WO1996035256A1 - Wechselspannungssteller mit einer steuerschaltung - Google Patents

Wechselspannungssteller mit einer steuerschaltung Download PDF

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Günter Lohr
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Robert Bosch Gmbh
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    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/12—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac
    • G05F1/14—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using tap transformers or tap changing inductors as final control devices
    • G05F1/147—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using tap transformers or tap changing inductors as final control devices with motor driven tap switch
    • G05F1/153—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is ac using tap transformers or tap changing inductors as final control devices with motor driven tap switch controlled by discharge tubes or semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
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Definitions

  • the invention relates to an AC voltage controller with a control circuit for generating an ignition pulse for a semiconductor switch according to the type of the main claim.
  • an ignition pulse is generated for phase control for each half-wave of the AC voltage.
  • the ignition pulse controls a triac, the conductance of which is then dependent on the load.
  • the triac can be extinguished before, with or after the voltage zero crossing.
  • a relatively simple control circuit for triacs is known from DE 37 39 623 C1, in which a capacitor chain consisting of three capacitors connected in series is required with the aid of a field effect transistor. This circuit only works with almost ohmic loads. The balancing of the firing angles fails, particularly in the case of strongly inductive loads. Advantages of the invention
  • the AC voltage controller according to the invention with the characterizing features of the main claim has the advantage that only one capacitor is required, the circuit arrangement also working with inductive loads.
  • the other components can be implemented relatively easily as an integrated circuit, so that the structure of the control circuit is further simplified. It is particularly advantageous that several ignition pulses are generated in one half-wave of the AC voltage, so that the probability of non-ignition is reduced.
  • the charging capacitor can be controlled by two transistors in such a way that it is charged at each half-wave and can therefore supply the required switching voltage for the triac in each half-wave.
  • the two half-waves of the AC voltage are controlled with the aid of two diodes, which are advantageously connected in the load circuit of the two transistors.
  • a controllable actuator is advantageously used, which is connected between the AC voltage and the control inputs of the two transistors.
  • this controllable actuator can be designed as a potentiometer, so that the voltage at the charging capacitor can be set directly
  • SUBSTITUTE SHEET RULE2 ⁇ is.
  • the actuator can be connected to a current or voltage sensor in the load circuit of the switching transistor and thus be designed for current or voltage regulation in the load circuit.
  • a preferred application of the AC voltage controller is to supply current or voltage to an ohmic or inductive load, such as is provided, for example, by an incandescent lamp, halogen lamp, a transformer or an electric motor.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of an exemplary embodiment
  • FIG. 2 shows a diagram with a voltage profile
  • FIG. 3 shows a second exemplary embodiment
  • FIG. 4 shows a third exemplary embodiment.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of an AC voltage controller according to the invention, in which an output 4 of a triac 14 is connected via a load 17 at a terminal 3 to a connection terminal 1 of an AC voltage source, the mains voltage.
  • a second output of the triac 14 is connected to the second connection terminal 2 of the AC voltage.
  • a control circuit 20 has a controllable actuator 6 at its input, which is formed, for example, by an adjustable potentiometer. It is connected via a first resistor 5 on the one hand to the connection terminal 1 and on the other hand with its controllable output via a second resistor 7 to an input 16 of a first transistor 11 or to an input 15 of a two ten transistor 8 switched.
  • the first resistor 5 and the second resistor 7 serve as protective resistors for the two transistor inputs 15, 16.
  • the two transistors are connected in parallel with their load circuit via a diode 9 or 10 connected in the direction of flow to a charging capacitor 12.
  • the two transistors 8, 11 are connected in such a way that they alternatively each use a half-wave of the AC voltage present at the connecting terminals 1, 2 for charging the ignition capacitor 12. It is advantageous to use a PNP transistor as transistor 8 and an NPN transistor as transistor 11.
  • the diodes 9, 10 are connected to the second connection terminal 2 in accordance with the direction of flow of the current.
  • the ignition capacitor 12 is also connected on the one hand to the connecting terminal 2 and on the other hand to the two emitters of the transistors 8, 11 and to an input of a diacs 13.
  • the output of the diacs 13 is connected to the control input 15a of the switching transistor 14.
  • An ohmic load for example an incandescent lamp, and on the other hand an inductive load such as a transformer for a halogen lamp or else an electric motor can be connected as the load 17.
  • the AC voltage regulator serves to generate ignition pulses for the semiconductor switch 14, preferably a triac, thyristor or similar switch, so that the latter can supply the connected load 17.
  • An ignition pulse always occurs when the voltage U ⁇ 2 am
  • Ignition capacitor 12 is greater than the breakdown voltage at the diac 13.
  • Figure 2 shows a diagram for the mains voltage U ⁇ over the time axis. Only one half-wave of the mains voltage is shown. The corresponding voltage U2 at the ignition capacitor 12 is shown in the time diagram.
  • ERSA ⁇ ZB Whenever the voltage u " 2 at the ignition capacitor 12 rises until the breakdown of the diac 13 during the positive half-wave of the mains voltage U", the capacitor discharges via the diac 13 and the control input of the triac 14. Then it becomes again charged so that the process repeats itself as a function of the time constant. If at the end of the positive half-wave the mains voltage U- ⁇ falls below the value of the voltage U 2 of the ignition capacitor 12, then the transistor 8 and the diode 9 become conductive. The ignition capacitor 12 is discharged. The diode 9 prevents a recharge to negative voltage. When the mains voltage O_ crosses zero, the ignition capacitor 12 thus also approximately reaches the voltage zero.
  • this AC voltage controller is advantageously not only suitable for electric motors, but also for supplying an inductance such as a transformer.
  • the charging current for the ignition capacitor 12 is determined by the time constant, which is determined from the resistors 5, 6, 7 and the capacitance of the capacitor 12, since during the positive half-wave the current through the resistors 5, 6, 7 and via the base Emitter path of the transistor 11 flows into the ignition capacitor 12.
  • the ignition capacitor 12 is charged accordingly via the resistors 5, 6, 7 and the base-emitter path of the transistor 8.
  • the ignition capacitor is almost discharged to 0 V at each half-wave end.
  • the ignition angle is therefore only dependent on the time constant mentioned above. However, the firing angle is not dependent on whether the diac 13 was fired in the previous half-wave or whether the triac is conductive beyond the line voltage zero crossing.
  • the Circuit arrangement is therefore hysteresis-free, which is particularly important for inductive loads.
  • FIG. 3 shows a second exemplary embodiment of a hysteresis-free AC voltage controller, in which a regulator 30 is connected in parallel to the resistor 6 instead of the circuit arrangement shown in FIG. Regulators are known per se, for example as an integrated circuit, and therefore do not have to be described in more detail.
  • Regulators are known per se, for example as an integrated circuit, and therefore do not have to be described in more detail.
  • the voltage drop is detected by the controller 30.
  • the regulator 30 is fed by the mains voltage and supplies a control voltage to the two base inputs of the transistors 8, 11.
  • Triacs 14 is connected to a transformer 22 on the primary side, to the secondary winding of which a rectifier bridge 23 is connected.
  • the rectifier bridge 23 supplies a direct current, for example for charging a battery 21.
  • FIG. 4 shows a third exemplary embodiment of a control circuit, in which a filter capacitor 24 is connected at the output of the rectifier bridge 23.
  • a zener diode 26 with a series resistor 25 and the transmission diode of an optocoupler 27 are connected in parallel with the filter capacitor 24. If the voltage across the filter capacitor 24 rises above the voltage of the diode 26, the transmitter diode 27 sends a light signal to a receiver 28 which is connected in parallel to a storage capacitor 29.
  • This parallel connection is connected in the middle branch of a further diode bridge, which has the diodes 31, 32, 33, 34.
  • This bridge circuit supplies a voltage which is supplied to the two base inputs of transistors 8, 11 via a coupling capacitor 35.
  • the exemplary embodiment in FIG. 4 thus results in a control circuit for the secondary control of a DC voltage. It is envisaged to use the proposed arrangement for a charger for charging corresponding batteries, for example NiCd cells.

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Abstract

Erfindungsgemäß wird ein Wechselspannungssteller vorgeschlagen, bei dem der Zündimpuls für das Schalten eines Halbleiterschalters, beispielsweise eines Triacs oder Thyristors dadurch erzeugt wird, daß ein Kondensator aufgeladen wird, dessen Spannung beim Durchbruch eines dem Halbleiterschalter vorgeschalteten Diacs den Zündimpuls auslöst. Kennzeichnend ist, daß beim Nulldurchgang der Netzspannung auch der Ladekondensator entladen wird. Dadurch erhält man eine hysteresefreie Steuerspannung für den Halbleiterschalter, so daß mit dieser Schaltungsanordnung induktive und ohmsche Lasten steuerbar sind.

Description

Wechselspannungssteller mit einer SteuerSchaltung
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem Wechselspannungssteller mit einer SteuerSchaltung zur Erzeugung eines Zündimpulses für einen Halbleiterschalter nach der Gattung des Hauptan- Spruchs. Bei bekannten Wechselspannungsstellern wird zur Phasenanschnittssteuerung für jede Halbwelle der Wechsel- Spannung ein Zündimpuls erzeugt. Der Zündimpuls steuert ei¬ nen Triac, dessen Leitdauer dann lastabhängig ist. Das Lö¬ schen des Triacs kann vor, mit oder nach dem Spannungsnull- durchgang erfolgen. Aus der DE 37 39 623 Cl ist eine relativ einfache Ansteuerschaltung für Triacs bekannt, bei der mit Hilfe eines Feldeffekttransistors eine Kondensatorkette, bestehend aus drei in Reihe geschalteten Kondensatoren, be¬ nötigt wird. Diese Schaltung arbeitet aber nur bei nahezu ohmschen Lasten. Insbesondere bei stark induktiven Lasten versagt die Symmetrierung der Zündwinkel. Vorteile der Erfindung
Der erfindungsgemäße Wechselspannungssteller mit den kenn- zeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß nur ein Kondensator benötigt wird, wobei die Schaltungsanordnung auch bei induktiven Lasten arbeitet. Die übrigen Bauteile lassen sich relativ einfach als inte¬ grierte Schaltung ausführen, so daß der Aufbau der Steuer- Schaltung noch weiter vereinfacht wird. Besonders vorteil¬ haft ist, daß mehrere Zündimpulse in einer Halbwelle der Wechselspannung erzeugt werden, so daß die Wahrscheinlich¬ keit einer Nichtzündung verringert wird.
Durch die in den abhängigen Ansprüchen aufgeführten Maßnah¬ men sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Hauptanspruch angegebenen Wechselspannungsstellers mög¬ lich. Für die Steuerung des Halbleiterschalters, vorzugs¬ weise einem Triac, ist nur ein einziger Ladekondensator er- forderlich, so daß die Schaltung sehr kostengünstig aufge¬ baut werden kann.
Vorteilhaft ist weiter, daß der Ladekondensator durch zwei Transistoren derart steuerbar ist, daß er bei jeder Halb- welle aufgeladen wird und somit in jeder Halbwelle die er¬ forderliche Schaltspannung für den Triac liefern kann. Die beiden Halbwellen der Wechselspannung werden mit Hilfe von zwei Dioden gesteuert, die vorteilhaft im Lastkreis der beiden Transistoren geschaltet sind. Um die beiden Halbwel- len der Wechselspannung symmetrisch steuern zu können, wird vorteilhaft ein steuerbares Stellglied verwendet, das zwi¬ schen der WechselSpannung und den Steuereingängen der beiden Transistoren geschaltet ist. Dieses steuerbare Stellglied kann im einfachsten Fall als Potentiometer ausgebildet sein, so daß die Spannung am Ladekondensator direkt einstellbar
ERSAΓZBLATT REGEL2β ist. Alternativ kann das Stellglied mit einem Strom oder Spannungssensor im Lastkreis des Schalttransistors verbunden sein und somit zur Strom- oder Spannungsregelung im Last- kreis ausgebildet sein.
Eine bevorzugte Anwendung des Wechselspannungsstellers ist die Strom- oder Spannungsversorgung einer ohmschen oder in¬ duktiven Last, wie sie beispielsweise durch eine Glühlampe, Halogenlampe, einen Transformator oder einen Elektromotor gegeben ist.
Zeichnung
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher er¬ läutert. Es zeigen Figur 1 einen Stromlaufplan eines Aus- führungsbeispiels, Figur 2 zeigt ein Diagramm mit einem Spannungsverlauf, Figur 3 zeigt ein zweites Ausführungsbei¬ spiel, und Figur 4 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel.
Beschreibung des Ausführungsbeispiels
Figur 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfin¬ dungsgemäßen Wechselspannungsstellers, bei dem ein Ausgang 4 eines Triacs 14 über eine Last 17 an einer Klemme 3 mit einer Anschlußklemme 1 einer Wechselspannungsquelle, der Netzspannung, verbunden ist. Ein zweiter Ausgang des Triacs 14 ist mit der zweiten Anschlußklemme 2 der Wechselspannung verbunden. Eine Steuerschaltung 20 weist an ihrem Eingang ein steuerbares Stellglied 6 auf, das beispielsweise durch ein einstellbares Potentiometer ausgebildet ist. Es ist über einen ersten Widerstand 5 einerseits mit der Anschlußklemme 1 verbunden und andererseits mit seinem steuerbaren Ausgang über einen zweiten Widerstand 7 auf einen Eingang 16 eines ersten Transistors 11 bzw. auf einen Eingang 15 eines zwei ten Transistors 8 geschaltet. Der erste Widerstand 5 und der zweite Widerstand 7 dienen als Schutzwiderstände für die beiden Transistoreingänge 15, 16. Die beiden Transistoren sind mit ihrem Lastkreis über je eine in Flußrichtung ge- schaltete Diode 9 bzw. 10 einem Ladekondensator 12 paral¬ lelgeschaltet. Die beiden Transistoren 8, 11 sind dabei so geschaltet, daß sie alternativ jeweils eine Halbwelle der an den Anschlußklemmen 1, 2 anliegenden Wechselspannung zum Aufladen des Zündkondensators 12 verwenden. Vorteilhaft ist, als Transistor 8 einen PNP-Transistor und als Transistor 11 einen NPN-Transistor zu verwenden. Die Dioden 9, 10 sind entsprechend der Flußrichtung des Stromes mit der zweiten Anschlußklemme 2 verbunden. Der Zündkondensator 12 ist ei¬ nerseits ebenfalls mit der Anschlußklemme 2 verbunden und andererseits mit den beiden Emittern der Transistoren 8, 11 sowie mit einem Eingang eines Diacs 13. Der Ausgang des Diacs 13 ist mit dem Steuereingang 15a des Schalttransistors 14 verbunden. Als Last 17 kann einerseits eine ohmsche Last, beispielsweise eine Glühlampe, und andererseits eine induk- tive Last wie ein Transformator für eine Halogenlampe oder auch ein Elektromotor angeschlossen sein.
Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung wird anhand der Figur 2 näher erläutert.
Erfindungsgemäß dient der Wechselspannungssteller dazu, Zündimpulse für den Halbleiterschalter 14, vorzugsweise ei¬ nem Triac, Thyristor oder ähnliche Schalter zu generieren, damit dieser die angeschlossene Last 17 versorgen kann. Ein Zündimpuls tritt immer dann auf, wenn die Spannung U~2 am
Zündkondensator 12 größer als die Durchbruchspannung am Diac 13 ist. Figur 2 zeigt ein Diagramm für die Netzspannung U^ über der Zeitachse. Es ist jeweils nur eine Halbwelle der Netzspannung dargestellt. In dem Zeitdiagramm ist die entsprechende Spannung U2 am Zündkondensator 12 dargestellt.
ERSAΓZB Immer dann, wenn bei der positiven Halbwelle der Netzspannung U"ι die Spannung ü"2 am Zündkondensator 12 bis zum Durchbruch des Diacs 13 ansteigt, entlädt sich der Kon¬ densator über den Diac 13 und den Steuereingang des Triacs 14. Danach wird er wieder aufgeladen, so daß sich der Vor¬ gang in Abhängigkeit von den Zeitkonstanten wiederholt. Fällt am Ende der positiven Halbwelle die Netzspannung U-^ unter den Wert der Spannung U2 des Zündkondensators 12, dann wird der Transistor 8 und die Diode 9 leitend. Der Zündkondensator 12 wird entladen. Die Diode 9 verhindert ein Umladen auf negative Spannung. Beim Nulldurchgang der Netz¬ spannung O_ erreicht somit auch der Zündkondensator 12 in etwa die Spannung Null. Bei der negativen Halbwelle der Netzspannung U]_ wiederholt sich dieser Vorgang entsprechend, jedoch mit dem Unterschied, daß nunmehr im letzten Teil der negativen Halbwelle der Transistor 11 mit der Diode 10 den Kondensator entlädt. Durch diesen Spannungsverlauf ist vorteilhaft dieser Wechselspannungssteller nicht nur für Elektromotoren, sondern auch zur Versorgung einer Induktivität wie eines Transformators geeignet.
Der Ladestrom für den Zündkondensator 12 wird bestimmt durch die Zeitkonstante, die sich aus den Widerständen 5, 6, 7 und der Kapazität des Kondensators 12 bestimmt, da während der positiven Halbwelle der Strom über die Widerstände 5, 6, 7 und über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 11 in den Zündkondensator 12 fließt. Bei der negativen Halbwelle wird der Zündkondensator 12 entsprechend über die Widerstände 5, 6, 7 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistor 8 aufgela- den. Jeweils am Halbwellenende wird der Zündkondensator na¬ hezu auf 0 V entladen. Damit ist der Zündwinkel nur noch von der oben erwähnten Zeitkonstanten abhängig. Der Zündwinkel ist jedoch nicht davon abhängig, ob der Diac 13 in der vor¬ ausgegangenen Halbwelle gezündet wurde oder ob der Triac über den Netzspannungsnulldurchgang hinaus leitend ist. Die Schaltungsanordnung ist daher hysteresefrei, was insbeson¬ dere für induktive Lasten wichtig ist.
Figur 3 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines hystere- sefreien Wechselspannungsstellers, bei dem anstelle der in Figur 1 dargestellten Schaltungsanordnung parallel zu dem Widerstand 6 ein Regler 30 geschaltet ist. Regler sind per se bekannt, beispielsweise als integrierte Schaltung erhält¬ lich und müssen daher nicht näher beschrieben werden. Zur Erfassung des Stromes im Hauptstrompfad ist zwischen der
Anschlußklemme 2 und dem zweiten Ausgang des Triacs 14 ein Strommeßwiderstand 31 geschaltet, dessen Spannungsabfall von dem Regler 30 erfaßt wird. Der Regler 30 wird von der Netz¬ spannung gespeist und liefert an die beiden Basiseingänge der Transistoren 8, 11 eine RegelSpannung. Am Ausgang des
Triacs 14 ist ein Transformator 22 primärseitig angeschlos¬ sen, an dessen Sekundärwicklung eine Gleichrichterbrücke 23 angeschlossen ist. Die Gleichrichterbrücke 23 liefert einen Gleichstrom, beispielsweise zum Laden einer Batterie 21.
Figur 4 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel einer Regel- schaltung, bei der am Ausgang der Gleichrichterbrücke 23 ein Siebkondensator 24 geschaltet ist. Parallel zum Siebkonden¬ sator 24 ist eine Zenerdiode 26 mit einem Vorwiderstand 25 und die Sendediode eines Optokopplers 27 geschaltet. Steigt die Spannung am Siebkondensator 24 über die Spannung der Ze¬ nerdiode 26 an, dann sendet die Sendediode 27 ein Lichtsi¬ gnal an einen Empfänger 28, der parallel einem Speicherkon¬ densator 29 geschaltet ist. Diese Parallelschaltung ist im Mittenzweig einer weiteren Diodenbrücke geschaltet, die die Dioden 31, 32, 33, 34 aufweist. Diese Brückenschaltung lie¬ fert eine Spannung, die über einen Koppelkondensator 35 den beiden Basiseingängen der Transistoren 8, 11 zugeführt wird. Das Ausführungsbeispiel der Figur 4 ergibt somit eine Regel- schaltung für die sekundäre Regelung einer Gleichspannung. Es ist vorgesehen, die vorgeschlagene Anordnung für ein Ladegerät zum Aufladen von entsprechenden Akkumulatoren, z.B. NiCd-Zellen zu verwenden.
ERSArZBLΛT REGa26

Claims

Ansprüche
1. Wechselspannungssteller mit einer Steuerschaltung zur Er¬ zeugung eines Zündimpulses für einen Halbleiterschalter, wo- durch der Halbleiterschalter in Abhängigkeit vom Phasenwin¬ kel der Wechselspannung ein- oder ausschaltbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (20) einen Zündkon¬ densator (12) aufweist, der über einen spannungsgesteuerten Widerstand, vorzugsweise einen Diac (13) mit einem Eingang (15a) des Halbleiterschalters (14) verbunden ist und daß die Steuerschaltung (20) derart ausgebildet ist, daß beim Null¬ durchgang der Netzspannung (U-^) der Zündkondensator (12) entladen wird.
2. Wechselspannungssteller nach Anspruch 1, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß dem Zündkondensator (12) für jede Halbwelle der Wechselspannung der Lastkreis eines Transistors (8, 11) parallel schaltbar ist und daß die beiden Transistoren (8, 11) über ihre Eingänge (15, 16) von der Wechselspannung (1, 2) steuerbar sind.
3. Wechselspannungssteller nach Anspruch 2, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß im Lastkreis der beiden Transistoren (8, 11) jeweils eine Diode (9, 10) in Flußrichtung geschaltet ist.
4. Wechselspannungssteller nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereingänge (15, 16) der Transi¬ storen (8, 11) mit einem steuerbaren Stellglied (6) verbun¬ den sind, das von der Wechselspannung (U-^) versorgt wird.
5. Wechselspannungssteller nach Anspruch 4, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß die Ausgangsklemmen (3, 4) mit einem Strom und/oder Spannungsregler (30; 25 bis 29, 31 bis 35) verbun¬ den sind, dessen Steuerausgang auf die Steuereingänge (15, 16) der beiden Transistoren (8, 11) geschaltet ist.
6. Wechselspannungssteller nach einem der vorhergehenden An¬ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsklemmen (3, 4) zwischen dem Halbleiterschalter (14) und einer Netzklemme (1) angeordnet sind und daß an die Ausgangsklemmen (3, 4) eine ohmsche oder induktive Last schaltbar ist.
7. Wechselspannungssteller nach Anspruch 6, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß als Last (17) die Primärwicklung eines Trans- formators oder ein Elektromotor schaltbar ist.
8. Wechselspannungssteller nach Anspruch 7, dadurch gekenn¬ zeichnet, daß an die Sekundärseite des Transformators (17) eine Halogenlampe schaltbar ist.
9. Wechselspannungssteller nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Verwendung in einem Ladegerät zum Aufladen eines Akkumulators.
ERSATZBUJT REGEL 26
PCT/DE1996/000678 1995-05-05 1996-04-18 Wechselspannungssteller mit einer steuerschaltung WO1996035256A1 (de)

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