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Leistungssteuerung für netzbetriebene
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Niederspannungsgeräte Es gibt eine Reihe von Arbeiten, die durch
eine maschinengebundene Arbeitsplatzbeleuchtung erleichtert werden.
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Eine Arbeitsplatzbeleuchtung wirft jedoch dann Probleme auf, wenn
die Geräte, mit denen eine Arbeit verrichtet wird, mechanische Störungen wie Vibrationen
hervorrufen, die die Lebensdauer der zur Arbeitsplatzbeleuchtung verwendeten Glühlampen
beeinträchtigen. Mechanische Störungen treten beispielsweise bei Nähmaschinen, Stichsägen
oder Staubsaugern auf.
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Die zur Verrichtung von Arbeiten verwendeten Geräte sind sehr oft
netzbetriebene elektrische Geräte. Glühlampen für einen direkten Betrieb am Netz
benötigen aber sehr hochohmige und damit dünne und somit nur gering mechanisch belastbare
Glühwendel. Vorteilhaft für eine Arbeitsplatzbeleuchtung wäre der Einsatz von Niedervoltglühlampen,
die beispielsweise bei Fahrradbeleuchtungen Anwendung finden, da die vorzugsweise
für 6 Volt ausgelegten Glühwendeln von Niedervoltglühlampen selbst bei extremen
mechanischen Belastungen eine relativ lange Lebensdauer haben.
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Das Betreiben von Niedervoltglühlampen am Netz erfordert jedoch nach
dem heutigen Stand der Technik einen zwischen das Netz und die Niedervoltglühlampe
geschalteten Transformator, da beispielsweise eine Herunterteilung der Netzspannung
durch ein RC-Glied eine zu hohe Verlustleistung
zur Folge haben
würde. Für eine Glühlampe von 6 Volt/3 Watt benötigt man immerhin einen Strom von
500 mA.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Leistungssteuerung
für netzbetriebene Niederspannungsgeräte wie z. B. Niedervoltglühlampen anzugeben,
die den Betrieb von netzbetriebenen Niederspannungsgeräten ohne wesentliche Verlustleistung
und ohne Transformator ermöglicht.
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Diese Aufgabe wird bei einer Leistungssteuerung für netzbetriebene
Niederspannungsgeräte nach der Erfindung dadurch gelöst, daß die Spannungsamplitude
der Netzspannung sowie der Gradient des Netzspannungsverlaufes ermittelt werden
und der Zündzeitpunkt für die Phasenanschnittsteuerung des Leistungsbauelementes
mit Hilfe dieser Größen bestimmt wird.
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Die Leistungssteuerung nach der Erfindung fragt die Netzspannung ab
und leitet aus deren Absolutwert und dem Vorzeichen des Gradienten der Netzspannung
die Triggerbedingung für das verwendete Leistungsbauelement (z. B.
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Triac) ab. Der Zündzeitpunkt des Leistungsbauelementes wird vorzugsweise
durch einen Vergleich der ermittelten Netzspannung mit einer Schwellenspannung bestimmt,
deren Wert demjenigen Spannungswert entspricht, den die Netzspannung im vorgesehenen
Zündzeitpunkt aufweist.
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Die Zündung des Leistungsbauelementes und damit der Phasenanschnitt
erfolgt nach der Erfindung vorzugsweise zu einem Zeitpunkt, in dem sich die Netzspannung
der 1800-Phasenlage nähert, weil ja nur ein ganz geringer Energieanteil aus der
maximal zur Verfügung stehenden Vollwelle benötigt wird. Eine solche Phasenanschnittsteuerung
im Phasenwinkelbereich von 1700 bis 1800 muß sehr präzise sein, weil mit wenigen
Grad Stromfluß gearbeitet wird und jede Gradänderung im Bereich nahe der
1800-Phasenlage
eine wesentliche Leistungsänderung mit sich bringt, die verhindert werden muß, wenn
das zu speisende Niederspannungsgerät nicht überlastet werden soll und beispielsweise
eine Niedervoltglühlampe nicht durchbrennen soll.
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Während bei einer üblichen Phasenanschnittsteuerung der Steuerwinkel
a auf den Anfangspunkt einer jeden neuen Halbwelle bezogen wird, muß die Phasenanschnittsteuerung
bei der Leistungssteuerung nach der Erfindung hochpräzise im Phasenwinkelbereich
zwischen 1700 und 1800 spannungsgesteuert werden. Neben einer präzisen Steuerung
in dem genannten Bereich muß bei der Leistungssteuerung nach der Erfindung außerdem
aber auch noch zwischen Ansteigen und Abfallen des Augenblickswertes der Netzhalbwelle
unterschieden werden, da bei einer Spannungsabfrage der definierte Schaltwert der
Netzspannung ja stets zweimal pro Netzhalbwelle erscheint.
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Eine hochpräzise Phasenanschnittsteuerung bei einem bestimmten Winkel
im Bereich nahe der 1800-Phasenlage der Netzspannung ermöglicht die Leistungssteuerung
nach der Erfindung. Bei der Leistungssteuerung der Erfindung wird vorzugsweise der
abgefragt Absolutwert der Netzspannung in einen netzspannungsproportionalen Strom
umgewandelt, dieser Strom mittels eines Meßwiderstandes in eine dem Absolutwert
der Netzspannung proportionale Spannung umgewandelt und diese Spannung mit einer
Schwellenspannung verglichen, die der Schaltschwelle für die Ansteuerschaltung des
Leistungsbauelementes entspricht. Der Meßwiderstand ist so bemessen, daß die an
ihm abfallende, dem Absolutwert der Netzspannung proportionale Spannung einen Wert
aufweist, der bei integrierten Schaltkreisen (IC's) üblich ist, so daß die Möglichkeit
besteht, die Schaltung in einem integrierten Schaltkreis zu realisieren.
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Bei der Leistungssteuerung nach der Erfindung muß für den Phasenanschnitt
neben einem bestimmten Absolutwert der Netzspannung als zweite Voraussetzung die
Forderung erfüllt sein, daß der Absolutwert der Netzspannung abnimmt, so daß man
sich im absteigenden Teil der Netzhalbwelle befindet und sich der 1800-Phasenlage
nähert.
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Das Abfragen der Netzspannung bezüglich einer Abnahme des Absolutwertes
der Netzspannung erfolgt bei der Leistungssteuerung nach der Erfindung durch eine
Logikschaltung, die über einen dreifachen Komparator drei Schwellenwerte der Netzspannung
abt ragt und aus dem Auftreten oder Verschwinden des Logiksignals bei den einzelnen
Komparatoren entscheiden kann, in welcher Re-ihenfolge die Komparatoren ihren Zustand
geändert haben.
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Den Komparatoren ist ein Set/Reset-Flipflop sowie ein Takt-Flipflop
nachgeschaltet. Der erste Komparator mit der niedrigsten Schwellenspannung liefert
das Set-Signal für das Set/Reset-Flipflop und der dritte Komparator mit der höchsten
Schwellenspannung liefert das Reset-Signal für das Set/Reset-Flipflop. Das Takt-Flipflop
erhält sein Reset-Signal vom Set/Reset-Flipflop und sein Taktsignal vom zweiten
Komparator mit der mittleren Schwellenspannung. Der dritte Komparator mit der höchsten
Schwellenspannung liefert außer dem Reset-Signal für das Set/Reset-Flipflop das
Disable-Signal für das Takt-Flipflop.
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Die Erfindung wird im folgenden an einem Ausführungsbeispiel erläutert.
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Die Figur 1 zeigt eine Leistungssteuerung nach der Erfindung. Bei
der Leistungssteuerung der F-igur 1 wird die Netzspannung über einen Synchronisierwiderstand
1 abgefragt, der zwischen das Netz und den Eingang 2 der Schaltung geschaltet ist.
Der Synchronisierwiderstand 1
hat beispielsweise einen Wert von
330 k0hm. Die über den Synchronisierwiderstand 1 abgefragt Netzspannung wird mit
Hilfe der Transistoren 3 und 4 in netzspannungsproportionale Ströme umgewandelt.
In der positiven Halbwelle der Netzspannung geschieht dies durch den in Basisschaltung
betriebenen Transistor 4, während die Umformung in der negativen Halbwelle der Netzspannung
durch den als Stromspiegel geschalteten Transistor 3 erfolgt.
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Die Transistoren 3 und 4 sorgen dafür, daß die von ihnen erzeugten
Ströme unabhängig von der jeweiligen Halbwelle der Netzspannung stets die gleiche
Richtung haben.
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Der Eingang 2 der Schaltung ist mit der Basis des Transistors 3 sowie
mit dem Emitter des Transistors 4 verbunden. Außerdem ist bei der Schaltung der
Figur 1 der Emitter des Transistors 3 mit der Basis des Transistors 4 und die Basis
des Transistors 3 mit einem Teilkollektor des Transistors 3 verbunden.
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Die durch die Transistoren 3 und 4 erzeugten Ströme erzeugen an dem
Meßwiderstand 6 Spannungen, die der Netzspannung proportional sind. Der Meßwiderstand
6 ist so bemessen, daß die an ihm abfallenden Spannungen Werte aufweisen, die beim
Betrieb von integrierten Schaltungen üblich sind.
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Wie bereits zum Ausdruck gebracht, muß die Netzspannung nicht nur
nach einem bestimmten Absolutwert abgefragt werden, sondern auch dahingehend, ob
der Absolutwert der Netzspannung abnimmt. Diese Aufgabe, bei der es um die Ermittlung
des Gradienten der Netzspannungskurve geht, wird im Ausführungsbeispiel der Figur
1 durch eine Logikschaltung gelöst, die über einen dreifachen Komparator drei Schwellenwerte
der Netzspannung abfragt und aus dem Auftreten oder Verschwinden des Logiksignals
bei den einzelnen Komparatoren entscheiden kann, in welcher Reihenfolge die Komparatoren
ihren Zustand geändert
haben. Die drei Komparatoren sind in der
Figur 1 mit den Bezugsziffern 7, 8 und 9 bezeichnet.
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Da zur Ermittlung des Gradienten der Netzspannung bzw.
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der Abnahme der Absolutspannungen der Netzspannung jeweils drei Netzspannungswerte
mit drei Referenzspannungen verglichen werden müssen, ist ein Spannungsteiler vorgesehen,
an dem die drei Referenzspannungen abgenommen werden können. Der Spannungsteiler
besteht aus den Widerständen 10, 11 und 12.
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Da die durch die Transistoren 3 und 4 erzeugten Ströme nur von dem
Augenblickswert der gerade anstehenden Netzspannung abhängig sind, würde eine Parameterschwankung
des Meßwiderstandes 6, die beispielsweise durch eine Temperatureinwirkung oder durch
Fertigungstoleranzen bedingt ist, einen Fehler der abgebildeten Netzspannung bedeuten.
Um diesen Effekt zu kompensieren, muß dafür gesorgt werden, daß die Referenzwiderstände
10, 11 und 12 den gleichen Parameterschwankungen unterliegen wie der Meßwiderstand
6. Gleichen Parameterschwankungen unterliegen Widerstände beispielsweise dann, wenn
sie in einem gemeinsamen Halbleiter-Chip auf die gleiche Weise (beispielsweise durch
gemeinsame Diffusion) hergestellt werden und im Halbleiter-Chip möglichst eng benachbart
sind. Zur weiteren Kompensation von Parameterschwankungen ist in der Figur 1 eine
keinen Parameterschwankungen unterworfene Stromquelle 13 vorhanden, deren Strom
den Spannungsabfall an den Referenzwiderständen (10, 11, 12) erzeugt. Die Stromgröße
wird durch einen externen Widerstand 14 vorgegeben, der zwischen dem Pin 15 und
dem Bezugspunkt angeordnet ist.
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Die Referenzspannungen sowie die Spannung am Meßwiderstand 6 werden
den Komparatoren 7, 8 und 9 zugeführt.
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Den Komparatoren nachgeschaltet sind das Set/Reset-Flip-
flop
16, das Takt-Flipflop 17 und der Verstärker 20.
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Das Set-Signal für das Flipflop 16 liefert der erste Komparator 7
mit der niedrigsten Referenzspannung, während das Reset-Signal für das Flipflop
16 der dritte Komparator 9 mit der höchsten Referenzspannung liefert.
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Das Reset-Signal erhält das Takt-Flipflop 17 vom Flipflop 16 und das
Taktsignal erhält das Flipflop 17 vom zweiten Komparator 8 mit der mittleren Referenzspannung.
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Das Inhibit-Signal für das Flipflop 17 liefert der dritte Komparator
9.
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Die Schaltung der Figur 1 arbeitet wie folgt. Bei Beginn der Halbwelle
der Netzspannung ist die Netzspannung Unetz und damit auch der Spannungsabfall U1
am Meßwiderstand 6 gleich Null. Solange die Spannung U1 am Meßwiderstand 6 kleiner
als die Referenzspannung Uref 1 am Referenzteilerwiderstand 12 ist, ist am Ausgang
des ersten Komparators 7 eine logische 1 vorhanden (der Komparator ist 1). Da der
Komparator 7 den Set-Eingang des Set/Reset-Flipflops 16 ansteuert, ist der Ausgang
Q des Set/Reset-Flipflops 16 in diesem Fall ebenfalls 1. Da das Set/Reset-Flipflop
16 den Reset-Eingang des Takt-Flipflops 17 ansteuert, ist das Takt-Flipflop 17 in
diesem Fall (Ausgang erster Komparator 7 gleich 1) zurückgesetzt (Q = O). Das bedeutet,
daß auch am Ausgang des Verstärkers 20 und damit am Pin 21 eine logische 0 vorhanden
ist.
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Nimmt die Spannung U1 am Meßwiderstand 6 zu und übersteigt sie Urefl
SO bleibt der zweite Komparator 8 gleich 1 bis U1 > Uref2 Damit liegt am Takt-Flipflop
17 ein Taktsignal. Trotzdem wird das Takt-Flipflop 17 noch im Zustand Q = 0 gehalten,
weil das Set/Reset-Flipflop 16 ein Reset-Signal an das Takt-Flipflop 17 liefert.
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Überschreitet die Spannung U1 am Meßwiderstand 6 die Spannung Uref3>
so wird der Ausgang Q des Takt-Flipflops
17 über den Inhibit-Eingang
zusätzlich auf 0 gehalten.
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Dadurch wird mit Sicherheit verhindert, daß eine Ansteuerleistung
über den Pin 21 an das Leistungsbauelement (Triac) gelangt.
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Erst wenn gegen Ende der Halbwelle der Netzspannung die Spannung U1
wieder kleiner als Uref3 wird, wird die Inhibit-Bedingung (Komparator 9 gleich 1)
wegen Komparator 9 gleich 0 aufgehoben. In der Phase Komparator 9 gleich 1 wurde
das Set/Reset-Flipflop 16 zurückgesetzt und damit das Reset vom Takt-Flipflop 17
aufgehoben.
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Fällt jetzt die Spannung U1 unter die Spannung Uref2, so schaltet
der zweite Komparator 8 nach 1. Dies ergibt eine positive Taktflanke für das Takt-Flipflop
17. Bei einer positiven Taktflanke springt das Takt-Flipflop 17 und damit auch der
Pin 21 über den Verstärker 20 auf eine Logische 1. Damit gelangt Leistung an das
Leistungsbauelement (Triac).
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Bei der Schaltung der Figur 1 bestimmt also die mittlere Referenzspannung
Uref2 den Ansteuerwinkel für die Ansteuerung des Leistungsbauelementes, da die Ansteuerung
des Leistungsbauelementes dann erfolgt, wenn die Spannung U1 (von oben kommend)
die mittlere Referenzspannung Uref2 unterschreitet.
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Fällt U1 noch weiter ab und unterschreitet die niedrigste Referenzspannung
Urefl SO gibt der erste Komparator 7 wieder ein Set-Kommando für das Set/Reset-Flipflop
16, womit das Takt-Flipflop 17 auf Null geht. Dadurch wird die Ansteuerung des Leistungsbauelementes
(Triac) unterbunden. Weil das Leistungsbauelement aber noch Laststrom führt, bleibt
es eingeschaltet, bis Unetz gleich Null wird. Es verlöscht selbsttätig, wenn der
Laststrom Null geworden ist. Dem Leistungsbauelement fehlt jetzt die Ansteuerung,
und zwar so lange, bis am
Ende der nunmehr beginnenden Halbwelle
die oben beschriebene Funktionsfolge wieder abläuft.
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Der Widerstand 14 hat beispielsweise einen Widerstand von 16 k0hm
und die Referenzspannung am Punkt 15 beträgt beispielsweise 1 V. Die Spannungen
am Referenzteiler (10, 11, 12) betragen beispielsweise 4 V, 16 V und 20 V.
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Die Spannung U1 wird nicht direkt an den Komparator 9 angelegt, sondern
über ein RC-Glied, welches aus dem Widerstand 18 und dem Kondensator 19 besteht.
Das RC-Glied hat die Aufgabe, kurzzeitige Spannungseinbrüche der Netzspannung unwirksam
zu machen.
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Der Widerstand 18 hat beispielsweise einen Widerstandswert von 200
k0hm und der Kondensator 19 eine Kapazität von 20 pF.
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Die Figur 2 zeigt anhand einer der Netzspannung proportionalen Spannungskurve
die Funktionsweise der Logikschaltung der Erfindung. Wie der Figur 2 zu entnehmen
ist, erfolgt im absteigenden Ast der ersten Halbwelle (obere Halbwelle) bei der
höchsten Schwellenspannung (20 V) das Signal "Sicherheitsreset aus" (inhibit), bei
der mittleren Schwellenspannung (16 V) das Signal "Takt ein" und bei der niedrigsten
Schwellenspannung (4 V) das Signal "reset ein". Wie ebenfalls der Figur 2 zu entnehmen
ist, erfolgt bei der zweiten Halbwelle (untere Halbwelle) bei der kleinsten Schwellenspannung
(4 V) das Signal "reset aus", bei der mittleren Schwellenspannung (16 V) das Signal
"Takt aus" und bei der höchsten Schwellenspannung (20 V) das Signal "Sicherheitsreset
ein" (inhibit).
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