DE3446001A1 - Integrierte halbleiterschaltung - Google Patents

Integrierte halbleiterschaltung

Info

Publication number
DE3446001A1
DE3446001A1 DE19843446001 DE3446001A DE3446001A1 DE 3446001 A1 DE3446001 A1 DE 3446001A1 DE 19843446001 DE19843446001 DE 19843446001 DE 3446001 A DE3446001 A DE 3446001A DE 3446001 A1 DE3446001 A1 DE 3446001A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
circuit
voltage source
resistor
collector
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE19843446001
Other languages
English (en)
Other versions
DE3446001C2 (de
Inventor
Takashi Fukaya Saitama Koga
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP23866983A external-priority patent/JPS60130166A/ja
Priority claimed from JP58238670A external-priority patent/JPS60130206A/ja
Application filed by Toshiba Corp filed Critical Toshiba Corp
Publication of DE3446001A1 publication Critical patent/DE3446001A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE3446001C2 publication Critical patent/DE3446001C2/de
Granted legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/70—Bipolar devices
    • H01L29/72—Transistor-type devices, i.e. able to continuously respond to applied control signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45197—Pl types
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
    • H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
    • H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/4508—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using bipolar transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45098—PI types

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Ceramic Engineering (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Bipolar Integrated Circuits (AREA)

Description

/. .'3COI
Beschreibung
Die Erfindung betrifft eine integrierte Halbleiterschaltung, insbesondere eine solche Halbleiterschaltung, die Vertikal-PNP-Transistoren verwendet.
Im allgemeinen werden in einer bipolaren integrierten Schaltung NPN-Transistoren verwendet. Daher wird ein pleitendes Siliziumsubstrat verwendet. Beim Entwurf der Schaltung jedoch kommt es häufig vor, daß PNP-Transistoren benötigt werden. Um derartige PNP-Transistoren auf einem ρ·*-leitenden Siliziumsubstrat zu bilden, werden verschiedene Arten von PNP-Transistoren entworfen. In den vergangenen Jahren haben Vertikal-PNP-Transistoren, deren Aufbau in Fig. 1A gezeigt ist, weite Verbreitung gefunden. Zur Bildung eines solchen Typs von PNP-Transistoren wird auf dem p-leitenden Siliziumsubstrat eine vergrabene η -leitende Schicht gebildet, die als lokales n-leitendes SiIiziumsubstrat dient. Auf dieser vergrabenen Schicht werden gemäß Fig. 1A eine Kollektorzone (p-leitend), eine Basiszone (η-leitend) und eine Emitterzone (p-leitend) in der genannten Reihenfolge gebildet. In dem Vertikal-PNP-Transistor wird zwischen der ρ -Zone, die den Kollektor bildet, und dem η-leitenden Substrat (der η -leitenden vergrabenen Schicht) eine parasitäre Diode gebildet, wobei die ρ -leitende Zone und die vergrabene Schicht einen übergang bilden. Um diese parasitäre Diode in Sperrichtung vorzuspannen, wird das η-leitende Substrat an eine Spannungsquelle gelegt. Da sowohl die ρ -Zone als auch das η-leitende Substrat eine hohe Dotierstoffdichte aufweisen und die Verarmungszone mithin sehr schmal ist, besitzt die parasitäre Diode eine große Sperrschichtkapazität.
Gleichstrommäßig entstehen hinsichtlich der Ausgangsimpe-
1/2
344G0U1
danz des Kollektors des Vertikal-PNP-Transistors keine Probleme, da die parasitäre Diode nicht-leitend gemacht wird. Wechselstrommäßig jedoch entsteht ein Problem insofern, als mit dem Ansteigen der Frequenz des Eingangssignals die Ausgangsimpedanz aufgrund der großen Sperrschichtkapazität der parasitären Diode abnimmt. Wird der
Ή*
Vertikal-PNP-Transistor als Verstärkungstransistor eingesetzt, ist die Sperrschichtkapazität parallel zu einem Lastwiderstand zwischen dem Kollektor des Transistors und Masse geschaltet. Wenn daher die Frequenz eines Eingangssignals ansteigt, nimmt die Lastimpedanz ab. Demzufolge verschlechtert sich der Frequenzgang der Verstärkung spürbar. In anderen Worten: Derjenige Abschnitt, wo die Frequenzkennlinie flach verläuft, wird schmal.
Auch in demjenigen Fall, daß ein Differentialverstärker aus Vertikal-PNP-Transistoren besteht, wird der Frequenzgang des Verstärkers durch parasitäre Dioden beeinträchtigt. In der Differentialverstärkerschaltung werden ein Paar Differential-Transistoren, die jeweils aus einem Vertikal-PNP-Transistor bestehen, und ein Paar Konstantstromquellen-Transistoren, die ebenfalls jeweils aus einem Vertikal-PNP-Transistor bestehen, verwendet, so daß sich ein komplizierter Schaltungsaufbau ergibt. Daher beeinflüssen parasitäre Dioden in starkem Maß den Frequenzgang der Differentialschaltung. In der Frequenzkennlinie ergibt sich eine Welligkeit. Die Welligkeit des Frequenzgangs verursacht im Ausgangssignal der Schaltung eine WeI-lenformverschlechterung in Form des sogenannten "ringing" (eine abklingende Schwingung). Die Welligkeit der Frequenzkennlinie ist zurückzuführen auf eine Integrationszeitkonstante, die mitbestimmt wird durch eine parasitäre Diode, die an eine Last geschaltet ist, und ist außerdem zurückzuführen auf eine Differenzier-Zeitkonstante, die bestimmt wird durch eine an einen Konstantstrom-Transistor
2/3
geschaltete parasitäre Diode. Die Integrationszeitkonstante hat die Wirkung, die Verstärkung zu verringern, während die Differenzier-Zeitkonstante die Neigung hat, die Verstärkung zu vergrößern.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine integrierte Halbleiterschaltung mit mindestens einem Vertikal-PNP-Transistor, an den eine eine relativ große Sperrschichtkapazität aufweisende parasitäre Diode gekoppelt ist, zu schaffen, deren Frequenzgang im Vergleich zu bekannten Schaltungen verbessert ist.
Außerdem soll die Erfindung eine integrierte Differentialverstärkerschaltung schaffen, die Differential-Transistoren und Konstantstromquellen-Transistoren aufweist, wobei jeder Transistor aus einem Vertikal-PNP-Transistor besteht, an den eine eine relativ große Sperrschichtkapazität aufweisende parasitäre Diode gekoppelt ist. Die Schaltung soll so aufgebaut sein, daß eine Beeinträchtigung des Frequenzgangs der Schaltung aufgrund der Sperrschichtkapazität der jeweiligen parasitären Dioden verhindert wird.
Hierzu schafft die Erfindung eine integrierte Schaltung, die einen Verstärkungstransistor und einen Konstantstromquellen-Transistor aufweist. Beide Transistoren bestehen aus einem Vertikal-PNP-Transistor und sind mit ihren Emitter-Kollektor-Strecken in Vorwärtsrichtung in Reihe an eine Spannungsquelle geschaltet. An den Kollektor des Ver-Stärkungstransistors ist ein Lastwiderstand geschaltet.
Eine eine relativ große Sperrschichtkapazität aufweisende parasitäre Diode ist an jeden Vertikal-PNP-Transistor gekoppelt, so daß ihre Anode am Kollektor des Transistors liegt. Die parasitäre Diode ist mit ihrer Kathode an die Spannungsquelle angeschlossen, so daß sie in Sperrichtung vorgespannt ist. Um zu verhindern, daß sich der Frequenz-
3/4
3U6001
gang der integrierten Schaltung aufgrund der Sperrschichtkapazität der parasitären Diode verschlechtert, liegt zwischen der Kathode der parasitären Diode, die am Kollektor des Konstantstromquellen-Transistors angeschlossen ist, und der Spannungsquelle eine Widerstandsschaltung. Diese Widerstandsschaltung bildet zusammen mit der Sperrschichtkapazität der parasitären Diode eine Differenzierschaltung, deren Zeitkonstante so eingestellt ist, daß sie etwa genauso groß ist wie die Integrier-Zeitkonstante einer Integrierschaltung, welche den Lastwiderstand und die am Kollektor des Verstärkungstransistors liegende parasitäre Diode enthält.
Eine Differentialverstärkerschaltung enthält ein Paar Differentialverstärker-Transistoren und ein Paar Konstantstromquellen-Transistoren zur Einstellung der Differenzier- Zeitkonstanten einer Differenzierschaltung, die gebildet ist durch einen Emitter-Widerstand, der zwischen den Emittern der Differential-Transistoren und parasitären Dioden liegt, die an die Kollektoren der Konstantstromquellen-Transistoren gekoppelt sind, und zwar wird die Differenzier-Zeitkonstante so eingestellt, daß sie etwa genaus groß ist wie die Integrier-Zeitkonstante einer Integrierschaltung, die gebildet wird durch einen Lastwiderstand und eine parasitäre Diode, die an den Kollektor eines der Differential-Transistoren gekoppelt ist. Zwischen den Kathoden der an die Kollektoren der Konstantstromquellen-Transistoren gekoppelten parasitären Dioden und der Spannungsquelle liegt eine Widerstandsschaltung.
Hierdurch werden die Effekte der Differenzier-Zeitkonstanten und der Integrier-Zeitkonstanten auf den Frequenzgang der Differentialverstärkerschaltung aufgehoben, mit dem Ergebnis, daß man einen flachen Verlauf der Frequenzkennlinie erhält.
4/5
■j, ■ - - . - ,.; -J 10
Die vorliegende Erfindung läßt sich auch anwenden auf eine integrierte Schaltung, die nur einen einzelnen Vertikal-PNP-Transistor als Verstärkungstransistor enthält, dessen Kollektor an einen Lastwiderstand angeschlossen ist. Dieser Lastwiderstand bildet zusammen mit einer an den Kollektor des Verstärkungstransistors angeschlossenen parasitären Diode eine Integrierschaltung, die im Hochfrequenzbereich die Frequen2kennlinie absenkt. Erfindungsgemäß liegt zwischen der Kathode der parasitären, Diode und der Spannungsquelle ein Gleichstromübertragungselement, z. B. ein Widerstand dessen Impedanz größer ist als die des Lastwiderstands. Als Ergebnis wird die Sperrschichtkapazität der parasitären Diode vernachlässigbar, so daß der Frequenzgang der Schaltung verbessert wird.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1A den Aufbau eines Vertikal-PNP-Transistors in einer integrierten Schaltung,
Fig. 1B eine dem Stand der Technik entsprechende integrierte Differentialverstärkerschaltung mit PNP-Transistoren,
25
Fig. 2 den Frequenzgang der Schaltung nach Fig. 1B,
Fig. 3 eine integrierte Differentialverstärkerschaltung mit Vertikal-PNP-Transistoren gemäß einer Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 4 den Frequenzgang der Schaltung nach Fig. 3, und
5/6
Fig. 5 und 6 modifizierte Ausführungsbeispiele der
der Erfindung.
Um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, soll zunächst anhand der Fig. 1B eine herkömmliche integrierte Differentialverstärkerschaltung mit PNP-Transistoren beschrieben werden. Vertikal-PNP-Transistoren Q1 und Q2 (Differential-Transistoren), ein Emitter-Widerstand R1 und ein Lastwiderstand R2 bilden einen Differentialverstärkerabschnitt der integrierten Schaltung. Vertikal-PNP-Transistoren Q3 und Q4, Emitter-Widerstände R3 und R4 und eine Gleichstromquelle Vb bilden einen Konstantstromquellen-Abschnitt. Ein von einer Eingangssignalquelle Vi kommendes Differential-Eingangssignal wird an die Basen der Differential-Transistoren Q1 und Q 2 gelegt. Am Kollektor des Transistors Q2 wird ein Ausgangssignal abgenommen. Bei dieser integrierten Differentialverstärkerschaltung sind zwischen den Kollektoren (p-leitenden Zonen) der Transistoren Q2 bis Q4 und den η-leitenden Substraten (der η -leitenden vergrabenen Schicht) ns2 bis ns4 parasitäre Dioden Dn2 bis Dn4 gebildet. Die Kathoden (n-leitendes Substrat) der parasitären Dioden Dn2 bis Dn4 sind üblicherweise zum Zwecke der PN-Übergangs-Sperrung an eine Gleichstromquelle Vcc angeschlossen, so daß diese Dioden in Sperrichtung vorgespannt sind. Tatsächlich ist am Kollektor des Transistors Q1 eine parasitäre Diode gebildet, da dieser Kollektor jedoch auf Masse liegt, hat diese Diode keinen Einfluß auf den Frequenzgang der integrierten Schaltung, so daß diese parasitäre Diode nicht dargestellt ist.
In der oben beschriebenen integrierten Differentialverstärkerschaltung besitzen die parasitären Dioden Dn2 bis Dn4 jeweils eine große Sperrschichtkapazität, so daß die Schaltung nicht die gewünschte Frequenzkennlinie besitzt.
6/7/8
- 2 O ·; -: 1J -j ü i
Ein Beispiel für den Frequenzgang ist in Fig. 2 gezeigt. In Fig. 2 ist eine Abnahme der Verstärkung in einem Bereich "1" zurückzuführen auf eine Integrations-Zeitkonstante, die bestimmt wird durch den Widerstandswert des Lastwiderstands R2, die Sperrschichtkapazität der parasitären Diode Dn2 und die Eingangskapazität Cs der nachfolgenden Stufe. Andererseits wird die Verstärkung in einem Bereich "2" erhöht aufgrund einer Differenzier-Zeitkonstante, die bestimmt wird durch den Widerstands-
■0 wert des Emitter-Widerstands R1 und die jeweiligen Sperrschichtkapazitäten der parasitären Dioden Dn3 und Dn4. Wie oben erwähnt wurde, ergibt sich also eine Welligkeit im Frequenzgang aufgrund der Sperrschichtkapazitäten der parasitären Dioden. Die Welligkeit im Frequenzgang verursacht eine Signalverschlechterung des Ausgangssignals in Form des sogenannten "ringing".
Im folgenden soll in Verbindung mit Fig. 3 eine erfindungsgemäße integrierte Differentialverstärkerschaltung beschrieben werden. Transistoren Q11 bis Q14 sind als Vertikal-PNP-Transistoren ausgebildet. Die Transistoren QI1 und Q12 dienen als Differential-Transistoren und sind mit ihren Emittern über einen Widerstand R11 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q11 ist auf Masse gelegt, während der Kollektor des Transistors Q12 über einen Lastwiderstand R12 geerdet ist. Die Transistoren Q13 und Q14 dienen als Konstantstromquellen-Transistoren und sind mit ihren Kollektoren ah die Emitter der Transistoren Q11 bzw. Q12, mit ihren Emittern über Widerstände R13 bzw.
R14 an eine Gleichspannungsquelle Vcc und mit ihren Basen gemeinsam an eine Gleichspannungsquelle Vb angeschlossen.
Die oben beschriebene integrierte Differentialverstärkerschaltung hat insoweit den gleichen Aufbau wie die be-
8/9
3445001
kannte Schaltung. Erfindungsgemäß sind die Kathoden von parasitären Dioden Dn13 und Dn14, d. h. η-leitende Substrate ns13 und ns14 über in Reihe geschaltete Widerstände R15 und R16 miteinander verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R15 und R16 ist über einen Widerstand R17 an die Spannungsquelle Vcc angeschlossen.
Auf der Emitterseite der Transistoren Q11 und Q12 ist durch die parasiätren Dioden Dn13 und Dn14, die Widerstände R15 und R16 und den Emitterwiderstand R11 eine Differenzierschaltung gebildet, deren Zeitkonstante dadurch einstellbar oder variabel gemacht werden kann, daß man die Widerstandswerte der Widerstände R11, R15 und R16 einstellt bzw. variiert. Andererseits wird eine Integrierschaltung gebildet durch den am Kollektor des Transistors Q12 liegenden Lastwiderstand R12, die parasitäre Diode Dn12 und die Eingangskapazität Cs der nachfolgenden Stufe.
Es sei nun angenommen, die Dioden Dn12, Dn13 und Dn14 besäßen eine gleich große Sperrschichtkapazität Cj und die Widerstände R15 und R16 besäßen einen gleich großen Widerstandswert Ra, und außerdem besäße der Widerstand R17 einen Wert, der ausreichend größer wäre als der Widerstandswert Ra.
25
Die Verstärkung G(ω) der integrierten Differentialverstärkerschaltung nach Fig. 3 läßt sich wie folgt ausdrücken:
1 + Ju)Cj(Ra + ^Re) χ
G(^ = 1 + jiDCjRa ' 1 + jiüCCj + Cs)Ri
9/10
wobei Re der Wert des Widerstands R11 ist, Rl der Wert des Lastwiderstands R12 ist und ω die Kreisfrequenz des Eingangssignals ist.
Wenn die Widerstandswerte Ra, Re und Rl in geeigneter Weise derart bestimmt werden, daß die Differenzier-Zeitkonstante Cj (Ra + Re/2) und die Integrier-Zeitkonstante (Cj +Cs)Rl in Gleichung (1) gleich groß sind, d. h. wenn die Gleichung (2) oder (3) gilt, so besitzt die Ver-Stärkung G(ω) nur die Integrier-Zeitkonstante CjRa gemäß Gleichung (4) .
Cj(Ra + 2Re) = (Cj + Cs)Ri ...(2)
Ra = (1 + Sf)Ri - ^Re ...(3)
Lj /
Der Frequenzgang der Verstärkung G(ω) gemäß Gleichung (4) verläuft flach und enthält keine Welligkeit. Für gewöhnlich gilt Cs « Cj. Daher ergibt sich aus Gleichung (3) die Beziehung Ra < Rl. Vergleicht man den erfindungsgemässen Differentialverstärker mit dem bekannten Differentialverstärker hinsichtlich'der Integrations-Zeitkonstanten ■ so ergibt sich (Cj + Cs)Rl > CjRa. Daher ist der Frequenzgang im hohen Frequenzbereich verbessert in dem Sinne, daß der flache Kennlinienbereich verlängert ist. Der Wert des Widerstands R17 liegt in der Größenordnung von einigen 10 Kiloohm, während die Werte der Widerstände R11, R15 und R16 zwischen einigen 100 Ohm und einigen Kiloohm liegen.
In der integrierten Differentialverstärkerschaltung nach
stante an die Integrier-Zeitkonstante anzupassen, damit die Wirkung der ersteren durch die Wirkung der letzteren aufgehoben wird. Im Ergebnis ergibt sich gemäß Fig. 4 eine verbesserte, flache Frequenzkennlinie. Da außerdem die Integrier-Zeitkonstante klein gemacht werden kann, wird die Frequenzkennlinie der Verstärkung in ihrem Hochfrequenzbereich verbessert. In der Zeichnung bedeutet eine gestrichelte Linie den Frequenzgang der bekannten Differentialverstärkerschaltung, wie er in Fig. 2 gezeigt ist.
Fig. 5 zeigt eine modifizierte Ausführungsform der Erfindung, bei der anstelle der T-Widerstandsschaltung nach Fig. 3 eine ττ-Wider stands schaltung mit Widerständen R18, R19 und R20 vorgesehen ist. Wenn bei dieser modifizierten Ausführungsform der Widerstandswert Rb des Widerstands R18 einen Wert hat, der etwa doppelt so groß ist wie der Viert Ra gemäß Gleichung (2) , und wenn die Widerstände RI9 und R20 auf einen Wert eingestellt werden, der ausreichend größer ist als Rb, so läßt sich der gleiche Vorteil erzielen wie bei der Schaltung nach Fig. 3.
Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen ist die integrierte Differentialverstärkerschaltung so aufgebaut, daß die Differenzier-Zeitkonstante derart eingestellt ist, daß sie etwa genauso groß ist wie die Integrier-Zeitkonstante. Die Flexibilität beim Schaltungsentwurf würde jedoch größer werden, wenn man die Integrier-Zeitkonstante einstellt. Wie beispielsweise in Fig. 6 gezeigt ist, liegt zwischen der Kathode ns12 der parasitären Diode Dn12, die dem Kollektor des Transistors Q12 zugeordnet ist, und der Spannungsquelle Vcc ein Widerstand R21. Wenn in diesem Fall der Widerstand R21 einen Wert Rc hat, der genügend größer ist als der Wert Rl des Lastwiderstands R12, so wird die Integrier-Zeitkonstante aufgrund der Sperrschichtkapazität Cj der parasitären Diode Dn12 vernachlässigbar. Man kann also
11/12/13
die obige Gleichung (3) folgendermaßen umschreiben:
Ra = -~~ Ri - j Re · ...(5)
wobei Rc » Rl.
In der obigen Beschreibung wurde die Erfindung anhand einer Differentialverstärkerschaltung erläutert. Allerdings läßt sich die erfindungsgemäße Lehre auch anwenden auf andere Verstärkerschaltungen mit Vertikal-PNP-Transistoren als Differentialverstärkerschaltungen. Beispielsweise kann die Erfindung angewendet werden bei einer Verstärkerschaltung, wie sie häufig im Bereich von integrierten Halbleiterschaltungen verwendet werden, und die einen Verstärkungstransistor (welcher dem Transistor Q12 in den obigen Ausführungsbeispielen entspricht) und einen Konstantstromquellen-Transistor (der dem obigen Transistor Q14 entspricht) aufweist, die in Durchlaßrichtung in Reihe an eine Spannungsquelle Vcc geschaltet sind. Wenn in einer solchen Verstärkerschaltung die Differenzier-Zeitkonstante einer Differenzier-Schaltung am Kollektor des Konstantstromquellen-Transistors in Übereinstimmung gebracht wird mit der Integrier-Zeitkonstante einer auf der Kollektorseite des Verstärkungstransistor gebildeten Integrierschaltung, so läßt sich wie bei den obigen Ausführungsformen der Frequenzgang der Verstärkung verbessern. Außerdem ist die Erfindung anwendbar bei einer Verstärkerschaltung, die im wesentlichen aus einem Verstärkungstransistor (welcher bei den obigen Ausführungsformen dem Transistor Q12 entspricht) und einem Lastwiderstand (der dem obigen Widerstand R12 entspricht) besteht. Bei einer solchen Verstärkerschaltung liegt, wie in Fig. 6 gezeigt ist, ein Gleichstromübertragungselement, z. B. der Widerstand R21, dessen Impedanz genügend größer ist als die des Lastwiderstands, zwischen der Kathode einer
13/14'
parasitären Diode (welche der obigen parasitären Diode Dn12 entspricht), die an den Kollektor des Verstärkungstransistors gekoppelt ist, und einer Spannungsquelle, wodurch die Sperrschichtkapazität der parasitären Diode vernachlässigbar wird. Es ist also möglich, die Verschlechterung des Frequenzgangs der Schaltung im Hochfrequenzbereich zu verhindern. Bei einer Verstärkerschaltung, die mit sehr hohen Frequenzen arbeitet, kann als Gleichstromübertragungselement hoher Impedanz eine Induktivität verwendet werden.

Claims (13)

Patentansprüche
1.; Integrierte Halbleiterschaltung, mit einem ersten und "einem zweiten Vertikal-PNP-Transistor (Q14, Q 12,), die jeweils einen Kollektor, einen Emitter und eine Basis aufweisen, wobei die Transistoren mit ihren Emitter-Kollektorstrecken in Reihe in Durchlaßrichtung an eine Spannungsquelle (Vcc) angeschlossen sind, der erste Transistor (Q14) mit seiner Basis an eine Gleichspannungsquelle (Vb) und der zweite Transistor (Q12) mit seiner Basis an eine Eingangssignalquelle (Vi) und seinem Kollektor an einen Lastwiderstand (R12) angeschlossen ist, die Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors jeweils mit der Anode einer parasitären Diode (Dn14, Dn12) gekoppelt sind, die jeweils eine Sperrschichtkapazität besitzen und mit ihren Kathoden an die Spannungsquelle angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen dem Kollektor des ersten Transistors (Q14) und die Spannungsquelle (Vcc) eine Widerstandsschaltung (R11, R15, R16, R17) geschaltet ist, die zusammen mit der an den Kollektor des ersten
RadecfcesUaBe 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 5212313 Telegramme Patentconsull Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 4186237 Telegramme Patenlconsult
Transistors (Q14) angeschlossenen parasitären Diode (Dn14) eine Differenzierschaltung bildet, und daß deren Differenzier- Zeitkonstante derart eingestellt ist, daß sie etwa so groß ist wie die Integrationszeitkonstante einer Integrierschaltung, die den Lastwiderstand (R12) und die an den zweiten Transistor (Q12) gekoppelte parasitäre Diode (Dn12) enthält.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η zeichnet, daß zwischen die Kathode der an den zweiten Transistor (Q12) gekoppelten parasitären Diode (Dn12) und die Spannungsquelle (Vcc) ein Gleichstromübertragungselement geschaltet ist, dessen Impedanz größer ist als der Widerstandswert des Lastwiderstands (R12).
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß das Gleichstromübertragungselement ein Widerstand ist.
4. Integrierte Halbleiterschaltung, mit einem ersten, einem zweiten, einem dritten und einem vierten Vertikal-PNP-Transistor (Q11, Q12, Q13, Q14), die jeweils einen Kollektor, einen Emitter und eine Basis aufweisen, und von denen der erste und der dritte Transistor (Q11, Q13) mit ihren Emitter-Kollektor-Strecken in Durchlaßrichtung in Reihe an eine Spannungsquelle (Vcc) angeschlossen sind, der zweite und der vierte Transistor (QI2, Q14) mit ihren Emitter-Kollektor-Strecken in Reihe in Durchlaßrichtung an die Spannungsquelle angeschlossen sind, der dritte und der vierte Transistor (Q13, Q14) mit ihren Basen an eine Gleichspannungsquelle (Vb) angeschlossen sind, der erste und der zweite Transistor (Q11, Q12) mit ihren Basen an eine Differenz-Eingangssignal-Quelle (Vi) angeschlossen sind, der zweite Transistor (Q12) mit seinem Kollektor an einen Lastwiderstand (R12) angeschlossen ist, ein Emit-
ο -; *;■ j U ü
terwiderstand (R11) zwischen den Emittern des ersten und des zweiten Transistors (QI1, Q12) liegt, die Kollektoren des zweiten, des dritten und des vierten Transistors (Q12, Q13, Q14) mit der Anode einer ersten, einer zweiten bzw. einer dritten parasitären Diode (Dn12, Dn13, Dn14) gekoppelt sind, die jeweils eine Sperrschichtkapazität aufweisen und mit ihren Kathoden an die Spannungsquelle angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen die Kathoden der zweiten und der dritten parasitären Diode (Dn13, Dn14) und die Spannungsquelle (Vcc) eine Widerstandsschaltung (R15, R16, R17) geschaltet ist, die zusammen mit dem Emitterwiderstand (R11) und der zweiten und der dritten parasitären Diode (Dn13, Dn14) eine Differenzierschaltung bildet.
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzier-Zeitkonstante der Differenzierschaltung derart eingestellt ist, daß sie etwa genauso groß ist wie die Integrationszeitkonstante einer Integrierschaltung, die den Lastwiderstand (R12) und die an den Kollektor des zweiten Transistors (Q12) gekoppelte parasitäre Diode (Dn12) enthält.
6. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch g e k e η η zeichnet, daß die Widerstandschaltung einen ersten und einen zweiten Widerstand (R15, R16) enthält, die in Reihe zwischen den Kathoden der zweiten und der dritten parasitären Diode (Dn13, Dn14) liegen, und einen dritten Widerstand (R17) aufweist, der zwischen der Spannungsquel-Ie (Vcc) und dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand liegt.
7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß der erste und der zweite Wider- stand etwa den gleichen Widerstandswert aufweisen, und daß
der dritte Widerstand (R17) einen Widerstandswert besitzt, der beträchtlich größer ist als derjenige des ersten und des zweiten Widerstands (R157 R16).
8. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die Widerstandsschaltung einen ersten Widerstand (R18), der zwischen den Kathoden der zweiten und der dritten parasitären Dioden (Dn13, Dn14) liegt, sowie einen zweiten und einen dritten Widerstand (R19, R20), die zwischen den beiden Anschlüssen des ersten Widerstands (R18) und der Spannungsquelle (Vcc) geschaltet sind, aufweist.
9. Schaltung anch Anspruch 8, dadurch g e k e η η zeichnet, daß der zweite und dritte Widerstand (R19, R20) etwa den gleichen Widerstandswert aufweisen, und daß dieser Widerstandswert deutlich größer ist als der des ersten Widerstands (R18).
10. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß zwischen die Kathode der ersten parasitären Diode (Dn12), die mit ihrer Anode an den Kollektor des zweiten Transistors (Q12) gekoppelt ist, und die Spannungsquelle (Vcc) ein Gleichstromübertragungselement geschaltet ist, dessen Impedanz deutlich größer ist als der Widerstandswert des Lasttransistors (R12).
11. Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet , daß das Gleichstromübertragungselement ein Widerstand ist.
12. Integrierte Halbleiterschaltung, mit einem vertikalen PNP-Transistor (Q12), der einen Kollektor, einen Emitter und eine Basis aufweist, dessen Emitter an eine Spannungsquelle (Vcc) gekoppelt ist, dessen Kollektor an einen Last-
Ol / C - Γ; Μ O Λ -i· U 'J U I
widerstand (R12) angeschlossen ist, und dessen Basis ein Eingangssignal empfängt, und mit einer parasitären Diode (Dn12), die mit ihrer Anode an den Kollektor des Transistors und mit ihrer Kathode an die Spannungsquelle angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet ,
daß zwischen die Kathode der parasitären Diode (Dn12) und die Spannungsquelle (Vcc) ein Gleichstromübertragungselement geschaltet ist, dessen Impedanz deutlich größer ist als der Widerstandswert des Lasttransistors (R12). 10
13. Schaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das Gleichstromübertragungselement ein Widerstand ist.
DE19843446001 1983-12-17 1984-12-17 Integrierte halbleiterschaltung Granted DE3446001A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP23866983A JPS60130166A (ja) 1983-12-17 1983-12-17 縦形ｐνｐトランジスタ回路
JP58238670A JPS60130206A (ja) 1983-12-17 1983-12-17 半導体集積回路用増幅回路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE3446001A1 true DE3446001A1 (de) 1985-07-04
DE3446001C2 DE3446001C2 (de) 1987-02-12

Family

ID=26533823

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19843446001 Granted DE3446001A1 (de) 1983-12-17 1984-12-17 Integrierte halbleiterschaltung

Country Status (4)

Country Link
US (1) US4573022A (de)
KR (1) KR890003415B1 (de)
DE (1) DE3446001A1 (de)
GB (1) GB2151865B (de)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4703285A (en) * 1986-04-23 1987-10-27 Tektronix, Inc. Wideband amplifier with active high-frequency compensation
CA2102721C (en) * 1993-11-09 1999-05-04 Stephen Paul Webster Differential gain stage for use in a standard bipolar ecl process
KR100393317B1 (ko) * 1994-02-15 2003-10-23 람버스 인코포레이티드 지연동기루프
US5621340A (en) * 1995-08-02 1997-04-15 Rambus Inc. Differential comparator for amplifying small swing signals to a full swing output
US9502992B2 (en) * 2012-06-01 2016-11-22 Coriant Operations, Inc. Diode substitute with low drop and minimal loading
JP6171311B2 (ja) * 2012-11-12 2017-08-02 住友電気工業株式会社 差動増幅回路

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4456887A (en) * 1980-09-25 1984-06-26 Pioneer Electronic Corporation Differential amplifier

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
NICHTS-ERMITTELT *

Also Published As

Publication number Publication date
GB8431534D0 (en) 1985-01-23
GB2151865A (en) 1985-07-24
DE3446001C2 (de) 1987-02-12
US4573022A (en) 1986-02-25
KR850005157A (ko) 1985-08-21
GB2151865B (en) 1987-08-05
KR890003415B1 (ko) 1989-09-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE932435C (de) Verstaerkerschaltung mit Transistoren
DE3009905C2 (de) Regelbarer Verstärker
DE2424812A1 (de) Verstaerker mit ueberstromschutz
DE2603164A1 (de) Differentialverstaerker
DE2500057C2 (de) Schaltungsanordnung zur Frequenzstabilisierung einer integrierten Schaltung
DE2361810C3 (de) Signalumwandlungsschaltung
DE2638801B2 (de) Rauscharme Tonverstärkerschaltung
DE1154834B (de) Verstaerkende, auf einem Kristall aufgebaute Halbleiterschaltungsanordnung
DE1909721C3 (de) Schaltungsanordnung zur Gleichspannungsteilung
DE19620839C2 (de) Operationsverstärker
DE3446001A1 (de) Integrierte halbleiterschaltung
DE1487567B2 (de) Zweipol impedanzkonverter mit fallender strom spannungs kennlinie
DE2514619A1 (de) Verstaerkungssteuerschaltung nach differentialverstaerkerart
DE2904316C2 (de)
DE1762435B2 (de) Hochverstaerkende integrierte verstarkerschaltung mit einem mos feldeffekttransistor
DE1541488A1 (de) Halbleiterkaskodenverstaerker in integrierter Schaltung
DE1537656B2 (de)
EP0029538B1 (de) Integrierbare Schaltung zur Verhinderung des Sättigungszustandes eines Transistors
DE3633045A1 (de) Hochfrequenzschalter
DE2607892B2 (de) Schaltungsanordnung zur Formung von Impulsen mit veränderbarem Tastverhältnis unter Verwendung eines Differenzverstärkers
DE2627339C2 (de) Bipolar-monolithisch integrierte Gegentakt-Endstufe für Digitalsignale
DE2514729C3 (de) In Kaskade aufgebauter Verstärker mit Transistoren
DE3219783C2 (de)
DE4131170A1 (de) Vorrichtung zur erzeugung von zwischenspannungen
DE3118617A1 (de) Stromspiegelschaltung mit hoher ausgangsimpedanz und niedrigem spannungsverlust

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8339 Ceased/non-payment of the annual fee