den Turbogenerator auf eine selbstunterhaltene Drehzahl
bringt, bei der die Turbine dann gezündet und auf eine
Drehzahl gebracht werden kann, bei welcher der Generator
mit dem Netz synchronisiert und anschließend an das Netz
geschaltet werden kann. Die Verwendung einer Anordnung aus
einem Festkörper-Stromrichter und einem Wechselstrommotor
hat demgegenüber den Vorteil, daß eine einzelne Anordnung
dieser Art zum Starten einer Turbine benutzt und dann zum
Starten von anderen Turbinen umgeschaltet werden kann.
Bei weiteren Verwendungszwecken, beispielsweise für
drehzahlveränderliche Gebläse- und Pumpenantriebe, kann es
erwünscht sein, einen Betrieb eines Wechselstrommotors mit
veränderlicher Drehzahl mittels eines Stromrichters zu
erzielen, aber den Motor für Dauerbetrieb mit hoher
Drehzahl an das Stromversorgungsnetz zu schalten. Häufig
werden diese Antriebe für so kritische Zwecke benutzt, daß
im Falle eines Stromrichterausfalls ein Reservesystem
vorgesehen ist, um den Motor an das Netz zu schalten und den
Prozeß durch eine mechanische Drosseleinrichtung zu
steuern. In diesem Fall kann, da der Stromrichter ausgefallen
ist, die Umschaltung nicht stoßfrei erfolgen, der
Stromrichter wird abgeschaltet, und der Motor wird an das
Netz geschaltet.
Eine stoßfreie Umschaltung zeichnet sich dadurch aus, daß
keine unerwünschten Einschwingströme im Motor, im Umrichter
oder Stromversorgungsnetz verursacht werden. Die
normale, ungestörte Umschaltung auf das Netz wird stoßfrei
ausgeführt, indem die Spannung und die Phase des Motors an
die des Stromversorgungsnetzes angeglichen werden und dann
mittels einer unterbrechungslosen Umschaltung der Motor an
das Netz geschaltet wird. Ein hierzu geeignetes Verfahren zur
Phasenregelung, bei welchem ein PLL-Schaltkreis
(phasensynchronisierte Schleife) verwendet wird, ist aus
der DE 28 29 998 A1 bekannt.
Dieses Verfahren dient der
Umschaltung der Motorspeisung von einem Umformer, der
zwischen dem Netz und dem Motor liegt und einen quellenseitigen
und einen lastseitigen Stromrichter enthält, auf das
Versorgungsnetz. Es bleibt aber das Problem, den Motor
stoßfrei wieder vom Netz abzuschalten und an den Umrichter
zu schalten.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein gattungsgemäßes Verfahren gemäß der DE 28 29 998 A1
so weiterzubilden, daß ein
stoßfreies Umschalten eines Wechselstrommotors (Motor) von einem
Wechselstrom-Versorgungsnetz (Netz) auf einen zwischen diesem Netz
und dem Motor liegenden Umrichter möglich ist.
Diese Aufgabe
wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale im
Patentanspruch 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der
Erfindung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es
zeigt
Fig. 1A-1D ein Blockschaltbild eines nach
dem erfindungsgemäßen Verfahren
umschaltbaren Motor-Speisesystems
mit Zwölfpuls-Stromrichtersteuerung;
Fig. 2A und 2B Hardware-Diagramme von digitalen
Ausführungsformen der quellenseitigen
und lastseitigen Stromrichtersteuerungen
des Speisesystems
nach Fig. 1, die
Fig. 3A-3J Wellenformdiagramme mit einem gemeinsamen
Zeitmaßstab zur Erläuterung
der Arbeitsweise,
Fig. 4 ein vereinfachtes Blockschaltbild
der Synchronisiersteuerung des Motor-Speisesystems
nach Fig. 1,
Fig. 5A ein Asynchronmotor-Speisesystem mit
Sechspuls-Stromrichtersteuerung;
Fig. 5B-5D Wellenformdiagramme zur Erläuterung
der Arbeitsweise des
Systems nach Fig. 5A.
Die Fig. 1A-1D zeigen ein Speisesystem für einen Asynchronmotor 9 mit
zwei Parallelstromrichtern. Der erste Parallelstromrichter
enthält einen quellenseitigen Stromrichter, der in der
hier dargestellten Ausführungsform ein phasengesteuerter
Gleichrichter 1 ist, und einen lastseitigen Stromrichter,
der in der hier dargestellten Ausführungsform ein stromabhängiger
oder stromgesteuerter, zwangskommutierter
Wechselrichter 2 ist. Während des Motorbetriebes gibt der
phasengesteuerte Gleichrichter 1 Gleichstrom veränderlicher
Größe an den Wechselrichter (Masterkanalwechselrichter) 2 über eine Gleichstromzwischenkreisdrossel
5 ab. Der erste Parallelstromrichter
wird hier auch als Haupt- oder Masterkanal bezeichnet.
Der zweite Parallelstromrichter, der als Neben- oder
Slavekanal bezeichnet wird, enthält die gleichen Elemente
wie der Masterkanal, nämlich einen phasengesteuerten
Gleichrichter 1′ und einen zwangskommutierten Wechselrichter
2′, die über eine Gleichstromzwischenkreisdrossel
5′ miteinander verbunden sind. Ein dreiphasiger
Transformator 7, der eine in Dreieck geschaltete Primärwicklung
und eine in Dreieck geschaltete Sekundärwicklung
sowie eine in Stern geschaltete weitere Sekundärwicklung
hat, verbindet eine externe dreiphasige Stromquelle
mit dem Master- und dem Slavekanal. Die Wechselrichter
2, 2′ geben zwölfpulsigen Sechsphasenstrom an
einen Asynchronmotor 9 über einen dreiphasigen Transformator
(Ausgangstransformator) 11 ab, der eine in Stern geschaltete und eine
in Dreieck geschaltete Primärwicklung sowie eine in
Dreieck geschaltete Sekundärwicklung hat. Die in Stern
geschaltete Primärwicklung ist mit dem Ausgang des
Masterkanalwechselrichters 2 und die in Dreieck geschaltete
Primärwicklung ist mit dem Slavekanalwechselrichter
2′ verbunden. Die Stromrichter 1, 1′, 2, 2′ enthalten steuerbare
Schalter zur Kommutierung, deren Einschaltphasen ("Zündwinkel") und -frequenz
veränderbar sind.
Eine Drehzahlführungsgröße ωr* ist ein Eingangssignal
der Steuerschaltung für die Motorseisung und wird über
einen Schalter SW1 an einen Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock
18 angelegt, dessen Ausgangssignal mit
einem Drehzahlreferenzsignal ωr in einem Summierpunkt 19
verglichen wird. Das Drehzahlreferenzsignal ωr wird gebildet,
indem der Schlupf in einem Schlupfrechner 20 aus
dem Motorstrom, dem Fluß und dem Zündwinkel der Stromrichter 1, 2 aus dem Masterkanal
berechnet und der Schlupf, der an einen Summierpunkt
21 über einen Schalter SW2 angelegt wird, von der
Frequenz ωe des dem Asynchronmotor 9 zugeführten Stroms,
die ebenfalls dem Summierpunkt 21 zugeführt wird, subtrahiert
wird. Das Differenzsignal aus dem Summierpunkt 19
wird an einen Drehzahlregler 25 angelegt, der eine
Übertragungsfunktion k (1+Ts)/s hat, wobei s der LaPlace-Operator
ist. Das Ausgangssignal des Drehzahlregler 25
ist eine Drehmomentführungsgröße T*. Die Drehmomentführungsgröße
wird über einen Schalter SW4 drei Steuerzweigen
zugeführt.
Ein oberer Zweig steuert den Strom in den beiden phasengesteuerten
Gleichrichtern 1, 1′. Ein mittlerer Steuerzweig
steuert den Fluß in dem Asynchronmotor 9 durch
Steuern des Zündens der steuerbaren Schalter in den Wechselrichtern
2, 2′. Der mittlere Zweig sorgt für eine
Flußkorrektur der Drehmomentführungsgröße T*, die dem
oberen und dem unteren Zweig zugeführt wird. Ein Funktionsblock
33 wandelt das Drehmomentreferenzsignal T* in
eine Flußführungsgröße ψ* um. Die in dem Funktionsblock
33 implementierte Funktion bewirkt einen Offset, um einen
festen Wert des Flusses bei einem Drehmoment von null zu
gewährleisten. Die Flußführungsgröße ψ* wird über einen
Schalter SW3 an einen Summierpunkt 35 angelegt, wo sie
mit einem Flußsignal ψp verglichen wird, das durch Integrieren
der Ausgangsspannung des Wechselrichters 2 in
einem Integrator 37 und Hindurchleiten des Signals durch
einen Spitzendetektor 38 gebilde3t wird, um ein Flußfehlersignal
ψerr zu bilden. Das Ausgangssignal des Summierpunkts
35 wird über einen Verstärkungsblock (Flußregler) 41 und über
einen Schalter SW5 an einen Begrenzer 43 angelegt. Das
Ausgangssignal des Begrenzers 43 wird an einen Summierpunkt
45 angelegt, und zwar zusammen mit der Drehmomentführungsgröße
T*, die von einem Funktionsblock 36 abgegeben
wird. Das Ausgangssignal des Begrenzers 43 stellt
die Stromführungsgröße ein, wenn der Fluß sich von dem
Sollwert unterscheidet, um den oberen Stromsteuerzweig
in einen Flußregler umzuwandeln, wenn das Drehmoment und
das Solldrehmoment beide nahe null sind.
Das Flußfehlersignal aus dem Verstärkungsblock 41 wird
außerdem einer Offset-Funktion in einem Block 47 zugeführt.
Das Ausgangssignal des Blockes 47 wird an einen
Multiplizierer 49 in dem unteren Steuerzweig angelegt.
Der Offsetfunktionsblock 47 erzeugt ein Ausgangssignal
von eins, wenn das Flußfehlersignal null ist. Das Ausgangssignal
des Offsetfunktionsblocks 47 nimmt unter
eines ab, wenn der Sollfluß größer als der Istfluß ist,
um den Winkel zwischen dem Motorstrom und dem Fluß zu
verkleinern und mehr von dem verfügbaren Strom in die
flußproduzierende Achse abzuleiten.
Das flußkorrigierte Stromsignal aus dem Summierpunkt 45
wird an einen Funktionsblock 51 angelegt, der eine Stromführungsgröße
I* liefert, welche mit einem Stromrückführungssignal
IMFB in einem Summierpunkt 53 verglichen wird.
Das Stromrückführungssignal IMFB stamt aus Stromfühlern 55 in
jeder der drei Leitungen, welche den phasengesteuerten
Gleichrichter 1 in dem Masterkanal speisen. Eine Absolutwertschaltung
57 empfängt die drei gemessenen Leitungsströme und
liefert das Stromrückführungssignal IMFB, welches die
Größe der drei Signale angibt.
Ein Stromregler 59, welcher ein PI-Regler sein kann,
liefert auf den Stromfehler aus dem Summierpunkt 53 hin
ein Spannungsführungsgrößensignal V*. Ein Spannungs-Zündwinkelübersetzer
61, der als eine Suchtabelle implementiert
sein kann, liefert eine Zündwinkelführungsgröße α*
auf die Spannungsführungsgröße V* hin, die er über einen
Schalter 60 empfängt.
Die Zündschaltung einschließlich des PLL-Schaltkreis-Integrators,
des Nulldurchgangsdetektors, des Zellenzündblockes
und des Rückwärtszählers für die phasengesteuerten
Schalter(Thyristorbrücke) ist dieselbe wie in der US 44 49 087.
Die dreiphasigen verketteten Spannungen, die an die phasengesteuerte
Thyristorbrücke angelegt werden, werden in
dem Integrator 63 integriert, und die Nulldurchgänge der
integrierten Spannungen werden in einem Block 65 bestimmt
und benutzt, um eine Synchronisierimpulsfolge an
dem PLL-Schaltkreis 67 zu bilden, deren Frequenz das
Sechsfache der Netzfrequenz ist. Eine bevorzugte Ausführungsform
der Anordnung, die zur Implementierung der Integration
der verketteten Spannungen verwendbar ist, beinhaltet
eine Schaltungsanordnung, wie sie in der US
43 99 395 gezeigt und beschrieben ist, auf die bezüglich
weiterer Einzelheiten verwiesen wird. Diese Schaltungsanordnung
rekonstruiert die verketteten Spannungswellenformen,
welche durch die Kommutierungskerben verfälscht
werden, die in den Wellenformen der Phasenspannungen
während der Zeit erscheinen, während der jeder Phasenstrom
durch geeignetes Zünden der einzelnen Thyristoren
von einer abgehenden Phase auf eine ankommende Phase übergeht.
Die Rekonstruktion der verketteten Spannung, die
bei der hier beschriebenen Erfindung bevorzugt wird, besteht
aus einer zusammengesetzten Wellenform, die durch
Summieren wenigstens einer integrierten verketteten
Spannung, die Kommutierungskerben enthält, mit einem Signal
gebildet wird, das wenigstens einem "Delta"-Strom
entspricht, der aus der Differenz von zwei Phasenströmen
gewonnen und mit einem die Kommutierungsinduktivität darstellenden
Faktor multipliziert wird.
Bei dem Auftreten eines Nulldurchgangssignals wird ein
Zeitzähler in dem PLL-Schaltkreis 67 abgelesen. Die korrekte
Zeitzählerablesung in diesem Zeitpunkt ist bekannt,
und die Differenz zwischen dem tatsächlichen Wert und dem
korrekten Wert stellt einen Phasenfehler dar, der durch
einen Software-PI-Regler hindurchgeleitet wird. Das Ausgangssignal
des Reglers stellt den Wert dar, durch den
der Hochfrequenztakt des PLL-Schaltkreis-Zählers dividiert
wird, so daß sich eine Taktfrequenz aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler
ergibt, welche das 512fache der Grundfrequenz
der verketteten Spannung ist, die an die phasengesteuerte
Thyristorbrücke des Stromrichters 1 angelegt wird. Das 512fache
der Grundfrequenz ergibt eine Winkelauflösung von 0,703°
der Grundfrequenz und dient als Taktfrequenz für den
Rückwärtszähler 69. Der Sollzündwinkel α* wird zu einem
Zellenoffset aus einer Suchtabelle 71 addiert. Das Suchen
in der Suchtabelle 71 ergibt einen von sechs Offsets auf der Basis
der Variablen PH, welche das nächste zu zündende Zellenpaar
angibt. Die Variable PH wird jedesmal dann inkrementiert
(um eins erhöht), wenn eine Zelle gezündet wird.
Der hier benutzte Begriff "Zelle" bezieht sich auf die
steuerbaren Schalter in den Stromrichtern 1, 1′, 2, 2′, nämlich auf
die Thyristoren. Die Variable PH, die die Werte von eins
bis sechs annehmen kann, gibt an, welches Zellenpaar als
nächstes zu zünden ist, wie es in der folgenden Tabelle
gezeigt ist.
PH | |
EIN ZELLEN | |
1|6 und 1 | |
2 | 1 und 2 |
3 | 2 und 3 |
4 | 3 und 4 |
5 | 4 und 5 |
6 | 5 und 6 |
Die Zellen in der Brücke der Stromrichter 1 und 2 sind
wie unten angegeben in der Reihenfolge jeweils numeriert, in der
sie gezündet werden:
1 3 5
4 6 2
4 6 2
Die A-Phase ist zwischen die Zellen 1 und 4 geschaltet,
die B-Phase ist zwischen die Zellen 3 und 6 geschaltet,
und die C-Phase ist zwischen die Zellen 5 und 2 geschaltet.
Jede Variable PH hat eine Dauer von 60°, und jede
Zelle wird mit einer 120°-Hochfrequenzimpulsfole gezündet.
Der gegenwärtige Zählwert des Zeitzählers, der in dem Quellen-PLL-Schaltkreis
67 angeordnet ist, wird von dem Summierpunkt
68 subtrahiert, und die resultierende Größe wird
in den Rückwärtszähler 69 geladen. Wenn der Rückwärtszähler
69 null erreicht, wird ein Signal zu dem Zellenzündblock
75 gesandt, der das geeignete Thyristorpaar in
dem phasengesteuerten Gleichrichter 1 in dem Masterkanal
zündet und ein Signal sendet, um die Variable PH in dem
Block 73 zu inkrementieren. Zum Gewährleisten eines richtigen
Belastungsgleichgewichts zwischen dem Master- und
dem Slavekanal ist ein separater Stromregler vorgesehen, der Elemente
53′, 55′, 59′, 60′, 61′, 68′, 69′, 71′, 73′ und 75′
aufweist, welche denselben Aufbau haben und auf dieselbe
Weise arbeiten wie ihre zuvor beschriebenen Gegenstücke,
mit der Ausnahme, daß das Stromrückführungssignal ISFB an dem
Summierpunkt 53′ aus dem phasengesteuerten Gleichrichter 1′
des Slavekanals stammt, daß ein 30°-Offset im Zündwinkel
an dem Summierpunkt 68′ eingeführt wird und daß die Zellenzündsignale
zum Zünden des nächsten Thyristorpaares
aus dem Zellenzündblock 75′ an den phasengesteuerten
Gleichrichter 1′ des Slavekanals angelegt werden.
Der Motorstromflußwinkelgenerator 77 in der unteren Steuerschleife
empfängt eine Drehmomentführungsgröße T* und
liefert einen gewünschten Winkel zwischen dem Motorstrom
und dem Motorflußwinkel. Der Motorstrom/Motorflußwinkel
wird durch den Multiplizierer 49 in Abhängigkeit von dem
Flußfehlersignal aus dem Verstärkungsblock 41 modifiziert.
Der sich ergebende Motorstrom/Motorflußwinkel wird in
einen äquivalenten Zündwinkel α in einem Motorstromflußwinkel/Alphazündwinkel-Übersetzer
79 umgewandelt. Der
Zündwinkel α wird in einem Summierer 81 zu einem Offset
addiert, der aus einer Suchtabelle 83 ermittelt wird,
welche sechs Offsets enthält, einen für jeden Wert der
Variablen PH, die das als nächstes zu zündende Zellenpaar
angibt. Die Variable PH wird aus einem Zähler 84 erhalten,
der jedesmal dann erhöht wird, wenn der Wechselrichter 2
gezündet wird. Das Ausgangssignal des Summierers 81 ist
die unkorrigierte Zeit zum Zünden der Anordnung, die der
Zeit in Grad zum Zünden des nächsten Paares von lastseitigen
Zellen in dem zwangskommutierten Wechselrichter 2
in dem Hauptkanal (Masterkanal) entspricht.
In dem Summierer 87 wird ein Verzögerungswinkel in Grad
von der unkorrigierten Zündzeit subtrahiert,
um die Verzögerung im Stromansprechen in der
Leitung zu kompensieren, wenn die Zündung aufgrund des gesteuerten
Stromkommutierungskreises erfolgt. Der
Verzögerungswinkel wird bestimmt, indem die drei Leitungsströme
ia, ib, ic aus dem Wechselrichter 2 des Masterkanals
unter Verwendung der Stromfühler 89 gemessen werden. Die
Differenzströme iab, ibc und ica werden danach in einem iL/iΔ-Transformationsblock
91 bestimmt. Ein Nulldurchgangsdetektor
93 erzeugt ein Digitalsignal, wenn ein Nulldurchgang
der Differenzströme iab, ibc, ica auftritt, und eine 3-Bit-Segmentzahl,
die den Differenzstrom angibt, der den Nulldurchgang
hat. Diese beiden Sätze von Signalen aus dem Nulldurchgangsdetektor
93 werden an einen Leitungsstromansprechdetektor
95 angelegt, der bestimmt, welche Thyristorzündung dem letzten
Nulldurchgang zugeordnet ist, sowie die Zeit des Stromansprechens.
Die Differenz zwischen dem tatsächlichen Stromnulldurchgang
und dem beabsichtigten Nulldurchgang wird in
einem Summierer 97 bestimmt. Der Verzögerungsfehler wird in
einen Integrator 99 eingegeben, und das Ausgangssignal des
Integrators 99 wird in einer Begrenzerschaltung 101 mit einem
unteren und einem oberen Grenzwert von null bzw. 120° begrenzt.
Das Zeit-zum-Zünden-Signal aus dem Summierer 87 wird
um den gegenwärtigen Zählwert eines PLL-Schaltkreises 103 in dem Summierer
105 reduziert, um die verfügbare Zeit zu bestimmen.
Die verfügbare Zeit wird in einen Rückwärtszähler 107 geladen,
der durch ein Taktsignal aus dem PLL-Schaltkreis 103 getaktet
wird. Wenn der Rückwärtszähler 107 die Zeitsperre erreicht,
zündet der Zellenzündblock 111 das nächste Paar Zellen
in dem Wechselrichter 2 in dem Masterkanal. Der Integrator
37, der Nulldurchgangsdetektor 109, die Zellenzündschaltung
111 und der Rückwärtszähler 107 arbeiten auf dieselbe
Weise wie die entsprechende Zündschaltungsanordnung, die in
der oberen Steuerschleife beschrieben worden ist. Zum Bestimmen
der Zündzeiten für den Wechselrichter 1′ in dem
Slavekanal wird die verfügbare Zeit aus dem Summierer 105
in den Summierer 110 mit einem 30°-Signal summiert, um den
Slavekanalwechselrichter 2′ 30° el. nach dem Masterkanalwechselrichter
2 zu zünden. Wenn der Ausgangstransformator 11 gemäß
der Darstellung in Fig. 1D geschaltet ist, ist die Variable
PH in dem Slavekanal dem Masterkanal um einen Zählwert voraus.
Wenn der Ausgang des Ausgangstransformators 11 mit der in Dreieck geschalteten
Sekundärwicklung mit dem Masterkanal und mit der
in Stern geschalteten Sekundärwicklung mit dem Slavekanal
verbunden ist, dann eilt die Variable PH in dem Slavekanal
dem PH-Wert in dem Masterkanal nach. Die eingestellte verfügbare
Zeit wird in einen Rückwärtszähler 107′ geladen, der
durch den PLL-Schaltkreis 103 getaktet wird. Wenn der Rückwärtszähler
107′ die Zeitsperre erreicht, zündet der Zündblock
111′ das nächste Paar Zellen im Wechselrichter 2′
des Slavekanals. Eine ausführliche Erläuterung der Arbeitsweise
der quellenseitigen Zündsteuerung mit Verzögerungskompensation
findet sich in der DE 35 23 619 A1
der Anmelderin.
Die beiden Parallelstromrichter speisen in der dargestellten
Ausführungsform zwar einen dreiphasigen Motor 9, wobei die in
Stern und in Dreieck geschalteten Primärwicklungen des Transformators
11 eine relative Phasenverschiebung von 30° ergeben,
es ist jedoch auch möglich, einen sechsphasigen Motor
ohne die 30°-Phasenverschiebung, welche durch den Transformator
11 hervorgerufen wird, zu speisen. Wenn ein sechsphasiger
Motor 9 benutzt wird, wird das Ausgangssignal jedes Wechselrichters
2, 2′ an einen anderen Satz von Dreiphasenwicklungen angelegt.
Wenn ein Fehlerzustand, wie beispielsweise ein Überstrom
oder ein Wechselrichterkippen, im Master- und/oder Slavekanal
auftritt und in einem Block 113 erkannt wird, wird ein Signal
an einen Schaltercontroller 115 und an einen Schaltercontroller
115′ über einen Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden
ODER-Gatters 117 angelegt, was bewirkt, daß die
Schalter 60 und 60′ die Spannungsführungsgröße/Winkelführungsgröße-Übersetzer
61, 61′ mit einer Wechselrichtergrenzwertführungsgröße
(Block 119)
statt mit ihren Stromreglern 59, 59′ verbinden. Die
Wechselrichtergrenzwertführungsgröße (Block 119) bewirkt, daß die Zündimpulse an
die phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ angelegt werden,
um die phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ an ihre Inversionsgrenze
zu bringen und dadurch einen Strom von null an die
beiden Wechselrichter 2, 2′ abzugeben.
Zum Gewährleisten der richtigen Kommutierung des Wechselrichters
2 während Zuständen geringer Belastung empfängt der
Sechspulsbetriebsartblock 121 die Drehmomentführungsgröße
T* und das Motordrehzahlsignal ωr, und bei leichter
Belastung sind Zustände hoher Drehzahl vorhanden, was dadurch
bestimmt wird, daß die Drehzahl einen vorbestimmten
Wert übersteigt und das Drehmoment kleiner als ein vorbestimmter
Wert ist, und der Schalter 60′ wird durch den Schaltercontroller
115′ umgeschaltet, um den Spannungsführungsgröße/Winkelführungsgröße-Übersetzer
61′ mit dem Wechselrichtergrenzwert
(Block 119) zu verbinden. Wenn gerade ein Kanal bei Zuständen
hoher Drehzahl und geringer Belastung arbeitet, nimmt die
Belastung in dem anderen Wechselrichter 2 zu und hält dessen
Kommutierungszeit kleiner als 120°, was einen stabilen Betrieb
gewährleistet. Vorstehend ist die Schaltung nach Fig. 1A-1D
für einen Motorbetrieb mit variabler Drehzahl beschrieben
worden.
Es wird nun die Antriebsschaltung nach den Fig. 1A
bis 1D für die Synchronisation beschrieben. Während der
Synchronisation, welches die Zeit ist, bevor der Wechselstrommotor
9 direkt an das Stromversorgungsnetz gelegt wird,
wird der Phasenfehler zwischen den Spannungen des Stromversorgungsnetzes
und des Motors 9 direkt aus der Augenblicksdifferenz
zwischen den Signalen Rs und RL aus den PLL-Schaltkreisen
67 bzw. 103 gewonnen. Die Signale Rs und RL
werden in dem Summierer 125 verglichen, und der resultierende
Phasenfehler wird durch einen einfachen Verstärkungsblock
127 und über einen Schalter SW6 zu einem Summierer 129
geleitet. Eine Drehzahlführungsgröße ωsync aus dem PLL-Schaltkreis
67 wird über den Schalter SW1 statt der Solldrehzahl
ωr* an den Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock
18 angelegt. Das Ausgangssignal des Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblockes
18 wird mit dem Ausgangssignal
des Verstärkungsblockes 127 in dem Summierer 129 summiert.
Der Schalter SW2 schaltet den Schluprechner 20 ab. Der Drehzahlfehler
wird in dem Summierer 19 bestimmt. Der Spannungsamplitudenfehler
zwischen dem Stromversorgungsnetz und dem
Motor 9 wird gewonnen, indem der Absolutwert der Quellenspannung
VS in dem Block 131, richtig skaliert durch den Verstärkungsblock
133, mit dem Absolutwert der integrierten Motorspannung
ψp verglichen wird. Hierzu wird der richtig skalierte Absolutwert
der Quellenspannung KVS an den Summierpunkt 35
über den Schalter SW3 angelegt, der den Motorstrom/Flußwinkel-Generator
33 abschaltet. Statt dessen könnte die Quellenspannung
VS integriert und ihr Absolutwert vor dem Vergleichen
mit dem Motorfluß bestimmt werden. Der Fehlersummierpunkt
35 ist mit dem Flußregler 41 verbunden. Normalerweise
wird der Flußreglersollwert aus einer programmierten Kurve
bestimmt, in der der Zusammenhang zwischen dem Fluß und dem
Drehmoment gespeichert ist und in die als Eingangswert
der Ausgangswert des Drehzahlreglers 25 geleitet
wird.
Ein Wechselrichterschütz 135 verbindet die Sekundärwicklung
des Transformators 11 mit dem Asynchronmotor 9, wenn das
Wechselrichterschütz 135 geschlossen ist. Ein Umgehungsschütz
137 verbindet das dreiphasige Stromversorgungsnetz mit dem
Asynchronmotor 9, wenn das Umgehungsschütz 137 geschlossen
ist. Vor dem Schließen des Umgehungsschützes 137 wird die
Quellenspannung durch einen Transformator (nicht dargestellt)
gemessen, und die Spannung wird an den invertierenden Eingang
eines Verstärkers 139 angelegt, und die Motorspannung, die
durch einen nicht dargestellten Transformator gemessen wird,
wird an einen nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers
139 angelegt. Der Absolutwert des Differenzsignals aus dem
Verstärker 139 wird in einer Absolutwertschaltung 141 bestimmt.
Ein Komparator 143 vergleicht das Ausgangssignal
der Absolutwertschaltung 141 mit einem Referenzwert und liefert
eine logische "1", wenn die Quellen- und die Motorspannung
gleich sind. Vor dem Öffnen des Umgehungsschützes 137
werden die Absolutwerte des Wechselrichtermasterkanalstroms
IML und des Wechselrichterslavekanalstroms ISL
mit dem Absolutwert des Motorstroms IM in einem Summierer
145 verglichen. Der Absolutwert des Wechselrichtermasterkanalstroms
IML wird durch die Absolutwertschaltung 147 bestimmt,
die mit den Dreiphasenströmen durch die Stromfühler
89 verbunden ist. Der Absolutwert des Wechselrichterslavekanalstroms
ISL wird durch die Absolutwertschaltung 149 bestimmt,
die mit den Dreiphasenströmen durch Stromfühler
151 verbunden ist. Der Wert des Motorstroms IM wird durch die
Absolutwertschaltung 153 bestimmt, die mit den Motordreiphasenströmen
durch Stromfühler 155 verbunden ist. Das Differenzsignal
aus dem Summierer 145 wird an eine Absolutwertschaltung
157 angelegt. Ein Komparator 159 vergleicht das
Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 157 mit einem festen
Referenzwert und liefert eine logische "1", wenn der
Motorstrom IM gleich der Summe des Wechselrichtermaster- und
Slavekanalstroms ist, und eine logische "0", wenn der Motorstrom
IM nicht gleich der Summe des Wechselrichtermaster- und Slavekanalstroms
ist.
Während der Desynchronisation, wenn der Motor 9 von dem
Stromversorgungsnetz auf den Umformer umzuschalten ist,
wird das Wechselrichterschütz 135 geschlossen, um die Wechselrichter
2, 2′ mit dem Motor 9 zu verbinden. Der Schalter
SW5 wird geöffnet, um den Flußregler 41 zu sperren. Der
Schalter SW4 wird so eingestellt, daß eine Drehmomentführungsgröße
T* auf der Basis des Motorstroms IM geliefert wird,
der durch einen Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock
161 hindurchgegangen ist, statt auf einer Drehzahlführungsgröße
zu basieren. Der Komparator 159 prüft, um festzustellen,
wann der Wechselrichterstrom ausreichend angestiegen
ist, um den gesamten Motorstrom zu liefern, so daß das Umgehungsschütz 137 geöffnet werden kann.
Eine digitale Impementierung des Teils des Blockschaltbildes nach Fig. 1,
der auf das Drehzahlfehlersignal aus dem Summierpunkt 19 anspricht,
um die phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ zu
zünden, ist in Fig. 2A gezeigt. Fig. 2A zeigt einen Mikroprozessor
222 vom Typ INTEL 80286, der in der Sprache PLM 86
programmiert ist und eingebaute Unterbrechungsprogramme unter
der Steuerung eines Unterbrechungscontrollers 223 vom
Typ INTEL 8259A hat. Der Controller 223 erzeugt Unterbrechungen
auf bekannte Weise, die bewirken, daß der Mikroprozessor
222 eine Aufgabe oder Berechnung ausführt und daß typisch die
Zeit zum Ausführen einer zukünftigen Aufgabe in einem Rückwärtszähler
gespeichert wird. Wenn der Rückwärtszähler null
erreicht, erzeugt der Zähler eine weitere Unterbrechung, die
das Ereignis einleitet, woraufhin der Zähler wieder für die
Zeit zum Ausführen des nächsten Ereignisses geladen wird.
In Fig. 2A ist eine Software-PLL-Schaltkreis-Konfiguration
gezeigt, in der vier Zähler benutzt werden, nämlich ein PLL-Schaltkreis-Zähler
224, ein Zeitzähler 225, ein Masterzündzähler
226 und ein Slavezündzähler 227. Im Betrieb wird eine
Quelle veränderlicher Frequenz durch den PLL-Schaltkreis-Zähler
224 erzeugt, indem eine 4,9152-MHz-Ausgangsimpulsfolge
aus einem Taktoszillator 229 durch einen Wert N dividiert
wird, der durch ein Signal "PRESET N" aus dem Mikroprozessor
222 auf einen Datenbus 230 eingestellt wird. Das Ausgangssignal
des PLL-Schaltkreis-Zählers 224 kann auf folgende Weise auf einer
Frequenz gehalten werden, die das 512fache der Frequenz
der einzelnen Flußwellen ψca′, ψab′, ψbc′ ist.
Der Zeitzähler 225 wird am Anfang auf 512 gesetzt und bei
jedem Taktimpuls aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler 224 um 1 vermindert. Wenn
der Zeitzähler 225 auf eins vermindert ist, wird er auf 512
zurückgesetzt.
Der Zeitzähler 225 liefert so ein Maß des Phasenwinkels
relativ zu den Flußwellenformen. Der Zählwert in dem
Zeitzähler 225 wird an den Mikroprozessor 222 über den Datenbus
231 angelegt, wo er zur Phasenreferenz zum Zünden
der phasengesteuerten Gleichrichterthyristoren (nicht dargestellt)
über Zündmaskenpuffer 232, 233 benutzt wird. Die
Synchronisierung wird erzielt, indem die Pseudoflußwellenformen
(Pseudoflußwelle; Flußwelle) ψca′, ψab′, ψbc′ durch einen Nulldurchgangsdetektor
234 hindurchgeleitet werden, der einen Synchronisierimpuls
jedesmal dann erzeugt, wenn eine (Pseudo)Flußwelle durch null geht.
Diese Impulse werden dem Unterbrechungscontroller 223 zugeführt,
der den Mikroprozessor 222 unterbricht und ein Überkreuzungsserviceprogramm
einleitet. Der Nulldurchgangsdetektor
234 erzeugt außerdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen
Vorzeichen der Motorflußwellenformen angibt, dem Mikroprozessor
222 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt
wird, um zu identifizieren, welcher Nulldurchgang den Unterbrechungsimpuls
verursacht hat. Das Nullüberkreuzungsserviceprogramm
liest den Wert in dem Zeitzähler 225 und
vergleicht ihn mit dem korrekten Wert für den besonderen
Flußwellendurchgang, um einen Phasenfehler zwischen dem Zeitzähler
225 und den Flußwellen zu erzeugen. Dieser Fehler wird
benutzt, um einen neuen "PRESET N"-Wert zu berechnen, der
dann in den PLL-Schaltkreis-Zähler 224 geladen wird.
Die Zeitsteuerung des Zündens jeder Thyristorzelle in dem
phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′ erfolgt mittels der
Zündzähler 226 und 227. Wenn der Masterzündzähler 226 herunter
auf null getaktet wird, wird ein Mastertriggerunterbrechungssignal
erzeugt und an den Unterbrechungscontroller
223 sowie an den Zündmaskenpuffer 232 angelegt, in den die
geeignete Maske aus dem Mikroprozessor 222 für das nächste
Zellenpaar des phasengesteuerten Mastergleichrichters 1 geladen
worden ist, das zu zünden ist. Ebenso wird, wenn der
Slavezündzähler 227 herunter auf null getaktet wird, ein
Slavetriggerunterbrechungssignal erzeugt und an den Unterbrechungscontroller
223 sowie an den Zündmaskenpuffer 233
angelegt, in den die geeignete Maske aus dem Mikroprozessor
222 für das nächste Zellenpaar des phasengesteuerten Slavegleichrichters
1′ geladen worden ist. Der Mikroprozessor 222
empfängt den Gleichstromzwischenkreisstrom aus dem Masterkanal
und dem Slavekanal aus einem A/D-Wandler 236, der mit
einem Multiplexer 238 verbunden ist, an den die beiden Signale
angelegt werden. Der Mikroprozessor 222 empfängt außerdem
das Fehlersignal aus einem Drehzahlregler über einen A/D-Wandler
240. Nach einer Zellenzündung berechnet der Mikroprozessor
222 die Zeit zum Zünden der nächsten Zelle in diesem
phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1′. Diese Zeit wird mit
dem Wert in dem Zeitzähler 225 verglichen, die der gegenwärtigen
Zeit entspricht. Die Differenz in der verfügbaren
Zeit wird dann in den Zündzähler 226 oder 227 über den Datenbus
geladen, der dann auf null vermindert wird, was noch
eine weitere Unterbrechung über den Unterbrechungscontroller
223 bewirkt, der ein Zellenzündprogramm einleitet.
Eine digitale Impementierung des Teils des Blockschaltbildes
nach den Fig. 1A-1D, der auf das Drehzahlfehlersignal
aus dem Summierer (Summierpunkt) 19 zum Steuern des Zündens der Wechselrichter
2, 2′ anspricht, ist in Fig. 2B gezeigt. Fig. 2B zeigt
einen Mikroprozessor 302 vom Typ INTEL 80286, der in der
Sprache PLM 86 programmiert ist und eingebaute Unterbrechungsprogramme
unter der Steuerung eines Unterbrechungscontrollers (Controller)
303 vom Typ INTEL 8259A hat. Der Controller 303 erzeugt Unterbrechungen
auf bekannte Weise, was bewirkt, daß der Mikroprozessor
302 eine Aufgabe oder Berechnung ausführt und typisch
die Zeit zum Ausführen eines zukünftigen Ereignisses
in einem Rückwärtszähler abspeichert. Wenn der Rückwärtszähler
null erreicht, erzeugt der Zähler eine weitere Unterbrechung,
die das Ereignis einleitet, woraufhin wieder die Zeit
zum Ausführen des nächsten Ereignisses in den Zähler geladen
wird.
Fig. 2B zeigt eine Software-PLL-Schaltkreis-Konfiguration,
in der vier Zähler benutzt werden, nämlich ein PLL-Schaltkreis-Zähler
304, ein Zeitzähler 305, ein Zündzähler 306 und
ein Impulsfolgegrenzwertzähler 307. Im Betrieb wird eine
Quelle veränderlicher Frequenz durch den PLL-Schaltkreis-Zähler
304 erzeugt durch Dividieren einer 4,9152-MHz-Ausgangsimpulsfolge
aus einem Taktoszillator 308 durch einen Wert N,
der durch ein Signal "PRESET N" aus dem Mikroprozessor 302
auf einem Datenbus 309 gesetzt wird. Das Ausgangssignal des
PLL-Schaltkreis-Zählers 304 kann auf einer Frequenz gehalten werden, die das
512fache der Frequenz der einzelnen Flußwellen ψca′, ψab′,
ψbc′ ist, und zwar auf folgende Weise.
Der Zeitzähler 305 wird am Anfang bei einer besonderen Flußwellenüberkreuzung
auf 512 gesetzt und bei jedem Taktimpuls
aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler 304 um 1 vermindert. Wenn der Zeitzähler 305 auf
eins vermindert ist, wird er auf 512 rückgesetzt. Der Zeitzähler
305 liefert daher ein Maß des Phasenwinkels relativ zu den
Flußwellenformen. Der Zählwert in dem Zeitzähler 305 wird
dem Mikroprozessor 302 über den Datenbus 310 zugeführt, wo
er zur Phasenreferenz zum Zünden der Wechselrichterzelle,
nicht dargestellt, über ein digitales E/A-Tor 311 benutzt
wird. Die Synchronisierung wird erzielt durch Hindurchleiten
der Pseudoflußwellenformen ψca′, ψab′, ψbc′ durch einen
Nulldurchgangsdetektor 312, der einen Synchronisierimpuls
jedesmal dann erzeugt, wenn eine Flußwelle durch null geht.
Diese Impulse werden an den Unterbrechungscontroller 303
angelegt, der den Mikroprozessor 302 unterbricht und ein Nullüberkreuzungsserviceprogramm
einleitet. Der Nulldurchgangsdetektor
312 erzeugt außerdem eine 3-Bit-Zahl, welche die
relativen Vorzeichen der Motorflußwellenformen angibt, dem
Mikroprozessor 302 zugeführt und durch diesen gelesen und
benutzt wird, um zu identifizieren, welcher Nulldurchgang
den Unterbrechungsimpuls verursacht hat. Das Nullüberkreuzungsserviceprogramm
liest den Wert in dem Zeitzähler 305
und vergleicht ihn mit dem korrekten Wert für den besonderen
Flußwellendurchgang, um einen Phasenfehler zwischen dem Zeitzähler
305 und den Flußwellen zu erzeugen. Dieser Fehler
wird benutzt, um einen neuen "PRESET N"-Wert zu berechnen,
der dann in den PLL-Schaltkreis-Zähler 304 geladen wird.
Es kann eine beträchtliche Verzögerung zwischen dem Anlegen
eines Zündsignals an einen Thyristor und der Zeit des Beginns
des Leitungsstroms in einem einen Asynchronmotor 9 speisenden
Umrichter geben, insbesondere bei hoher Motordrehzahl
und niedriger Motorbelastung. Diese Verzögerung wird durch
die Tatsache hervorgerufen, daß die Kommutierungskondensatoren
aufgeladen sind, so daß am Anfang der besondere
Thyristor, der gezündet wird, in Sperrichtung vorgespannt
ist und der Strom in diesem Thyristor erst aufgenommen wird,
wenn sich der Kommutierungskondensator über die Last entladen
hat. Zum Bewahren der gewünschten Beziehung zwischen
dem Motorfluß und dem Strom muß diese Verzögerung kompensiert
werden. Die Zeit, zu der der Strom tatsächlich einsetzt,
wird durch den Nulldurchgangsdetektor 313 gemessen,
der die Nulldurchgänge der Motorleitungsdifferenzströme iab, ibc, ica
überwacht, um ein Unterbrechungssignal an dem Unterbrechungscontroller
303 jedesmal dann zu erzeugen, wenn ein Nulldurchgang
erkannt wird. Der Unterbrechungscontroller 303 unterbricht
den Mikroprozessor 302 und leitet ein Verzögerungsbestimmungsprogramm
ein. Der Nulldurchgangsdetektor 313 erzeugt
außerdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen Vorzeichen
der Motorleitungsdifferenzströme iab, ibc, ica angibt, dem Mikroprozessor
302 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt wird, um
zu identifizieren, welcher Thyristor einem Nulldurchgang
zugeordnet ist. Das Verzögerungsbestimmungsprogramm vergleicht
die gegenwärtige Durchgangszeit und die unkorrigierte Zeit
zum Zünden (auf der Basis der Winkelführungsgröße und des
Offsets) und gibt diesen Wert über eine Verstärkung in einen
Softwareintegrator ein, um den Verzögerungswinkel zu erzielen.
Der Verzögerungswinkel ist auf die Werte zwischen null und 120° begrenzt.
Da außerdem die Kommutierungsverzögerung eine konstante
Zeiterscheinung ist, nimmt die Notwendigkeit des Kompensierens
der Verzögerung mit der Drehzahl ab. Da die Abtastgeschwindigkeit
des Kompensators mit der sechsfachen
Lastfrequenz auftritt, macht das vor allem, daß die Verstärkung
der Reglerschleife der Frequenz folgt, wodurch
der Kompensator stabilisiert wird.
Die Zeit zum Zünden wird dann als die unkorrigierte Zeit zum
Zünden minus dem Verzögerungswinkel bestimmt. Die verfügbare
Zeit wird bestimmt durch Subtrahieren der Zeitzählerablesung
von der Zeit zum Zünden, so daß, wenn die verfügbare Zeit,
die in Grad gemessen wird, in den Rückwärtszähler geladen
wird und der Rückwärtszähler herunter auf den Zählwert null
taktet, eine Unterbrechung erzeugt wird, die die nächste Zellenzündung
verlangt.
Die Zeitsteuerung des Zündens jeder Thyristorzelle in dem
Wechselrichter 2 erfolgt mittels des Zündzählers 306. Nach
einer Zellenzündung berechnet der Mikroprozessor 302 die
Zeit zum Zünden der nächsten Zelle. Diese Zeit ist die unkorrigierte
Zeit zum Zünden minus dem integrierten Verzögerungswinkel.
Diese Zeit wird mit dem Wert in dem Zeitzähler
305 verglichen, die der gegenwärtigen Zeit entspricht.
Die Differenz ist die verfügbare Zeit, die dann über den Datenbus
in den Zündzähler 306 geladen wird, der dann auf null
vermindert, was noch eine weitere Unterbrechung über den Unterbrechungscontroller
303 verursacht, der ein Zellenzündprogramm
einleitet.
Fig. 3A zeigt eine Spannung ψab′ die proportional der integrierten
verketteten Spannung Vab (ψab) zu der der mit einem Faktor K
multiplizierte Motordifferenzstrom iab addiert wird, ist. Dieser Faktor
K ist zu der Kommutierungsinduktivität proportional. Die Wellenform
in Fig. 3A ist insgesamt sinusförmig und hat gut definierte
Nulldurchgänge trotz des Auftretens von Kommutierungskerben
in den Phasenspannungen. Die Fig. 3B und 3C zeigen
die integrierten verketteten Spannungen Vbc und Vca, jede
summiert mit den geeignet skalierten (Faktor K) Motordifferenzströmen.
Der PLL-Schaltkreis enthält zwei Zähler (den PLL-Schaltkreis-Zähler
und den Zeitzähler) und drei Komparatoren, welche
drei logische Bits für den Computer liefern, wobei deren Zustand
von der Polarität der integrierten Quellen- oder verketteten
Lastspannung abhängig ist. Die Ausgangssignale der
drei Komparatoren sind in den Fig. 3D, 3E bzw. 3F gezeigt.
Diese drei Bits identifizieren die augenblickliche Winkelbeziehung
der drei Phasenspannungen innerhalb 60°. Die Komparatorausgangssignale
werden außerdem benutzt, um in Hardware
einen Unterbrechungsimpuls bei jedem Nulldurchgang der integrierten
Spannungen zu gewinnen, das heißt, es wird eine
Unterbrechung alle 60° erzeugt, wie es in den Fig. 3G, 3H, 3I
und 3J dargestellt ist.
Im Betrieb ist der PLL-Schaltkreis-Zähler ein Rückwärtszähler,
der mit 4,9152 MHz getaktet und mit einem Wert zum Dividieren
durch N geladen wird, so daß der PLL-Schaltkreis-Zähler herunter auf null
zählt und einen Ausgangsimpuls 512mal pro Quellen- oder
Lastspannungsgrundfrequenzperiode erzeugt. Der PLL-Schaltkreis-Zähler
liefert daher einen 360°/512- oder 0,703°-Taktimpuls,
der benutzt wird, um den Zündzähler, den Zeitzähler
und im Falle der Lastseite den Impulsfolgegrenzwertzähler
zu takten, die alle drei Rückwärtszähler sind. Der Zeitzähler
auf der Lastseite wird am Anfang mit einem Zählwert von
512 zu einer Zeit geladen, die dem Übergang von Minus auf
Plus der integrierten verketteten Spannung Vbc entspricht, welche außerdem
dem Übergang von Plus nach Minus der Phasenspannung Van
entspricht. Wenn der Zeitzähler herunter auf 1 zählt, lädt
er sich selbst wieder auf 512 und fährt fort, sich bei jedem
Taktimpuls um einen Zählwert zu vermindern. Die Arbeitsweise
des quellenseitigen Zeitzählers ist gleich, mit der
Ausnahme, daß aus ziemlich willkürlichen Gründen die Anfangsladung
von 512 in den Zeitzähler bei dem Übergang von Minus
nach Puls der Phasenspannung Van oder um 180° verschoben gegenüber
dem lastseitigen Zeitzähler erfolgt. Diese Verschiebung
zwischen den Zeitzählern muß bei der Phasensynchronisierung
der Lastspannung mit der Quellenspannung berücksichtigt
werden.
Das Ziel des PLL-Schaltkreises ist es, die Dividiere-durch-N-Ladung
in den PLL-Schaltkreis-Zähler so zu regeln, daß der
Taktimpuls aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler auf dem 512fachen
der Grundfrequenz sein wird. Die Einzelheiten verändern sich
zwar über dem lastseitigen Frequenzbereich von 0-120 Hz und
etwas zwischen der Quellen- und der Lastseite, das Konzept
bleibt jedoch dasselbe. Wenn ein Nulldurchgang der Flußwellen
(der integrierten verketteten Spannung) erfolgt, tritt
ein Programm für Unterbrechungen hoher Priorität auf, welches
den Zeitzähler und die drei Komparatorbits liest, um
festzustellen, welcher Nulldurchgang erfolgt ist. Der korrekte
Wert des Zeitzählers für einen besonderen Nulldurchgang
ist bekannt, und die Differenz zwischen dem korrekten
und dem tatsächlichen Wert stellt ein Fehlersignal dar,
welches in einen PI-Regler eingegeben wird. Das Ausgangssignal
des Reglers ist die auf den neuesten Stand gebrachte
Dividiere-durch-N-Ladung für den PLL-Schaltkreis-Zähler.
Der Zeitzähler liefert deshalb eine Winkelposition R bis zu
einer Auflösung von 0,703°, und die Grundfrequenz der Spannungswellen
ist proportional zu einer Konstanten mal dem
Kehrwert des berechneten Dividiere-durch-N-Ladung-Wertes.
Dieser gewonnene Wert der Frequenz wird als Drehzahlrückführungssignal
für unsere Synchronmotorantriebe benutzt und
schlupfkorrigiert und dann als Drehzahlrückführung für die
Asynchronmotorantriebe benutzt. Wenn jjedoch befohlen wird,
mit dem Stromversorgungsnetz zu synchronisieren, wird der
Drehzahlregler in einen Frequenzregler geändert, und somit
erfolgt die Schlupfkorrektur der Lastfrequenz bei dem Asynchronmotorantrieb nicht mehr.
Ein Ziel der Synchronisiersteuerung ist es, die Quellen-
und Lastfrequenzen auszugleichen, die aus den Dividiere-durch-N-Ladungen
für die Quellen- und Last-PLL-Schaltkreiszähler
gewonnen werden, und weiter die Winkelposition R
der Quellen- und der Lastseite zu synchronisieren, um die
Augenblickswerte der Quellen- und der Last-Zeitzähler nach
Korrektur irgendeiner willkürlichen Verschiebung wieder gleichzumachen.
Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild für die
Synchronisiersteuerung nach der Erfindung. Gemäß auch der
Darstellung in den Fig. 1A-1D verbindet ein Transformator 7
einen Masterkanal, der einen Quellenstromrichter (Gleichrichter) 1, eine
Drossel 5 und einen Laststromrichter (Wechselrichter) 2 enthält, und einen
Slavekanal, der die entsprechenden Elemente 1′, 5′ und 2′ enthält, mit
einem Dreiphasenstromversorgungsnetz. Der Transformator 11
verbindet die beiden Kanäle (Master- und Slavekanal) mit einem Asynchronmotor (Motor) 9
über ein Wechselrichterschütz 135. Das Stromversorgungsnetz
ist mit dem Motor 9 über ein Umgehungsschütz 137 direkt verbunden.
Der Integrator 63 ist mit der Quellenspannung in
dem Masterkanal verbunden, um integrierte Leitungsspannungssignale
zu erzeugen, und Komparatoren 401 bestimmen die
Quellensegmentzahlen. Ein Signal gleich dem 6fachen der
Grundfrequenz der 60-Hz-Quelle wird aus den Ausgangssignalen
des Komparators 401 in den Nulldurchgangsdetektoren
403 bestimmt. Der Integrator 37 ist mit der
Wechselrichterspannung in dem Masterkanal verbunden, um
Motorflußsignale zu erzeugen, und Komparatoren 405 erzeugen
Segmentzahlen. Ein Signal, das gleich dem Sechsfachen
der Grundfrequenz ist, die dem Motor 9 zugeführt wird, wird
in Nulldurchgangsdetektoren 407 aus den Segmentzahlen
aus dem Komparator 405 bestimmt. Der Absolutwert
der integrierten Spannung und der Flußwellen wird in den
Blöcken 409, 411 bestimmt. Nach einer Analog/Digital-Umwandlung
der beiden Signale in den Blöcken 413, 415
werden die beiden Signale in dem Summierpunkt 417 verglichen
und an ein Niederprioritätsquellenunterbrechungsprogramm 419 in dem Mikroprozessor
222 in der Quellensteuerung angelegt. Das Signal,
welches das 6fache der Grundfrequenz der Quelle darstellt,
wird an den Quellenunterbrechungschip 223 angelegt. Sämtliche
Signale in Fig. 4, die die gestrichelte Linie 421 überqueren,
werden auf einem Übertragungsbus zwischen den Last- und Quellenmikrocomputern 302, 222 übertragen.
Der Quellenunterbrechungschip (Unterbrechungscontroller) 223 gibt Unterbrechungssignale
an das Niederprioritätsquellenunterbrechungsprogramm 419 und an ein Hochprioritätsprogramm
423 ab. Die Segmentzahlen aus der Laststeuerung
werden dem Hochprioritätsquellenunterbrechungsprogramm 423 zugeführt.
Das Ausgangssignal des Niederprioritätsunterbrechungsprogramm
419 ist eine Flußkorrektur für das Zündwinkelsignal,
welches zu dem Laststeuerungszündwinkelprogramm 425 in dem
Lastmikrocomputer 302 übertragen wird, und eine Drehzahlsollwerteinstellung
für das Lastdrehzahlreglerprogramm 427,
ebenfalls in dem Lastmikrocomputer 302.
Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnungen nach den Fig. 1A-1D,
2A und 2B und 4 wird nun erläutert. Zum Gewinnen
des Phasenfehlers zwischen der Quellen- und der Lastspannung
werden das lastseitige "Fluß"-Wellennulldurchgangssignal
und die drei lastseitigen Koparatorbits, die angeben,
welche 60°-Unterbrechung aufgetreten ist, vom Block 407 bzw.
vom Vergleicher 405 zu der quellenseitigen Steuerung
gesandt. Das Nulldurchgangssignal erzeugt das Hochprioritätsquellenunterbrechungsprogramm
423 in der Quellensteuerung,
welches auf die drei lastseitigen Komparatorbits und nach
denjenigen Nulldurchgängen schaut, die entweder einen
Plus- oder einen Minusnulldurchgang der integrierten Lastspannung
Vbc darstellen, und der quellenseitige Zeitzähler 225
wird abgelesen. Wenn die Quellen- und Lastspannungen in
Synchronismus waren, dann ist die korrekte quellenseitige
Zeitzählerablesung für jede besondere lastseitige Nulldurchgangsunterbrechung
bekannt. Daher stellt die
Differenz zwischen der tatsächlichen Quellenzeitzählerablesung
und der bekannten korrekten Ablesung zur Zeit einer
besonderen lastseitigen Nulldurchgangsunterbrechung den
Phasenfehler zwischen der Quellen- und der Lastspannung dar.
Es sei angenommen, daß der Motor 9 durch den Umformer gespeist
wird und daß der Befehl gegeben wird, ihn auf die Speisung
aus dem Stromversorgungsnetz umzuschalten. Der Drehzahlsollwert
wird in einen Frequenzsollwert geändert, der gleich
der Frequenz des Stromversorgungsnetzes ist, und durch den
Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock 18 und dann zu
dem Drehzahlregler 25 geleitet. Der Frequenzsollwert kann aus
dem Stromversorgungsnetz oder aus dem Quellen-PLL-Schaltkreis
erzeugt werden. Wenn die Drehzahlrückführung innerhalb
einer voreingestellten Toleranz des Drehzahlsollwertes
ist, dann werden der Phasenregler und der Spannungsgleichmachungsregler
gleichzeitig aktiviert.
Der Phasenregler besteht aus dem Hindurchleiten des Quelle/Last-Phasenfehlers,
der oben bestimmt worden ist, durch
einen Verstärkungsblock und Summieren des resultierenden
Signals mit dem Drehzahl (Frequenz)-Sollwert, so daß die
Lastausgangsfrequenz sich bewegt, um den Phasenfehler zu
null zu machen, das heißt, wenn die Lastphase der Quellenphase
nacheilt, wird der Phasenfehler den Frequenzsollwert
vergrößern, um das Motordrehmoment zu vergrößern und so
den Phasenfehler zu null zu machen.
Obgleich der Phasenfehler durch einen einfachen Verstärkungsblock
hindurchgeht, ist der Regler ein Typ-1-System insofern,
als es eine Integration in der Schleife aufgrund der
Drehzahl/Positions-Transformation des Phasenrückführungssignals
gibt. Die Schleife wird daher den Phasenfehler auf
null regeln. Wenn die Eigenintegration nicht erkannt wird
und ein Phasenregler mit einem PI-Regler mit einer 0,1-rad/s-Überkreuzungseinspeisung
in den Drehzahlregler mit einem
1 rad/s beispielshalber benutzt wird, würde sich ein sehr
träger Systembetrieb mit unakzeptabler Leistung ergeben.
Bei dem einfachen Verstärkungsphasenregler ist das Ansprechen
des Phasenreglers mit dem des Drehzahlreglers 25
vergleichbar. Aus zu erläuternden Gründen wurde es für
notwendig befunden, die Verstärkungen des Drehzahlreglers 25
um etwa 4 : 1 zu erhöhen, das heißt beim Gehen in den
Synchronisierbetrieb auf eine Übertragungswert 4-rad/s
zu gehen. Ohne diese Drehzahlreglerverstärkungserhöhung
tendierte der Phasenregler dazu, 30° von seinem
gewünschten Wert abzuweichen, als ob eine Schleifenstörung
vorhanden war, die versucht, den Regler von
seinem Nullpunkt wegzutreiben. Diese Störung kann mit
Hilfe der Fig. 5A-5D beschrieben werden.
Es wird zunächst ein sechspulsgesteuertes Stromrichtersystem zur Speisung
von Asynchronmotoren betrachtet, das in Fig. 5A gezeigt ist. Typische
Gleichstromzwischenkreisspannungswellenformen (wie in Fig. 5D gezeigt) auf
beiden Seiten der Gleichstromzwischenkreisdrossel sind
in den Fig. 5B und 5C gezeigt. Die Differenz zwischen
diesen Wellenformen ist die an der Gleichstromzwischenkreisdrossel
eingeprägte Spannung, und das führt zu einer Stromwelligkeit
in dem Gleichstromzwischenkreis, die eine
kleine Drehmomentstörung in dem Motor verursacht. Wenn
sowohl der Quellen- als auch der Laststromrichter mit
60 Hz arbeiten, was sie tun werden, wenn sie zu synchronisieren
versuchen, wird diese Gleichstromzwischenkreisstromwelligkeitsfrequenz
720 Hz betragen, wie es in Fig. 5D gezeigt
ist, mit der Ausnahme, daß gerade bei der Synchronisierung
die Augenblickswelligkeitsspannung ihr Maximum hat und
ihre Frequenz auf 360 Hz sinkt, wobei beide Faktoren die
maximale Stromwelligkeit in dem Gleichstromzwischenkreis
bewirken. Das wiederum maximiert die Drehmomentstörung
und kann bei einem Belastungssystem mit niedriger Trägheit
eine kleine Drehzahlstörung erzeugen, die versucht, den
Phasenregler von dem Punkt, auf dem er zu arbeiten versucht,
wegzutreiben. Die Verstärkungserhöhung in dem Drehzahlregler
hat geholfen, diese Drehmomentstörung zu überwinden,
und hat die Phasenmodulation um den gewünschten Arbeitspunkt
beseitigt. Es muß festgestellt werden, daß das Vergrößern
des Ansprechens des Spannungsausgleichreglers
ebenfalls geholfen hat, diese Störung
zu überwinden, aber in unserem endgültigen System
geben wir aus anderen Gründen die zusätzliche Verstärkung
dem Drehzahlregler.
Die bevorzugte Ausführungsform des Umrichter-Asynchronmotorantriebssystems
ist ein Zwölfpuls-System, bei dem die
Stromumformerbrücken Nennspannungen von 700-900 V haben.
Da die meisten Motoren, die zu speisen sind, mit 4160 V
arbeiten, werden 4160 : 800-Volt-Transformatoren sowohl
auf der Eingangs- als auch auf der Ausgangsseite der Stromrichter
benutzt. Diese Transformatoren sind auf
der Eingangsseite in Dreieck geschaltet und haben in Dreieck
und in Stern geschaltete Sekundärwicklungen, um die
beiden Sätze von um 30° verschobenen Dreiphasenspannungen
zu liefern. Die Steuerung der beiden Kanäle ist ebenfalls
um 30° verschoben. Das ergibt einen zwölfpulsigen Betrieb,
das heißt die fünfte und die siebente Oberwelle werden
aus den Eingangs- und Ausgangsstromwellenformen entfernt.
Hinsichtlich der Phasensynchronisierung ist der Aufwand hierfür für eine 12pulsige Brücke doppelt
so groß wie der für eine sechspulsige Brücke.
Es wurde jedoch
festgestellt, daß durch einfaches Austauschen der Ausgangstransformatorwicklungen,
das heißt durch Verbinden der
in Dreieck geschalteten Primärwicklungen des Transformators
11 mit dem Kanal mit der in Stern geschalteten Sekundärwicklung
des Transformators 7 und der in Stern geschalteten
Primärwicklungen des Transformators 11 mit dem Kanal mit
der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklung des Transformators
7, wie es in den Fig. 1A-1D und 4 gezeigt ist, und
durch Berücksichtigen dieser Phasenverschiebung bei der
Steuerung die Phasensynchronisierung insofern vereinfacht
wird, als der Nullphasenfehler zwischen der Quellen-
und der Lastspannung auf der Oberspannungsseite des Transformators
bei minimalen Welligkeitsstrom in den Gleichstromzwischenkreisdrosseln
statt bei maximalem Welligkeitsstrom
auftritt. Es ergeben sich keine Einbußen aus
dem Umschalten der Verbindung des Transformators. Die hier
beschriebene Erfindung kann ausgeführt werden, ohne daß
die Verbindung des Transformators umgeschaltet wird und
in Antrieben, bei denen kein Transformator zum Verbinden
der Umrichter mit dem Motor benutzt wird.
Wie erwähnt, werden, wenn der Befehl gegeben worden ist,
den Motor mit dem Netz zu synchronisieren und die Motor-
und die Versorgungsfrequenz gleich sind, gleichzeitig
die Phasen- und Spannungsgleichmachungsregler aktiviert.
Der Spannungsgleichmachungsregler ist gerade erläutert
worden. Das Gleichmachen der Spannung erfolgt bei dem
Asynchronmotorantrieb durch Umschalten des Flußreglersollwerts
von dem Block 33, in dem der Fluß, aufgetragen über dem Drehmoment,
abgespeichert ist und mit den benötigten Fluß
abhängig von der Drehmomentführungsgröße ermittelt, auf ihre intergrierte
oder richtig skalierte Versorgungsspannungsamplitude
KVS aus dem Block 133. Zum Verhindern eines Stromeinschwingvorganges
wird der Flußreglersollwert von dem einen in den
anderen Zustand linear verändert. Der Flußregler 41 ist
ein PI-Regler mit einem Übertragungswert von ungefähr 1 rad/s. Dieser
Regler ist in den Fig. 1A-1D gezeigt. Es sei beachtet, daß
der Flußregler sowohl auf den Quellenstromregler als auch
auf den Lastzündwinkelregler arbeitet. Bei leichter Last
erfolgt die Flußregelung hauptsächlich über den Strom, bei
schwerer Last erfolgt die Flußregelung hauptsächlich über
die Lastwinkelsteuerung.
Nachdem der Befehl gegeben worden ist, den Motor auf das
Netz umzuschalten, und sowohl die Phase als auch die Spannung
innerhalb vorgeschriebener Toleranzen gleichgemacht
worden sind, dann wird eine Doppelprüfung durch Spannungstransformatoren
429 in Fig. 4 auf jeder Seite des Umgehungsschützes
137 vorgenommen, um festzustellen, daß eine
Spannung von null an dem Umgehungsschütz 137 vorhanden ist, und dann
wird das Umgehungsschütz 137 geschlossen, und anschließend wird
das Wechselrichterschütz 135 zwischen dem Wechselrichter 2 und dem Motor 9 geöffnet.
Nachdem der Motor 9 60 Hz erreicht hat, ist typisch
etwa 1 s zur Phasensynchronisierung und zum Spannungsausgleich
vor dem Schließen der Umgehung erforderlich.
Das beschreibt die Umschaltung des Motors von dem Umformer
auf das Stromversorgungsnetz. Die andere Hälfte des
Problems besteht darin, bei dem Befehl zum Desynchronisieren
den Motor 9 wieder auf den Umformer umzuschalten. Das
erfolgt durch Schließen des Wechselrichterschützes 135 von dem Motor 9 zu dem
Umformer, während das Umgehungsschütz 137 noch geschlossen
ist, aber vor dem Zünden der Thyristoren in dem Stromrichter.
Die Steuerung ist in der Leerlaufbetriebsart, und
da Motorspannung vorhanden ist, wird der lastseitige PLL-Schaltkreis
auf diese Motor/Versorgung-Spannung synchronisiert.
Nachdem der quellen- und der lastseitige
PLL-Schaltkreis auf ihre Spannungen innerhalb einer vorgeschriebenen
Toleranz synchronisiert worden sind, wird
ein lastseitiger Durchmesserzweig hergestellt. Dieser lastseitiger
Durchmesserzweig wird hergestellt, indem beide
lastseitigen sechspulsigen Kanäle kurzgeschlossen werden, dazu
wird beiden Thyristoren, die mit derselben Motorphase
verbunden sind, befohlen zu zünden.
Der Zweck des Durchmesserzweiges
ist es, einen Strom in dem Gleichstromzwischenkreis
aufzubauen, so daß beim Zünden aus dem lastseitigen
Durchmesserzweig heraus mit der richtigen
Thyristorzündung die Kommutierungskondensatoren ausreichend
aufgeladen werden, um so den Laststrom bei dem folgenden
Zünden zu kommutieren. Wenn die Lastseite aus ihrem
Durchmesserzweig heraus zündet, erhöht die Quellenseite
ihren Strom linear auf den Wert, der gegenwärtig
in dem Motor vorhanden ist, welcher durch das Stromversorgungsnetz
gespeist wird. Während dieser Zeit ist der
Drehzahlregler in dem Stromrichter gesperrt, wobei der
Stromrichter vor allem als Drehmomentcontroller arbeitet.
Zusätzlich zum Liefern des richtigen Stromwertes und zum
Synchronisieren der Lastseite mit der Motorspannung sollte
die Lastseite bei dem korrekten Winkel zünden. Das
wird bestimmt, indem die gleiche Abhängigkeit (Kurve) des Zündwinkels vom
Drehmoment benutzt wird, wenn als ein Motorantrieb
gearbeitet wird, d. h. der Zündwinkel wird dem befohlenen
Drehmoment folgen. Wenn die Summe der Ströme in den beiden
Sechspuls-Stromrichter-Kanälen gleich dem Motorstrom
ist, ist der Strom, der durch das Stromversorgungsnetz
geliefert wird, null, und deshalb wird das Umgehungsschütz
137 geöffnet, und gleichzeitig werden der Stromrichterdrehzahlregler
25 und der Flußregler 41 aktiviert, wobei darauf
geachtet wird, das Drehzahlreglerausgangssignal auf
den Strom einzustellen, der dabei zugeführt
wird, und ebenso den Flußreglersollwert von dem vorhandenen
Flußwert linear auf den normalen Wert zu erniedrigen,
wie er sich aus dem Block 33 (enthält den Zusammenhang
zwischen Drehmoment und Fluß)
nach den Fig. 1A-1D ergibt.
Die bevorzugte Ausführungsform ist bei der hier beschriebenen
Erfindung ein Zwölfpuls-Asynchronomotorantrieb. Die
hier beschriebene Erfindung ist bei Sechspuls-Wechselstrommotorantrieben
anwendbar, die einen Quellenstromrichter
1, 1′ und einen Laststromrichter 2, 2′ haben, in denen jeweils
ein PLL-Schaltkreis zum Steuern der Stromrichterzündungen
benutzt wird.
Dieselben Prozeduren sind bei Synchronmotorantrieben verwendbar,
beispielsweise bei dem in der US 44 49 087 beschrieben,
um die Synchronisierung zu erreichen, mit der
Ausnahme, daß der Flußregler auf einen Feldcontroller arbeiten
würde, um die Spannungsausgleichsfunktion zu erfüllen,
und es nicht erforderlich wäre, den Durchmesserzweig
in dem lastseitigen Stromrichter bei dem Desynchronisierungsprozeß
(Umschaltung von Netz auf den Umformer) herzustellen. Da der Umrichter bei dem Synchronmotorantrieb
lastkommutiert ist, hat er in diesem
Fall keine Kommutierungskondensatoren.
Vorstehend ist eine Steuerung zum stoßfreien Umschalten eines
Motors
von einem Stromversorgungsnetz auf einen Umformer
bei einem Motorantrieb beschrieben, der einen Quellenstromrichter
und einen Laststromrichter hat, die jeweils
einen PLL-Schaltkreis zum Steuern der Stromrichterzündungen
benutzen, ohne daß zusätzliche Hardware erforderlich
ist.
Claims (3)
1. Verfahren zum Umschalten der Speisung eines Wechselstrommotors
(Motor) zwischen einem Wechselstrom-Versorgungsnetz (Versorgungsnetz) und
einem Umformer, der zwischen dem Versorgungsnetz und dem
Motor liegt und einen quellenseitigen und einen lastseitigen
Stromrichter (1, 2) aufweist, von denen jeder steuerbare
Schalter zur Kommutierung enthält, deren Einschaltphasen
(Zündwinkel) unter dem Einfluß jeweils eines PLL-Schaltkreises
(67, 103), der über Motordrehzahl- und Motordrehmoment-Regelkreise
wirkt, steuerbar ist, um den Betriebszustand
des Motors zu steuern,
dadurch gekennzeichnet,
daß zum Umschalten der Motorspeisung vom Versorgungsnetz
auf den Umformer (1, 2) folgendermaßen vorgegangen wird:
- a) der Umformer (1, 2) wird, ohne Leitendmachung der steuerbaren Schalter, eingangsseitig mit dem Versorgungsnetz und ausgangsseitig mit dem Motor (9) gekoppelt;
- b) jeder der beiden PLL-Schaltkreise (67, 103) erreicht einen stabilen Betriebszustand;
- c) der Motordrehzahl-Regelkreis (19, 25) wird abgeschaltet (SW4 öffnet);
- d) der Motorstrom wird bestimmt (155, 153), und ein für diesen Motorstrom repräsentatives Strom-Rückkopplungssignal (Motorstrom IM) wird erzeugt;
- e) das Strom-Rückkopplungssignal (IM) wird auf den Motordrehmoment-Regelkreis gegeben (161, SW4), um eine Drehmoment-Führungsgröße (T*) zu erzeugen;
- f) der quellenseitige Stromrichter (1) wird abhängig von der Drehmoment-Führungsgröße (T*) so gesteuert (36, 45, 51, 53, 59, 61, 69, 69, 75), daß sein Strom (IMFB) den gleichen Wert wie der Motorstrom (IM) bekommt;
- g) im lastseitigen Stromrichter (2) wird abhängig von der Drehmoment-Führungsgröße (T*) der Zündwinkel der betreffenden steuerbaren Schalter gesteuert (77, 49, 79, 81, 83, 87, 105, 107, 111);
- h) der vom Umformer (1, 2) zum Motor (9) gelieferte Strom (IML) wird mit dem Motorstrom (IM) verglichen (145);
- i) das Versorgungsnetz wird vom Motor (9) abgetrennt (137), wenn der vom Umformer (1, 2) zum Motor (9) gelieferte Strom (IML) und der Motorstrom (IM) annähernd einander gleich sind (159);
- j) gleichzeitig mit der Abtrennung des Versorgungsnetzes wird der Motordrehzahl-Regelkreis (19, 25) des Umformers (1, 2) aktiviert, und sein Ausgang so eingestellt daß der Umformer (1, 2) den Motorstrom (IM) liefert.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der PLL-Schaltkreis (103) des lastseitigen Stromrichters
(2) ferner über einen Motorfluß-Regelkreis (35, 41)
wirkt, wobei der Motorfluß-Regelkreis (35, 41) zu dem Zeitpunkt
abgeschaltet wird (SW5 öffnet), wenn der Motordrehzahl-Regelkreis
(19, 25) abgeschaltet wird (SW4 schaltet um),
wobei mit der Abschaltung des Motordrehzahl-Regelkreises
(19, 25) die Drehmoment-Führungsgröße (T*)
auf den Motorfluß-Regelkreis (35, 41) gelangt
(Umschaltung SW4) und dieser einen der Drehmoment-Führungsgröße
(T*) entsprechenden Einstellwert
an seinem Ausgang einnimmt.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Umformer neben dem einen Zweig (Masterkanal) einen weiteren
Zweig (Slavekanal) aufweist, der ebenfalls
einen quellenseitigen und einen lastseitigen Stromrichter (1′, 2′)
enthält und daß der vom Umformer zum Motor (9) gelieferte
Strom die Summe der Ströme beider Zweige ist.
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