JP2645049B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、誘導電動機を一定周波数電源からこれと同
期状態にある可変周波数電源へと切換え、可変周波数電
源の周波数を調節することにより誘導電動機の回転速度
と目標値との偏差すなわち速度偏差を零とするようにベ
クトル制御方式により速度制御系を介して速度制御する
誘導電動機の制御装置に関する。
期状態にある可変周波数電源へと切換え、可変周波数電
源の周波数を調節することにより誘導電動機の回転速度
と目標値との偏差すなわち速度偏差を零とするようにベ
クトル制御方式により速度制御系を介して速度制御する
誘導電動機の制御装置に関する。
（従来の技術） 交流電動機を商用電源のような一定周波数電源（以
下、商用電源という）での運転中に、周波数変換器のよ
うな可変周波数電源（以下、周波数変換器という）の出
力電圧を商用電源と同一の電圧、同一の位相に合わせた
上で交流電動機に接続し、しかる後に商用電源を交流電
動機から切り離して、周波数変換器単独で交流電動機を
駆動するような切換え方式を商用同期解列（以下、単に
解列ともいう）と呼ぶ。交流電動機を周波数変換器で可
変速駆動し、商用電源と切換える方式には、一度電動機
の電源を瞬断した後に切換える方式や、リアクトルを介
して切換え時の過大電流を抑制する方式等、多くの方式
があるが、前述の周波数変換器と商用電源の電圧を同期
状態で切換える同期切換方式は、切換え時のショックト
ルクや過大な切換え電流の発生しない優れた切換え方式
である。
下、商用電源という）での運転中に、周波数変換器のよ
うな可変周波数電源（以下、周波数変換器という）の出
力電圧を商用電源と同一の電圧、同一の位相に合わせた
上で交流電動機に接続し、しかる後に商用電源を交流電
動機から切り離して、周波数変換器単独で交流電動機を
駆動するような切換え方式を商用同期解列（以下、単に
解列ともいう）と呼ぶ。交流電動機を周波数変換器で可
変速駆動し、商用電源と切換える方式には、一度電動機
の電源を瞬断した後に切換える方式や、リアクトルを介
して切換え時の過大電流を抑制する方式等、多くの方式
があるが、前述の周波数変換器と商用電源の電圧を同期
状態で切換える同期切換方式は、切換え時のショックト
ルクや過大な切換え電流の発生しない優れた切換え方式
である。
しかし、誘導電動機を同期切換えする場合、技術的に
いくつかの課題がある。そのひとつは、誘導電動機には
すべりがあるため、一定周波数の商用電源で駆動されて
いる場合でも負荷の大小により回転速度が異なることで
ある。このため前記解列を行う周波数変換器は回転速度
ではなく周波数を制御するV/F制御を採用したものが広
く用いられてきた。
いくつかの課題がある。そのひとつは、誘導電動機には
すべりがあるため、一定周波数の商用電源で駆動されて
いる場合でも負荷の大小により回転速度が異なることで
ある。このため前記解列を行う周波数変換器は回転速度
ではなく周波数を制御するV/F制御を採用したものが広
く用いられてきた。
第６図に誘導電動機を周波数制御（V/F制御）により
解列を行なう場合の従来からある制御装置の構成例を示
す。ここでは可変周波数電源として電流型インバータを
用いる場合を例にとって説明する。第６図において、誘
導電動機１は、一方で商用電源PSにより開閉器14を介し
て運転可能であり、他方では商用電源PSから受電する可
制御整流器２、平滑用直流リアクトル３および電流型イ
ンバータ４により開閉器15を介して運転可能である。整
流器２は、電圧基準VREFと計器用変圧器42を介して検出
されるインバータ４の出力電圧Ｖを比較してその偏差を
零とするような電流基準IREFを出力する電圧制御回路
５、この電流基準IREFと変流器40および整流回路41によ
って検出される負荷電流Ｉとを比較してその偏差を零と
するような位相基準ｐを出力する電流制御回路６、およ
びこの位相ｐをもとに位相制御する位相制御回路７によ
って制御される。インバータ４は、周波数基準FREF（電
圧基準VREFに応じて求められる）をもとにインバータ４
の運転周波数ｆに対応する出力信号6fを出力する周波数
制御回路８、および周波数制御回路８の出力信号6fをも
とにインバータ４の各サイリスタゲート信号を分配して
インバータ出力電流位相θＩを決定するリングカウンタ
９によって制御される。商用電源（運転時）の力率PFが
変流器43の助けを借りて力率検出回路10によって検出さ
れ、この力率PFとインバータ出力電流位相θＩからイン
バータ出力電圧位相θＶを電圧位相演算回路11によって
求める。さらに計器用変圧器44を介して得た商用電源位
相θPSと出力電圧位相θＶとを位相比較回路12で比較
し、位相誤差信号Δθを得る。この位相誤差信号Δθを
ローパスフィルタ13に通して周波数補正信号ΔＦを形成
し、これを周波数制御回路８に導入する。
解列を行なう場合の従来からある制御装置の構成例を示
す。ここでは可変周波数電源として電流型インバータを
用いる場合を例にとって説明する。第６図において、誘
導電動機１は、一方で商用電源PSにより開閉器14を介し
て運転可能であり、他方では商用電源PSから受電する可
制御整流器２、平滑用直流リアクトル３および電流型イ
ンバータ４により開閉器15を介して運転可能である。整
流器２は、電圧基準VREFと計器用変圧器42を介して検出
されるインバータ４の出力電圧Ｖを比較してその偏差を
零とするような電流基準IREFを出力する電圧制御回路
５、この電流基準IREFと変流器40および整流回路41によ
って検出される負荷電流Ｉとを比較してその偏差を零と
するような位相基準ｐを出力する電流制御回路６、およ
びこの位相ｐをもとに位相制御する位相制御回路７によ
って制御される。インバータ４は、周波数基準FREF（電
圧基準VREFに応じて求められる）をもとにインバータ４
の運転周波数ｆに対応する出力信号6fを出力する周波数
制御回路８、および周波数制御回路８の出力信号6fをも
とにインバータ４の各サイリスタゲート信号を分配して
インバータ出力電流位相θＩを決定するリングカウンタ
９によって制御される。商用電源（運転時）の力率PFが
変流器43の助けを借りて力率検出回路10によって検出さ
れ、この力率PFとインバータ出力電流位相θＩからイン
バータ出力電圧位相θＶを電圧位相演算回路11によって
求める。さらに計器用変圧器44を介して得た商用電源位
相θPSと出力電圧位相θＶとを位相比較回路12で比較
し、位相誤差信号Δθを得る。この位相誤差信号Δθを
ローパスフィルタ13に通して周波数補正信号ΔＦを形成
し、これを周波数制御回路８に導入する。
第６図のように構成された制御装置による誘導電動機
の可変速制御技術は公知のため説明は省き、解列時の動
作を以下説明する。まず商用電源側開閉器14が閉じられ
て商用電源PSにより誘導電動機１が一定周波数で運転さ
れている。この状態で商用電源PSの力率PFを力率検出回
路10により検出し、インバータ出力電流位相θＩと加算
して力率PFだけ位相の進んだ出力電圧位相θＶを演算に
より求める。この出力電圧位相θＶと商用電源位相θPS
との誤差に相当する位相誤差信号Δθをローパスフィル
タ13を通して周波数補正信号ΔＦとして周波数制御回路
８に入力する。周波数制御回路８は周波数基準FREFと周
波数補正信号ΔＦとを加算してインバータ４の運転周波
数ｆを決定する。このように構成すると、周波数制御回
路８、リングカウンタ９、電圧位相演算回路11、位相比
較回路12、ローパスフィルタ13はフェーズロックドルー
プ（PLL）を形成し、位相誤差（Δθ）が零となるよう
にインバータ４の周波数ｆを調整する。つまり商用電源
位相θPSとインバータ出力電圧位相θＶとが一致するよ
うに制御動作する。インバータ４には商用電圧位相θPS
に対し、力率PFだけ遅れた位相でゲートパルスが与えら
れる。この状態でインバータ側開閉器15を閉路してイン
バータ４の通電を開始し、次に商用電源側開閉器14を開
路して解列動作を完了する。
の可変速制御技術は公知のため説明は省き、解列時の動
作を以下説明する。まず商用電源側開閉器14が閉じられ
て商用電源PSにより誘導電動機１が一定周波数で運転さ
れている。この状態で商用電源PSの力率PFを力率検出回
路10により検出し、インバータ出力電流位相θＩと加算
して力率PFだけ位相の進んだ出力電圧位相θＶを演算に
より求める。この出力電圧位相θＶと商用電源位相θPS
との誤差に相当する位相誤差信号Δθをローパスフィル
タ13を通して周波数補正信号ΔＦとして周波数制御回路
８に入力する。周波数制御回路８は周波数基準FREFと周
波数補正信号ΔＦとを加算してインバータ４の運転周波
数ｆを決定する。このように構成すると、周波数制御回
路８、リングカウンタ９、電圧位相演算回路11、位相比
較回路12、ローパスフィルタ13はフェーズロックドルー
プ（PLL）を形成し、位相誤差（Δθ）が零となるよう
にインバータ４の周波数ｆを調整する。つまり商用電源
位相θPSとインバータ出力電圧位相θＶとが一致するよ
うに制御動作する。インバータ４には商用電圧位相θPS
に対し、力率PFだけ遅れた位相でゲートパルスが与えら
れる。この状態でインバータ側開閉器15を閉路してイン
バータ４の通電を開始し、次に商用電源側開閉器14を開
路して解列動作を完了する。
（発明が解除しようとする課題） 上記従来方式においては、インバータの出力周波数を
制御する方式であるため誘導機の回転速度を高い精度で
制御することは不可能である。また、周波数をオープン
ループで制御しているため、加減速や負荷変動に際して
不安定になりやすかった。さらに、この不安定さのため
に商用電源との切換えの際、安定に切換えることが難し
かった。
制御する方式であるため誘導機の回転速度を高い精度で
制御することは不可能である。また、周波数をオープン
ループで制御しているため、加減速や負荷変動に際して
不安定になりやすかった。さらに、この不安定さのため
に商用電源との切換えの際、安定に切換えることが難し
かった。
本発明はこれらの問題点を解決するため、安定に加減
速や解列のできる誘導電動機の制御装置を提供すること
を目的とする。
速や解列のできる誘導電動機の制御装置を提供すること
を目的とする。
（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために本発明による誘導電動機の
制御装置は、可変周波数の交流電力を出力する電流形イ
ンバータと、誘導電動機を電流形インバータの出力端ま
たは商用電源に接続する開閉手段と、速度基準と誘導電
動機の速度検出値の差として得られる速度偏差からトル
ク電流基準を求め、このトルク電流基準と励磁電流基準
とから一次電流基準および位相角を求め、トルク電流基
準と誘導電動機の磁束検出値とからすべり角を求め、こ
のすべり角と誘導電動機の回転子位置検出値とから磁束
位相を求め、この磁束位相と位相角とから一次電流位相
を求め、電流形インバータから出力される交流電流を一
次電流基準と一次電流位相に基づいて制御する制御手段
と、誘導電動機が商用電源により駆動されているとき、
磁束位相から誘導電動機の電圧位相を求め、この電圧位
相と商用電源の電圧位相との差として得られる位相偏差
をゼロとするようにトルク電流基準を補正する電圧位相
比較手段とを備え、位相偏差がほぼゼロになったとき、
商用電源で駆動されている誘導電動機を、開閉手段を介
して電流形インバータによる駆動へ切換えることを特徴
とする。
制御装置は、可変周波数の交流電力を出力する電流形イ
ンバータと、誘導電動機を電流形インバータの出力端ま
たは商用電源に接続する開閉手段と、速度基準と誘導電
動機の速度検出値の差として得られる速度偏差からトル
ク電流基準を求め、このトルク電流基準と励磁電流基準
とから一次電流基準および位相角を求め、トルク電流基
準と誘導電動機の磁束検出値とからすべり角を求め、こ
のすべり角と誘導電動機の回転子位置検出値とから磁束
位相を求め、この磁束位相と位相角とから一次電流位相
を求め、電流形インバータから出力される交流電流を一
次電流基準と一次電流位相に基づいて制御する制御手段
と、誘導電動機が商用電源により駆動されているとき、
磁束位相から誘導電動機の電圧位相を求め、この電圧位
相と商用電源の電圧位相との差として得られる位相偏差
をゼロとするようにトルク電流基準を補正する電圧位相
比較手段とを備え、位相偏差がほぼゼロになったとき、
商用電源で駆動されている誘導電動機を、開閉手段を介
して電流形インバータによる駆動へ切換えることを特徴
とする。
（作 用） 上記制御装置においては、解列時の電圧位相合せを、
速度制御系を用いてクローズドループすなわちフェーズ
ロックドループを構成することにより、解列後の速度制
御への移行をショックレスにスムースに行うことが可能
になる。
速度制御系を用いてクローズドループすなわちフェーズ
ロックドループを構成することにより、解列後の速度制
御への移行をショックレスにスムースに行うことが可能
になる。
（実施例） 以下、第１図を参照して本発明をさらに詳細に説明す
る。
る。
第１図において、符号１〜４および14,15で示す主回
路部分、並びに符号6,7で示す制御回路部分は、すでに
述べた第６図のものと同一であり、それらの個々の説明
は省略する。商用同期解列を行なう場合を中心として以
下説明する。速度検出器16により誘導電動機１の回転速
度ωｒを検出し、これを速度設定回路Ｍにより設定され
た速度基準ωｒ ＊と比較し、両者の偏差として速度偏差
Δωｒを算出する。速度制御回路19により、この速度偏
差Δωｒが零（Δωｒ＝０）になるように、一次電流の
トルク電流成分i1qの制御を行なう。他方、誘導電動機
１の磁束Φは、磁束検出回路23により直接検出するか、
又は誘導電動機１の電圧、電流等から演算により求めら
れる。この磁束Φと磁束基準演算回路21により設定され
る磁束基準Φ＊とを比較し、その偏差すなわち磁束偏差
が零になるように磁束制御回路22により一次電流の励磁
電電流成分i1dが制御される。トルク電流成分i1qと励磁
電流成分i1dとから電流基準演算回路20は一次電流基準I
1 ＊を求める。電流制御回路６はこの一次電流基準I1 ＊
と検出された一次電流I1とを比較制御し、すでに述べた
ように位相制御回路７に対して位相基準ｐを与える。位
相制御回路７は整流器に点孤信号αを与え、最終的に誘
導電動機１の一次電流I1の振幅が制御される。トルク電
流成分i1qと励磁電流成分i1dとから位相角演算回路24に
より誘導電動機１の磁束Φと一次電流I1との位相角θ01
を算出する。また、磁束Φとトルク電流成分i1qとから
すべり角演算回路25がすべり角θＳを算出する。回転子
位置演算回路26は回転速度ωｒを積分し、ロータ位置角
θｒを算出する。すべり角θＳとロータ位置角θｒとか
ら磁束位相演算回路27が磁束位相θ０を算出する。一次
電流位相演算回路28は磁束位相θ０および位相角θ01か
ら一次電流の位相θ１を求め、これをインバータ４に与
え、最終的に誘導電動機１の一次電流の位相θ１が制御
される。このようにして整流器２とインバータ４により
誘導電動機１の一次電流ベクトルが制御される。
路部分、並びに符号6,7で示す制御回路部分は、すでに
述べた第６図のものと同一であり、それらの個々の説明
は省略する。商用同期解列を行なう場合を中心として以
下説明する。速度検出器16により誘導電動機１の回転速
度ωｒを検出し、これを速度設定回路Ｍにより設定され
た速度基準ωｒ ＊と比較し、両者の偏差として速度偏差
Δωｒを算出する。速度制御回路19により、この速度偏
差Δωｒが零（Δωｒ＝０）になるように、一次電流の
トルク電流成分i1qの制御を行なう。他方、誘導電動機
１の磁束Φは、磁束検出回路23により直接検出するか、
又は誘導電動機１の電圧、電流等から演算により求めら
れる。この磁束Φと磁束基準演算回路21により設定され
る磁束基準Φ＊とを比較し、その偏差すなわち磁束偏差
が零になるように磁束制御回路22により一次電流の励磁
電電流成分i1dが制御される。トルク電流成分i1qと励磁
電流成分i1dとから電流基準演算回路20は一次電流基準I
1 ＊を求める。電流制御回路６はこの一次電流基準I1 ＊
と検出された一次電流I1とを比較制御し、すでに述べた
ように位相制御回路７に対して位相基準ｐを与える。位
相制御回路７は整流器に点孤信号αを与え、最終的に誘
導電動機１の一次電流I1の振幅が制御される。トルク電
流成分i1qと励磁電流成分i1dとから位相角演算回路24に
より誘導電動機１の磁束Φと一次電流I1との位相角θ01
を算出する。また、磁束Φとトルク電流成分i1qとから
すべり角演算回路25がすべり角θＳを算出する。回転子
位置演算回路26は回転速度ωｒを積分し、ロータ位置角
θｒを算出する。すべり角θＳとロータ位置角θｒとか
ら磁束位相演算回路27が磁束位相θ０を算出する。一次
電流位相演算回路28は磁束位相θ０および位相角θ01か
ら一次電流の位相θ１を求め、これをインバータ４に与
え、最終的に誘導電動機１の一次電流の位相θ１が制御
される。このようにして整流器２とインバータ４により
誘導電動機１の一次電流ベクトルが制御される。
いま商用電源側開閉器14が閉となった状態で誘導電動
機１は商用電源PSにより運転されているものとする。こ
のとき商用電源位相θPSを検知し、これを磁束位相θ０
から電圧位相演算回路29を通して求めた電圧位相θＶと
比較し、位相比較回路12により商用電源電圧位相θPSと
インバータ出力電圧位相θＶとの偏差Δθを算出する。
偏差切換回路18は同期解列時、速度制御回路19の入力を
速度偏差Δωｒから電圧位相偏差Δθに切換える。この
ように構成すると、位相比較回路12、速度制御回路19、
すべり角演算回路25、磁束位相演算回路27、および電圧
位相演算回路29の部分でフェーズロックドループすなわ
ちPLLループを構成し、インバータ出力電圧位相θＶが
商用電源電圧位相θPSと一致するように動作する。この
状態でインバータ側開閉器15を閉としてインバータ４の
通電を行ない、商用電源側開閉器14を開とし、偏差切換
回路18を電圧位相偏差Δθから速度偏差Δωｒに切換え
れば、これで商用同期解列が完了し、以降インバータ４
により速度制御が可能となる。
機１は商用電源PSにより運転されているものとする。こ
のとき商用電源位相θPSを検知し、これを磁束位相θ０
から電圧位相演算回路29を通して求めた電圧位相θＶと
比較し、位相比較回路12により商用電源電圧位相θPSと
インバータ出力電圧位相θＶとの偏差Δθを算出する。
偏差切換回路18は同期解列時、速度制御回路19の入力を
速度偏差Δωｒから電圧位相偏差Δθに切換える。この
ように構成すると、位相比較回路12、速度制御回路19、
すべり角演算回路25、磁束位相演算回路27、および電圧
位相演算回路29の部分でフェーズロックドループすなわ
ちPLLループを構成し、インバータ出力電圧位相θＶが
商用電源電圧位相θPSと一致するように動作する。この
状態でインバータ側開閉器15を閉としてインバータ４の
通電を行ない、商用電源側開閉器14を開とし、偏差切換
回路18を電圧位相偏差Δθから速度偏差Δωｒに切換え
れば、これで商用同期解列が完了し、以降インバータ４
により速度制御が可能となる。
PLLループを構成する際、速度制御回路19は角度偏差
Δθに対するフィルタとして機能するが、速度制御系と
は伝達関数が異なるため、同一の比例・積分ゲインでは
不適当な場合が発生する。このため第２図に示すよう
に、商用同期解列時には偏差切換回路18によって速度偏
差Δωｒと電圧位相偏差Δθとを切換えるのみでなく、
それに連動して速度制御回路19の比例ゲイン、積分ゲイ
ンも変更して最適値となるようにすることができる。
Δθに対するフィルタとして機能するが、速度制御系と
は伝達関数が異なるため、同一の比例・積分ゲインでは
不適当な場合が発生する。このため第２図に示すよう
に、商用同期解列時には偏差切換回路18によって速度偏
差Δωｒと電圧位相偏差Δθとを切換えるのみでなく、
それに連動して速度制御回路19の比例ゲイン、積分ゲイ
ンも変更して最適値となるようにすることができる。
また商用同期解列が完了し、偏差切換回路18を速度偏
差Δωｒに切換えた際、もし速度基準ωｒ ＊と速度ωｒ
とに差が有ると誘導電動機１は速度基準ωｒ ＊に達する
まで急加速または急減速をすることになる。このような
運転は電動機にとっても負荷となっている機械にとって
も好ましくない。この対策として第３図に示すように、
速度基準設定回路17の出力側に加減速率を制限する加減
速レート回路30を挿入し、かつ速度基準ωｒ ＊を商用同
期切換中は速度基準切換回路31により検出速度ωｒに切
換えておく。これにより速度偏差Δωｒは解列中零とな
る。解列完了後、偏差切換回路18によって速度偏差Δω
ｒに切換わった際、速度基準切換回路31も同時に本来の
速度基準ωｒ ＊に切換えて、加減速レート回路30により
制限された加減速率でゆっくり目標速度に達するように
することができる。
差Δωｒに切換えた際、もし速度基準ωｒ ＊と速度ωｒ
とに差が有ると誘導電動機１は速度基準ωｒ ＊に達する
まで急加速または急減速をすることになる。このような
運転は電動機にとっても負荷となっている機械にとって
も好ましくない。この対策として第３図に示すように、
速度基準設定回路17の出力側に加減速率を制限する加減
速レート回路30を挿入し、かつ速度基準ωｒ ＊を商用同
期切換中は速度基準切換回路31により検出速度ωｒに切
換えておく。これにより速度偏差Δωｒは解列中零とな
る。解列完了後、偏差切換回路18によって速度偏差Δω
ｒに切換わった際、速度基準切換回路31も同時に本来の
速度基準ωｒ ＊に切換えて、加減速レート回路30により
制限された加減速率でゆっくり目標速度に達するように
することができる。
次に本発明の異なる差の実施例を第４図に示す。第４
図において第１図と同一の構成要素部分についてはその
説明を省略する。第１図と異なる点は、商用電源電圧位
相ΔθPSとインバータ出力電圧位相θＶとの位相偏差Δ
θを、速度制御回路19に入力せずローパスフィルタ13を
通した後トルク電流成分i1qとして速度制御回路19から
出力されるトルク電流成分i1qと切換えて使用する点に
ある。トルク電流成分切換回路32は商用同期解列中はロ
ーパスフィルタ13の出力i1q′をトルク電流成分として
使用し、解列完了後、速度制御回路19から出力されるト
ルク電流成分i1qと切換えることによって速度制御を開
始する。この場合、第５図に示すように、速度制御中の
速度制御回路19と、同期解列中のローパスフィルタ13と
は別にゲイン設定を行なうことが可能であるため、第２
図のようなゲイン切換えの必要性はない。
図において第１図と同一の構成要素部分についてはその
説明を省略する。第１図と異なる点は、商用電源電圧位
相ΔθPSとインバータ出力電圧位相θＶとの位相偏差Δ
θを、速度制御回路19に入力せずローパスフィルタ13を
通した後トルク電流成分i1qとして速度制御回路19から
出力されるトルク電流成分i1qと切換えて使用する点に
ある。トルク電流成分切換回路32は商用同期解列中はロ
ーパスフィルタ13の出力i1q′をトルク電流成分として
使用し、解列完了後、速度制御回路19から出力されるト
ルク電流成分i1qと切換えることによって速度制御を開
始する。この場合、第５図に示すように、速度制御中の
速度制御回路19と、同期解列中のローパスフィルタ13と
は別にゲイン設定を行なうことが可能であるため、第２
図のようなゲイン切換えの必要性はない。
以上の説明では制御装置の構成例として電流形インバ
ータの一例について説明したが、本発明はこれに限定さ
れるものではなく、誘導電動機の一次電流の周波数およ
び位相と振幅を制御し得る変換器なら、その形式・種類
を問わない。
ータの一例について説明したが、本発明はこれに限定さ
れるものではなく、誘導電動機の一次電流の周波数およ
び位相と振幅を制御し得る変換器なら、その形式・種類
を問わない。
以上述べたように本発明によれば誘導電動機を速度制
御し高い速度精度を維持しながら、解列時に制御装置の
出力電圧を商用電源電圧に同期して安定に切換えること
が可能となる。
御し高い速度精度を維持しながら、解列時に制御装置の
出力電圧を商用電源電圧に同期して安定に切換えること
が可能となる。
第１図は本発明を実施する装置の一例を示すブロック
図、第２図、第３図はそれぞれ第１図の装置に対する要
部の変形例を示す回路構成図、第４図は本発明の他の実
施例を示すブロック図、第５図は第４図の装置に対する
実施態様を示す回路構成図、第６図は従来の制御装置の
ブロック図である。 PS……商用電源、１……誘導電動機、２……整流器、３
……直流リアクトル、４……インバータ、６……電流制
御回路、７……位相制御回路、12……位相比較回路、13
……ローパスフィルタ、14……商用電源側開閉器、15…
…インバータ側開閉器、16……速度検出器、17……速度
基準設定回路、18……偏差切換回路、19……速度制御回
路、20……電流基準演算回路、21……磁束基準演算回
路、22……磁束制御回路、23……磁束検出回路、24……
位相角演算回路、25……すべり角演算回路、26……回転
子位置演算回路、27……磁束位相演算回路、28……一次
電流位相演算回路、29……電圧位相演算回路。
図、第２図、第３図はそれぞれ第１図の装置に対する要
部の変形例を示す回路構成図、第４図は本発明の他の実
施例を示すブロック図、第５図は第４図の装置に対する
実施態様を示す回路構成図、第６図は従来の制御装置の
ブロック図である。 PS……商用電源、１……誘導電動機、２……整流器、３
……直流リアクトル、４……インバータ、６……電流制
御回路、７……位相制御回路、12……位相比較回路、13
……ローパスフィルタ、14……商用電源側開閉器、15…
…インバータ側開閉器、16……速度検出器、17……速度
基準設定回路、18……偏差切換回路、19……速度制御回
路、20……電流基準演算回路、21……磁束基準演算回
路、22……磁束制御回路、23……磁束検出回路、24……
位相角演算回路、25……すべり角演算回路、26……回転
子位置演算回路、27……磁束位相演算回路、28……一次
電流位相演算回路、29……電圧位相演算回路。
Claims (4)
- 【請求項１】可変周波数の交流電力を出力する電流形イ
ンバータと、誘導電動機を前記電流形インバータの出力
端または商用電源に接続する開閉手段と、速度基準と前
記誘導電動機の速度検出値の差として得られる速度偏差
からトルク電流基準を求め、このトルク電流基準と励磁
電流基準とから一次電流基準および位相角を求め、前記
トルク電流基準と前記誘導電動機の磁束検出値とからす
べり角を求め、このすべり角と前記誘導電動機の回転子
位置検出値とから磁束位相を求め、この磁束位相と前記
位相角とから一次電流位相を求め、前記電流形インバー
タから出力される交流電流を前記一次電流基準と一次電
流位相に基づいて制御する制御手段と、前記誘導電動機
が前記商用電源により駆動されているとき、前記磁束位
相から前記誘導電動機の電圧位相を求め、この電圧位相
と前記商用電源の電圧位相との差として得られる位相偏
差をゼロとするように前記トルク電流基準を補正する電
圧位相比較手段とを備え、前記位相偏差がほぼゼロにな
ったとき、商用電源で駆動されている誘導電動機を、前
記開閉手段を介して電流形インバータによる駆動へ切換
えることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の誘導電動機の制御装置に
おいて、前記制御手段は、速度基準と前記誘導電動機の
速度検出値との差として得られる速度偏差からトルク電
流基準を求める速度制御部を備え、前記電圧位相比較手
段は前記誘導電動機が前記商用電源により駆動されてい
るとき、前記速度制御部の入力を前記位相偏差に切換え
るとともに、前記速度制御部の伝達特性を変更する手段
を備え、誘導電動機が商用電源により駆動されていると
き、前記位相偏差によりトルク電流基準を補正すること
を特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項３】請求項２に記載の誘導電動機の制御装置に
おいて、前記制御手段は、速度基準の変化率を制限する
加減速率制限部と、前記誘導電動機が前記商用電源によ
り駆動されているとき、前記加減速率制限部の入力を前
記速度基準から前記誘導電動機の速度検出値に切換える
手段を備え、誘導電動機が商用電源により駆動されてい
るとき、前記加減速率制限部の出力を速度検出値に追従
させることを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項４】請求項１に記載の誘導電動機の制御装置に
おいて、前記制御手段は、前記トルク電流基準と前記誘
導電動機の磁束検出値とからすべり角を求めるすべり角
演算部を備え、前記誘導電動機が前記商用電源により駆
動されているとき、前記位相差をローパスフィルタを介
して出力し、その出力信号を前記トルク電流基準として
前記すべり角演算部に入力する手段を備え、誘導電動機
が商用電源により駆動されているとき、演算で求める誘
導電動機の電圧位相を商用電源の電圧位相と一致させる
ことを特徴とする誘導電動機の制御装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63000209A JP2645049B2 (ja) | 1988-01-04 | 1988-01-04 | 誘導電動機の制御装置 |
| KR1019880012355A KR920001676B1 (ko) | 1987-09-24 | 1988-09-23 | 유도전동기의 제어시스템 |
| EP88115737A EP0308974B1 (en) | 1987-09-24 | 1988-09-23 | Induction motor control system |
| DE3887241T DE3887241T2 (de) | 1987-09-24 | 1988-09-23 | Induktionsmotorregelsystem. |
| US07/873,711 US5212438A (en) | 1987-09-24 | 1992-04-22 | Induction motor control system |
| US08/042,405 US5387855A (en) | 1987-09-24 | 1993-04-02 | Induction motor control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63000209A JP2645049B2 (ja) | 1988-01-04 | 1988-01-04 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01177895A JPH01177895A (ja) | 1989-07-14 |
| JP2645049B2 true JP2645049B2 (ja) | 1997-08-25 |
Family
ID=11467577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63000209A Expired - Fee Related JP2645049B2 (ja) | 1987-09-24 | 1988-01-04 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2645049B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2804035B2 (ja) | 1988-01-20 | 1998-09-24 | 株式会社東芝 | 誘導機の制御装置 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103219943B (zh) * | 2013-04-15 | 2016-02-24 | 上海南征电子电气成套有限公司 | 高频igbt转子变频器调速系统 |
| CN111052583B (zh) | 2017-09-08 | 2023-05-02 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5740394A (en) * | 1980-08-22 | 1982-03-05 | Mitsubishi Electric Corp | Voltage type inverter controller |
| US4587474A (en) * | 1984-07-02 | 1986-05-06 | General Electric Company | Control for bumpless transfer of an AC motor between a solid-state inverter and a supply mains |
-
1988
- 1988-01-04 JP JP63000209A patent/JP2645049B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2804035B2 (ja) | 1988-01-20 | 1998-09-24 | 株式会社東芝 | 誘導機の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01177895A (ja) | 1989-07-14 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |