CH615284A5

CH615284A5 - Method for regulating the electrical power output to a load from an alternating-current system, and device for carrying out the method

Info

Publication number: CH615284A5
Application number: CH672377A
Authority: CH
Inventors: Hans-Dieter Gruedelbach
Original assignee: Evers Poul Hahn
Priority date: 1977-06-01
Filing date: 1977-06-01
Publication date: 1980-01-15
Also published as: SE7806333L; JPS541860A; FR2393365B1; FR2393365A1; AU2919977A; DK144350B; DE2739780A1; DK450977A; GB1604305A; DK144350C

Description

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein Verfahren der The object of the present invention is a method of

8. Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, eingangs genannten Art zu schaffen, bei welchem Abweichun-dass die erste Schaltungsanordnung einen einstellbaren, zwi- gen des Verbraucherstromes vom Sinusverlauf höchstens mit so sehen den Netzwechselstrom führende Leitungen geschalteten «> hoher Frequenz auftreten, dass deren Verminderung zur UnterSpannungsteiler (R5, R6, P2, R7) und eine erste, an den Abgriff drückung von Netzstörungen mit einfachen Filtermassnahmen (P2) des Spannungsteilers angeschlossene Gleichrichterschal- möglich ist. 8. Device according to claim 7, characterized in that the type mentioned at the outset is created, in which deviation - that the first circuit arrangement has an adjustable frequency between the consumer current and the sine wave, with lines that are connected to the mains alternating current - see high frequency that their reduction to the undervoltage divider (R5, R6, P2, R7) and a first rectifier switch connected to the tap of mains disturbances with simple filter measures (P2) of the voltage divider is possible.

tung (G2), und die zweite Schaltungsanordnung einen in einer Erfindungsgemäss ist das Verfahren der eingangs genannten der den Netzwechselstrom führenden Leitungen geschalteten Art dadurch gekennzeichnet, dass die relative Einschaltdauer Messwiderstand (Rl) und eine zweite, an den Messwiderstand (>s mit einer Tastfrequenz, die wesentlich höher als die Netzfre-(Rl) angeschlossene Gleichrichterschaltung (G3) enthält. quenz ist, und in der Weise über die gesamte Dauer jeder device (G2), and the second circuit arrangement in one according to the invention, the method of the type mentioned of the lines carrying the mains alternating current is characterized in that the relative duty cycle measuring resistor (Rl) and a second, to the measuring resistor (> s with a pulse frequency , which contains much higher than the mains frequency (Rl) connected rectifier circuit (G3), and in this way over the entire duration of each

9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, Halbwelle der Netzwechselspannung gesteuert wird, dass der dass der Spannungsleiter (R5, R6, P2, R7) der ersten Schal- mittlere Wert des geschalteten Stromes über die Halbwelle der 9. Device according to claim 8, characterized in that the half-cycle of the AC mains voltage is controlled such that that the voltage conductor (R5, R6, P2, R7) is the first switching average value of the switched current over the half-cycle of the

3 3rd

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Netzwechselspannung einer Sinuskurve mindestens angenähert nachgeführt wird. Mains AC voltage is at least approximated to a sine curve.

Die Erfindung bezieht sich zudem auf eine Einrichtung zur Ausführung des oben definierten Verfahrens, wobei die Einrichtung eine Gleichrichterbrücke enthält, deren eine Diagonale in Reihe zum Verbraucher geschaltet ist und an deren andere Diagonale ein gesteuerter Halbleiterschalter angeschlossen ist. The invention also relates to a device for carrying out the method defined above, the device including a rectifier bridge, one diagonal of which is connected in series to the consumer and the other diagonal of which is a controlled semiconductor switch.

Erfindungsgemäss ist diese Einrichtung gekennzeichnet durch eine erste Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer mindestens angenähert gemäss Sinus-Halbwellen verlaufenden Sollspannung, durch eine zweite Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Istspannung aus dem Verbraucherstrom, durch eine an die beiden genannten Schaltungsanordnungen angeschlossene Vergleichsschaltung, welche ein Ausgangssignal abgibt, wenn die Istspannung grösser als die Sollspannung ist, durch einen Impulsoszillator zur Erzeugung von Rechteckimpulsen, deren Frequenz wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und durch einen Speicher, dessen Setzeingang mit dem Ausgang des Impulsoszillators verbunden ist, dessen Rückstelleingang mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Halbleiterschalter derart in Verbindung steht, dass ein im gesetzten Zustand des Speichers erzeugtes Ausgangssignal des Speichers den Halbleiterschalter in seinem leitenden Zustand hält. According to the invention, this device is characterized by a first circuit arrangement for generating a nominal voltage running at least approximately according to sine half-waves, by a second circuit arrangement for deriving an actual voltage from the consumer current, by a comparison circuit connected to the two circuit arrangements mentioned, which outputs an output signal when the Actual voltage is greater than the target voltage, by a pulse oscillator for generating square-wave pulses, the frequency of which is significantly higher than the mains frequency, and by a memory, the set input of which is connected to the output of the pulse oscillator, the reset input of which is connected to the output of the comparison circuit, and the Output is connected to the semiconductor switch in such a way that an output signal of the memory generated in the set state of the memory keeps the semiconductor switch in its conductive state.

Das erfindungsgemässe Verfahren und eine Einrichtung zu dessen Ausführung werden nachstehend anhand von Diagrammen und eines Schaltschemas beispielsweise erläutert. The method according to the invention and a device for carrying it out are explained below using diagrams and a circuit diagram, for example.

Es zeigen: Show it:

Fig. la ein Diagramm der Oberschwingungen der Spannung eines gestörten Wechselstromnetzes, La is a diagram of the harmonics of the voltage of a disturbed AC network,

Fig. lb ein Diagramm der Oberschwingungen des Stromes von Leuchtstofflampen, die als Verbraucher an das Wechselstromnetz der Fig. la angeschlossen sind, 1b shows a diagram of the harmonics of the current from fluorescent lamps which are connected as consumers to the AC network of FIG.

Fig. lc ein Diagramm der Oberschwingungen desselben Stromes bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens, Fig. 2 ein Schaltschema einer Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens, 1c shows a diagram of the harmonics of the same current when using the method according to the invention, FIG. 2 shows a circuit diagram of a device for carrying out the method according to the invention,

Fig. 3 ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs in einem angenommenen, gestörten Wechselstromnetz, 3 shows a diagram of the temporal voltage curve in an assumed, disturbed AC network,

Fig. 3b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer ersten Gleichrichterschaltung der Fig. 2 zur Ableitung eines Sollwertes, 3b is a diagram of the temporal voltage curve at the output of a first rectifier circuit of FIG. 2 for deriving a setpoint,

Fig. 3c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer zweiten Gleichrichterschaltung der Fig. 2 zur Ableitung eines Istwertes, 3c is a diagram of the voltage curve over time at the output of a second rectifier circuit of FIG. 2 for deriving an actual value,

Fig. 4a ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang eines Impulsoszillators der Fig. 2, 4a is a diagram of the temporal voltage curve at the output of a pulse oscillator of FIG. 2,

Fig. 4b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer Vergleichsschaltung der Fig. 2, 4b is a diagram of the voltage curve over time at the output of a comparison circuit of FIG. 2,

Fig. 4c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer bistabilen Kippschaltung der Fig. 2, 4c is a diagram of the voltage curve over time at the output of a bistable multivibrator of FIG. 2,

Fig. 4d ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Netzwechselstromes, 4d is a diagram of the voltage curve over time at a measuring resistor of FIG. 2 for detecting the mains alternating current,

Fig. 4e ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Kollektorstromes eines Halbleiter-Leistungsschalters der Fig. 2. FIG. 4e shows a diagram of the voltage profile over time at a measuring resistor of FIG. 2 for detecting the collector current of a semiconductor circuit breaker of FIG. 2.

In Fig. la sind die Oberschwingungen mit Ordnungszahl n der Spannung E eines Wechselstromnetzes dargestellt, wie sie tatsächlich in zahlreichen, wenn nicht gar den meisten Fällen festgestellt werden können. Angesichts dieses beträchtlichen Oberschwingungsgehalts ist ohne besondere Massnahmen keine sinusförmige Stromentnahme eines an das Netz angeschlossenen Verbrauchers zu erwarten. Dies wird durch Fig. lb erhellt, welche die tatsächlich gemessenen Oberschwingungen des Stromes I von parallelkompensierten Leuchtstofflampen darstellt, die an das Netz der Fig. la angeschlossen sind. Der Oberwellen-gehalt ist gegenüber Fig. la nochmals merkbar höher. In Fig. La, the harmonics with atomic number n of the voltage E of an AC network are shown, as they can actually be found in numerous, if not most, cases. In view of this considerable harmonic content, no sinusoidal current draw from a consumer connected to the network is to be expected without special measures. This is illustrated by FIG. 1b, which represents the actually measured harmonics of the current I from parallel-compensated fluorescent lamps which are connected to the network of FIG. The harmonic content is noticeably higher compared to Fig. La.

In Fig. lc sind die Oberschwingungen des Stromes I für das gleiche Netz und den gleichen Verbraucher dargestellt, jedoch unter Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens bzw. unter Zwischenschaltung einer nach dem erfindungsgemässen 5 Verfahren arbeitenden Leistungsschalteinrichtung und unter einer Verminderung des Verbrauchs auf 50 % des Nennwertes. Auffallend ist hierbei, dass der Gehalt an Oberschwingungen niedriger Ordnung n erheblich herabgesetzt ist. Es treten, allerdings mit vergleichsweise geringer Amplitude, Oberschwingun-lo gen höherer Ordnung, insbesondere der Ordnungen um 100 und 200 auf, die bei dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel durch Regelzeitkonstanten und eine gewählte Schaltfrequenz um 10 kHz bedingt sind. Diese Störung kann aber durch ein später erwähntes Eingangsfilter auf tragbare i s Werte zurückgeführt werden. 1c shows the harmonics of the current I for the same network and the same consumer, but using the method according to the invention or with the interposition of a power switching device operating according to the method according to the invention and with a reduction in consumption to 50% of the nominal value. It is striking that the content of low-order harmonics n is significantly reduced. There occur, however, with a comparatively low amplitude, higher-order harmonics, in particular the orders around 100 and 200, which in the exemplary embodiment described below are caused by control time constants and a selected switching frequency around 10 kHz. However, this disturbance can be reduced to portable i s values by an input filter mentioned later.

Die in Fig. 2 dargestellte Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens enthält in an sich bekannter Weise eine Leistungsschalteinrichtung, mittels welcher ein Verbraucher mit einer je Halbwelle eines speisenden Wechsel-2d stromnetzes veränderbarer Dauer an dieses Wechselstromnetz anschaltbar ist, und zwar derart, dass sich ein mindestens angenähert sinusförmiger Verbraucherstrom ergibt, der einen minimalen Gehalt an Oberschwingungen der niedrigen Ordnungszahlen zur Netzfrequenz aufweist. The device shown in FIG. 2 for carrying out the method according to the invention contains, in a manner known per se, a power switching device by means of which a consumer can be connected to this alternating current network with a duration that can be changed every half-wave of an alternating 2-d supply network, in such a way that a results at least approximately sinusoidal consumer current, which has a minimal harmonic content of the low ordinal numbers to the network frequency.

25 Klemmen V, an welche der Verbraucher anschliessbar ist, sind über die eine Diagonale einer Gleichrichterbrücke Gl, die in jedem Zweig eine oder mehrere Dioden aufweist, mit Netzklemmen N verbunden. In die Verbindungsleitungen der Verbraucherklemmen V mit den Netzklemmen N sind ein zwei 3« Kondensatoren Cl, C2 und eine Drossel LI enthaltendes Netzeingangsfilter sowie ein Strommesswiderstand Rl geschaltet. Die Netzklemme N, welche dem Nulleiter des Wechselstromnetzes zugeordnet ist, ist über eine Bezugsleitung B1 mit der Masse der Einrichtung verbunden. 25 terminals V, to which the consumer can be connected, are connected to network terminals N via the one diagonal of a rectifier bridge Gl, which has one or more diodes in each branch. A mains input filter containing two 3 “capacitors C1, C2 and a choke LI and a current measuring resistor R1 are connected into the connecting lines of the consumer terminals V with the mains terminals N. The network terminal N, which is assigned to the neutral conductor of the AC network, is connected to the ground of the device via a reference line B1.

35 In die andere Diagonale des Brückengleichrichters Gl ist über eine Drossel L2 und einen weiteren Strommesswiderstand R2 die Kollektor-Emitterstrecke eines Darlington-Transistors Tl geschaltet, dessen Basis über einen Widerstand R3 mit seinem Emitter verbunden ist. Zur Steuerung des Transistors Tl 4(i ist dessen Basis über einen Begrenzungswiderstand R4 mit dem Ausgang eines integrierten Komplementärtreibers T2 verbunden. Die Drossel L2 dient zur Begrenzung der Stromanstiegsgeschwindigkeit bei der impulsweisen Steuerung des Komplementärtreibers T2 und entsprechendem Kollektorstromverlauf des 45 Transistors Tl. Zur Vermeidung von Spannungsspitzen ist der Drossel L2 eine Freilaufdiode Dl parallelgeschaltet. Die Steuerung des Komplementärtreibers T2 erfolgt potentialgetrennt über einen ersten Optokoppler Kl. 35 In the other diagonal of the bridge rectifier Gl, the collector-emitter path of a Darlington transistor T1 is connected via a choke L2 and a further current measuring resistor R2, the base of which is connected to its emitter via a resistor R3. To control the transistor Tl 4 (i, its base is connected via a limiting resistor R4 to the output of an integrated complementary driver T2. The inductor L2 serves to limit the rate of current rise in the pulse-wise control of the complementary driver T2 and the corresponding collector current profile of the 45 transistor Tl A free-wheeling diode D1 is connected in parallel with voltage peaks to the choke L2. The complementary driver T2 is controlled in a potential-isolated manner via a first optocoupler Kl.

Die am Messwiderstand R2 bezüglich des Emitters des so Transistors Tl liegende Spannung, welche dem Kollektorstrom des Transistors Tl proportional ist, ist an den einen Eingang einer Vergleichsschaltung VI gelegt. Am anderen Eingang der Vergleichsschaltung VI liegt eine über ein Einstellpotentiometer PI von der negativen Speisespannung des Komplementärst treibers T2 abgegriffene Referenzspannung. Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung VI ist über einen zweiten Optokoppler K2 einer nachfolgend beschriebenen Steuerlogik zugeführt und dient dazu, den Kollektorstrom des Transistors Tl auf einen einstellbaren Maximalwert zu begrenzen. (.0 Die dargestellte Leistungsschalteinrichtung wirkt in der Weise, dass jeweils dann während jeder Halbwelle der Netzwechselspannung, wenn der Transistor Tl in den leitenden Zustand gesteuert ist, der Netzwechselstrom von der einen Netzklemme N über die Drossel LI des Netzeingangsfilters, <>-■> eine Diode des Brückengleichrichters Gl, die Drossel L2, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tl, den Messwider-stand R2 und eine zweite Diode des Brückengleichrichters Gl zu dem an die Klemmen V angeschlossenen Verbraucher und The voltage across the measuring resistor R2 with respect to the emitter of the transistor T1, which is proportional to the collector current of the transistor T1, is applied to one input of a comparison circuit VI. At the other input of the comparison circuit VI is a reference voltage tapped via a setting potentiometer PI from the negative supply voltage of the complementary driver T2. The output signal of the comparison circuit VI is fed to a control logic described below via a second optocoupler K2 and serves to limit the collector current of the transistor T1 to an adjustable maximum value. (.0 The power switching device shown acts in such a way that during each half-wave of the mains AC voltage, when the transistor T1 is controlled to be in the conductive state, the mains AC current from the one mains terminal N via the inductor LI of the mains input filter, <> - ■> a diode of the bridge rectifier Gl, the inductor L2, the collector-emitter path of the transistor Tl, the measuring resistor R2 and a second diode of the bridge rectifier Gl to the consumer connected to the terminals V and

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zurück über den Messwiderstand an die andere Netzklemme N Die Speise- und Hilfsspannungen für die beiden beschriebe- back to the other mains terminal via the measuring resistor N The supply and auxiliary voltages for the two described

fliesst, bzw. in der umgekehrten Richtung. Ist der Transistor Tl nen, durch die Optokoppler Kl und K2 galvanisch getrennten in anderen Intervallen jeder Halbwelle gesperrt, so fliesst kein Schaltungsteile der vorliegenden Einrichtung werden durch eine Strom in den Verbraucher. über die Sicherung S an das Wechselstromnetz angeschlossene flows, or in the opposite direction. If the transistor Tl nen, blocked by the optocouplers K1 and K2 in a galvanically separated manner at other intervals of each half-wave, then no circuit parts of the present device will flow through a current into the consumer. connected to the AC network via fuse S.

In der in Fig. 2 dargestellten Einrichtung wird zur Erzeu- , Gleichrichtungs- und Siebschaltung G4 ebenfalls getrennt gung des gewünschten Laststromes des Verbrauchers eine min- erzeugt. Hierbei sind die einen, für die beschriebene Steuerlogik destens angenähert sinusförmige Führungsgrösse abgeleitet und bestimmten Hilfsspannungen +E1 und —El (z.B. ±6V) über mit einer dem Laststrom-Istwert entsprechenden Grösse vergli- die Bezugsleitung B1 auf das Potential des Nulleiters des Wech-chen, wobei das Vergleichsresultat in einem Takt, dessen Fre- selstromnetzes und die anderen, für die Leistungssteuerung quenz wesentlich grösser als diejenige der Netzfrequenz ist, der ,0 bestimmten Hilfsspannungen +E2 und —E2 (z.B. ±6V) über Steuerung des Darlington-Transistors Tl dient. eine Bezugsleitung B2 auf den Emitter des Darlington-Transi- In the device shown in FIG. 2, a min- is also generated separately for the generation, rectification and sieving circuit G4 of the desired load current of the consumer. In this case, the one, for the control logic described, approximate sinusoidal command variable are derived and certain auxiliary voltages + E1 and -El (eg ± 6V) are compared with a quantity corresponding to the actual load current value, reference line B1 to the potential of the neutral conductor of the switch , whereby the comparison result in one cycle, its AC network and the other, for the power control quenz is substantially greater than that of the network frequency, the 0 determined auxiliary voltages + E2 and -E2 (eg ± 6V) by controlling the Darlington transistor T1 serves. a reference line B2 to the emitter of the Darlington Transi-

Zur Ableitung der genannten Führungsgrösse ist zwischen stors Tl bezogen. To derive the reference variable mentioned, reference is made between stors Tl.

den über die Netzklemmen N angeschlossenen Phasenleiter und Die Funktionsweise und Wirkung der anhand der Fig. 2 Nulleiter des speisenden Wechselstromnetzes ein frequenzab- beschriebenen Einrichtung wird im folgenden anhand der zeitli-hängiger Spannungsteiler geschaltet, der die Reihenschaltung 15 chen Diagramme von Strom- und Spannungsverläufen der Fig. von Widerständen R5, R6, R7 und eines Potentiometers P2 3 und 4 erläutert. The phase conductors connected via the network terminals N and the mode of operation and effect of the device described with reference to FIG. 2 neutral conductor of the feeding AC network is switched below using the time-dependent voltage divider, which connects the series circuit to 15 diagrams of current and voltage profiles Fig. Of resistors R5, R6, R7 and a potentiometer P2 3 and 4 explained.

umfasst, wobei der über eine Sicherung S an den Phasenleiter In Fig. 3a ist der Spannungsverlauf eines gestörten Wechsel angeschlossene Widerstand R5 über einen Kondensator C3 mit stromnetzes dargestellt, wie er in der Praxis oft zu beobachten dem Nulleiter verbunden ist. Die am Potentiometer P2 abgegrif- ist. Hierin ist gezeigt, wie im Zeitpunkt tl einer Halbwelle der fene Spannung ist über einen Widerstand R8 dem Eingang einer ;0 Netzwechselspannung eine Strömung auftritt. Gleichrichterschaltung G2 zugeführt, die einen Rechenverstär- In Fig. 3b ist der entsprechende Spannungsverlauf am Aus- The resistance curve R5 connected to the phase conductor via a fuse S is shown in FIG. 3a via a capacitor C3 with the power supply, as is often observed in practice in connection with the neutral conductor. That is tapped at potentiometer P2. This shows how a flow occurs at the time t1 of a half-wave of the open voltage via a resistor R8 at the input of an AC line voltage. Rectifier circuit G2 is supplied, which has a computing amplifier.

ker Ol und, in dessen Rückführung, zwei Dioden D2, D3 und gang der Gleichrichterschaltung G2 dargestellt, welche die Füh-einen Widerstand R9 enthält. Der Ausgang der Gleichrichter- rungsgrösse (d.h. den Sollwert) für die Vergleichsschaltung V2 Schaltung G2 ist mit dem einen Eingang einer Vergleichsschal- liefert. Als Folge der getroffenen Filtermassnahmen mit Hilfe tung V2 verbunden. 2s des Kondensators C3 vor der «idealen» Gleichrichtung mit der ker Ol and, in its feedback, two diodes D2, D3 and gang of the rectifier circuit G2, which contains the Füh a resistor R9. The output of the rectifier variable (i.e. the setpoint) for the comparison circuit V2 circuit G2 is supplied with one input of a comparison circuit. As a result of the filter measures taken, device V2 is used. 2s of the capacitor C3 before the "ideal" rectification with the

Zur Ableitung der dem Laststrom-Istwert entsprechenden den Rechenverstärker Ol enthaltenden Gleichrichterschaltung Grösse ist die am Widerstand Rl bezüglich dem Potential des G2 ist die im Zeitpunkt tl auftretende Abweichung von der Nulleiters des Wechselstromnetzes bzw. der Masse der vorlie- sinusförmigen Idealkurve unterdrückt. Dies hat zur Folge, dass genden Einrichtung gemessene Spannung über ein zwei Wider- die vorgängig beschriebene Leistungsschalteinrichtung über den stände und einen Kondensator C4 enthaltendes Siebglied dem 1(, Istwert-Sollwertvergleich und die entsprechende Anschaltung Eingang einer weiteren Gleichrichterschaltung G3 zugeführt, des Verbrauchers an das Netz gleichfalls eine Filterwirkung welche ebenfalls einen Rechenverstärker 02 und, in dessen gegenüber den Oberschwingungen des Netzes bewirkt. Durch To derive the rectifier circuit size corresponding to the actual load value and containing the computing amplifier Ol, the deviation at the resistor R1 with respect to the potential of the G2 is suppressed at time tl from the neutral of the AC network or the mass of the present sinusoidal ideal curve. This has the result that the measured voltage is supplied to the device via a filter element containing two resistors, the previously described power switching device via the filter and the capacitor C4, and the corresponding input input of a further rectifier circuit G3, to the consumer The network also has a filter effect, which likewise produces a computing amplifier 02 and, in the latter, in relation to the harmonics of the network

Rückführung, zwei Dioden D4, D5 und einen Widerstand R12 den beschriebenen Vergleich in der Vergleichsschaltung V2 enthält. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung G3 ist mit dem wird die Einschaltdauer des Darlington-Transistors Tl verlän-anderen Eingang der Vergleichsschaltung V2 verbunden. 15 gert, wenn Einbrüche in der Netzwechselspannung vorhanden Feedback, two diodes D4, D5 and a resistor R12 contains the described comparison in the comparison circuit V2. The output of the rectifier circuit G3 is connected to the input of the comparator circuit V2 which extends the on-time of the Darlington transistor T1. 15 device if there are dips in the AC mains voltage

Jeweils dann, wenn die vom Laststrom-Istwert abgeleitete sind bzw. verkürzt, wenn ein Überschwingen vorhanden ist. Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung G3 am zweitge- Hierbei sei dahingestellt, ob durch schaltungstechnische Mass-nannten Eingang der Vergleichsschaltung V2 die von der Netz- nahmen wie diejenige der Anordnung und Bemessung des Wechselspannung frequenzabhängig abgeleitete Ausgangsspan- Kondensators C3 ein der Spannung proportionales Verhalten der nung der Gleichrichterschaltung G2 am erstgenannten Eingang 40 Stromentnahme sinnvoll ist oder ob ein nichtlineares Verhalten der Vergleichsschaltung V2 erreicht, erscheint am Ausgang der mit positivem oder negativem Vorzeichen zweckmässig Vergleichsschaltung V2 ein entsprechendes Impulssignal, wel- erscheint. Der in Fig. 3b dargestellte Verlauf der Führungs-ches einer bistabilen Kippschaltung FF, beispielsweise einem grosse basiert auf der Annahme, dass durch den im Spannungs-Flipflop, als Rücksetzsignal zugeführt ist. Der Setzeingang der teiler R5, R6, P2, R7 der Fig. 2 angeordneten Kondensator C3 Kippschaltung FF ist mit dem Ausgang eines Impulsoszillators 45 mindestens angenähert der ursprünglich erwartete sinusförmige 10 verbunden, der in an sich bekannter Weise beispielsweise Verlauf des Stromes erzielt werden soll. In each case, if those derived from the actual load current value are shortened or if there is an overshoot. Output voltage of the rectifier circuit G3 on the second circuit. It must be determined whether the output voltage capacitor C3, which is derived frequency-dependent from the network and the arrangement and measurement of the AC voltage, is a behavior proportional to the voltage of the rectifier circuit G2 makes sense at the first-mentioned input 40, or whether a non-linear behavior of the comparison circuit V2 is reached, a corresponding pulse signal appears at the output of the comparison circuit V2, which has a positive or negative sign, which appears. The course of the guide ches of a bistable multivibrator FF, for example a large one, shown in FIG. 3b is based on the assumption that the reset signal is supplied by the voltage flip-flop. The set input of the divider R5, R6, P2, R7 of FIG. 2 arranged capacitor C3 flip-flop FF is connected to the output of a pulse oscillator 45 at least approximately the originally expected sinusoidal 10, which is to be achieved in a manner known per se, for example the course of the current.

einen Vergleicher V3 enthält, von welchem der eine Eingang an In Fig. 3c ist der Spannungsverlauf am Ausgang der Gleicheinen Widerstände R13, R14, R15 enthaltenden Spannungstei- richterschaltung G3 dargestellt, wobei durch die gestrichelte 1er einer Referenzgleichspannung und der andere Eingang an Sinuskurve angedeutet ist, dass die entsprechende Stromkurve ein Entladeglied angeschlossen ist, das die Reihenschaltung 5() wegen der taktweisen Ein- und Ausschaltung des Transistors Tl eines Widerstandes R16 und eines Kondensators C5 enthält. innerhalb jeder Halbwelle des Netzstromes Oberschwingungen Die Frequenz der vom Impulsoszillator 10 erzeugten Rechteck- im Bereich der 100. und 200. Harmonischen aufweist, wenn die impulse beträgt beispielsweise 10 kHz und deren tastverhält- Taktfrequenz (Frequenz des Impulsoszillators 10) 10 kHz nis beispielsweise 50 zu 50. Das Ausgangssignal der Kippschal- beträgt. Aus Fig. lc ist das Ausmass dieser Oberschwingungen tung, das ein nach Massgabe des Ausgangssignals des Verglei- 55 ersichtlich, deren Wirkung durch das Netzeingangsfilter Cl, C2, chers V2 verändertes Tastverhältnis aufweist, ist dem lichtemit- LI der Fig. 2 gedämpft wird. contains a comparator V3, of which the one input to FIG. 3c shows the voltage profile at the output of the voltage rectifier circuit G3 containing resistors R13, R14, R15, the dotted line indicating a reference DC voltage and the other input indicating a sine curve that the corresponding current curve is connected to a discharge element which contains the series circuit 5 () because of the cyclical switching on and off of the transistor T1 of a resistor R16 and a capacitor C5. harmonics within each half-wave of the mains current The frequency of the square wave generated by the pulse oscillator 10 is in the range of the 100th and 200th harmonics, if the pulse is, for example, 10 kHz and its duty cycle frequency (frequency of the pulse oscillator 10) is 10 kHz, for example 50 to 50. The output signal of the rocker switch is. From Fig. 1c the extent of these harmonics, which can be seen in accordance with the output signal of the comparator 55, the effect of which has a duty cycle changed by the mains input filter C1, C2, V2, is attenuated by the light-emitting element of FIG. 2.

tierenden Element des Optokopplers Kl zugeführt und steuert entsprechend den Komplementärtreiber T2 und damit den Dar- in den Fig. 4a bis 4e ist der zeitliche Verlauf verschiedener lington-Transistor Tl. Signale der Einrichtung der Fig. 2 im Bereich des Zeitpunkts tl ting element of the optocoupler K1 and controls the complementary driver T2 and thus the Dar- in FIGS. 4a to 4e is the time course of different lington transistor Tl. Signals of the device of FIG. 2 in the area of the instant tl

60 der Fig. 3a bis 3c dargestellt, also in zeitlich gedehnten Mass-Das lichtempfangende Element des Optokopplers K2 ist stab. 60 of FIGS. 3a to 3c, that is to say in a time-stretched dimension. The light-receiving element of the optocoupler K2 is stab.

ebenfalls an denjenigen Eingang der Vergleichsschaltung V2 Fig. 4a zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung des Im- also at that input of the comparison circuit V2. FIG. 4a shows the course of the output voltage of the im

angeschlossen, welchem das vom Laststrom-Istwert abgeleitete pulsoszillators 10, der Rechteckimpulse mit konstanter Fre-Signal zugeführt ist. Somit setzt ein dem am Potentiometer P2 quenz und einem Tastverhältniss 1 abgibt. An sich ist es auch eingestellten maximalen Kollektorstrom des Transistors Tl ent- (,s möglich, eine sich ändernde oder zusätzlich gesteuerte Impuls-sprechendes Signal die bistabile Kippschaltung FF über den frequenz vorzusehen. Unter dem Einfluss der von der Netz- connected, which is derived from the actual load current pulse oscillator 10, which is supplied with rectangular pulses with a constant Fre signal. Thus, the one at the potentiometer P2 and a duty cycle 1 outputs. As such, it is also possible to set the maximum collector current of the transistor T1, a changing or additionally controlled pulse-speaking signal to provide the bistable flip-flop FF over the frequency. Under the influence of the mains

Optokoppler K2 vorzeitig zurück, wenn der Kollektorstrom den Wechselspannung abgeleiteten Führungsgrösse verschiebt sich Maximalwert erreicht. dieses Tastverhältnis, wie dies nachfolgend dargestellt ist. Optocoupler K2 returns prematurely when the collector current shifts the AC voltage derived reference variable reaches maximum value. this duty cycle, as shown below.

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Fig. 4b zeigt den Verlauf des Ausgangssignals der Vergleichsschaltung V2, d.h. das Ergebnis des Vergleichs der Führungsgrösse (Referenzspannung) mit dem aus dem gemessenen Stromwert abgeleiteten Istwert. Wenn das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung G3 dasjenige der Gleichrichterschaltung G2 übersteigt, erscheint am Ausgang der Vergleichsschaltung V2 das in Fig. 4b dargestellte impulsförmige Signal, welches die bistabile Kippschaltung FF zurücksetzt. Fig. 4b shows the course of the output signal of the comparison circuit V2, i.e. the result of the comparison of the reference variable (reference voltage) with the actual value derived from the measured current value. If the output signal of the rectifier circuit G3 exceeds that of the rectifier circuit G2, the pulse-shaped signal shown in FIG. 4b appears at the output of the comparison circuit V2, which resets the bistable multivibrator FF.

Fig. 4c zeigt das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF, der das Ausgangssignal des Impulsoszillators 10 als Setzsignal und das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung V2 als Rückstellsignal zugeführt ist. Daraus ist ersichtlich, dass jeweils ein dem Optokoppler Kl zugeführtes, wirksames Ausgangssignal vorliegt, bis ein Rückstellsignal der Vergleichsschaltung V2 eintrifft, worauf das nächste wirksame Ausgangssignal seinen Anfang nimmt, sobald der nächste Taktimpuls des Impulsoszillators 10 als Setzsignal erscheint. Das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF ist über den Optokoppler Kl an den Steuereingang des Komplementärtreibers T2 geführt, der einen entsprechenden Ansteuer- bzw. Ausräumstrom für den Leistungstransistor Tl liefert. Demnach ist der Steuerstrom des den Verbraucher mit dem Wechselstromnetz verbindenden bzw. von ihm trennenden Transistors Tl impulsweise der durch den Kondensator C3 korrigierten und durch das Potentiometer P2 eingestellten Netzwechselspannung nachgeführt. 4c shows the output signal of the bistable multivibrator FF, to which the output signal of the pulse oscillator 10 is supplied as a set signal and the output signal of the comparison circuit V2 as a reset signal. It can be seen from this that an effective output signal supplied to the optocoupler K1 is present until a reset signal of the comparison circuit V2 arrives, whereupon the next effective output signal begins as soon as the next clock pulse of the pulse oscillator 10 appears as a set signal. The output signal of the bistable multivibrator FF is led via the optocoupler Kl to the control input of the complementary driver T2, which supplies a corresponding drive or clearing current for the power transistor Tl. Accordingly, the control current of the transistor T1 connecting or disconnecting the consumer to the alternating current network is tracked in pulses of the alternating mains voltage corrected by the capacitor C3 and set by the potentiometer P2.

Fig. 4d zeigt den zeitlichen Spannungsverlauf am Messwiderstand Rl der Fig. 2, wiederum im Bereich des Zeitpunkts tl der Fig. 3a bis 3c. Hieraus ist die durch unregelmässige Leitintervalle des Transistors hervorgerufene Welligkeit des Stromes ersichtlich, die durch das Netzeingangsfilter Cl. C2, LI geglättet wird. Ferner ist auch in der zeitlich gedehnten Darstellung ersichtlich, dass der Strom im Mittel entsprechend Fig. 3b. d.h. entsprechend der Führungsgrösse, ansteigt. FIG. 4d shows the voltage curve over time at the measuring resistor Rl of FIG. 2, again in the area of the time tl of FIGS. 3a to 3c. This shows the ripple of the current caused by irregular conducting intervals of the transistor, which is caused by the mains input filter Cl. C2, LI is smoothed. Furthermore, it can also be seen in the expanded representation that the current on average corresponds to FIG. 3b. i.e. increases according to the guide size.

s In Fig. 4e ist schraffiert der zeitliche Spannungsverlauf am Messwiderstand R2 der Fig. 2 dargestellt, welcher den Verlauf des Kollektorstromes des Transistors Tl wiedergibt. Die Maximalwerte der Spannungs- bzw. Stromimpulse liegen auf einer gestrichelt dargestellten Kurve, die Funktion der Spannung in und/oder der Last ist. Aus Fig. 4e erkennt man auch die Wirkung der Drossel L2 an der mässigen Geschwindigkeit des Spannungs- bzw. Stromanstiegs. s The hatched voltage curve at the measuring resistor R2 of FIG. 2 is shown hatched in FIG. 4e, which shows the curve of the collector current of the transistor T1. The maximum values of the voltage or current pulses lie on a curve shown in dashed lines, which is a function of the voltage in and / or the load. The effect of the choke L2 can also be seen from FIG. 4e by the moderate speed of the voltage or current rise.

Das vorliegende Verfahren und die vorliegende Einrichtung können zur Regulierung beliebiger netzbetriebener Verbrau-i < eher, insbesondere solcher mit anteilig hoher kapazitiver Beschaffenheit, so wie blindlastkompensierter Verbraucher vorteilhaft zur Anwendung gelangen. The present method and the present device can be used advantageously for regulating any network-operated consumption, in particular those with proportionately high capacitive properties, such as reactive load-compensated consumers.

Eine wichtige Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens besteht zur Regulierung der Helligkeit einer Beleuchtungs-anlage. Insbesondere kann das Verfahren zur Regulierung von Leuchtstoffröhren als Beleuchtungseinrichtung ohne wesentlichen Eingriff in bestehende Installationen und bei gleichzeitig optimaler Kompensation der Blindleistung vorteilhaft angewandt werden. Die Regulierung der Helligkeit einer elektri-sehen Beleuchtungseinrichtung ist nicht nur vom Standpunkt der optimalen, gleichbleibenden Arbeitshelligkeit bei schwankendem Tageslicht, sondern auch im Hinblick auf Einsparung von Energie von zunehmender Bedeutung. An important application of the method according to the invention is to regulate the brightness of a lighting system. In particular, the method for regulating fluorescent tubes as a lighting device can be advantageously used without substantial intervention in existing installations and with optimal compensation of the reactive power. The regulation of the brightness of an electrical lighting device is of increasing importance not only from the point of view of the optimal, constant working brightness in fluctuating daylight, but also in terms of saving energy.

Eine weitere Anwendung des erfindungsgemässen Verfah-ïn rens besteht in der Regulierung von Elektro-Motoren. Another application of the method according to the invention is in the regulation of electric motors.

C C.

3 Blatt Zeichnungen 3 sheets of drawings

Claims

615 284 2 PATENT CLAIMS arrangement at least one reactive circuit element

1. Method for regulating from an alternating current (C3), e.g. a capacitor.

electrical power delivered to a consumer 10. Device according to claim 8, characterized in

by controlling the relative switch-on time by means of a power switch in which the tapping of the voltage divider (R5, R6, P2, R7) switches the current path to the consumer. 5 potentiometers (P2) for setting the during each half device, characterized in that the relative switch-on wave is output to the consumer.

Switching duration with a pulse frequency that is significantly higher than the 11th device according to claim 8, characterized in

Mains frequency, and in such a way over the entire duration that each rectifier circuit (G2; G3) has a computing

Each half-wave of the AC mains voltage is controlled so that stronger (01; 02) and a diode arrangement (D2, D3; D4, D5) contain the average value of the switched current over the half-wave m.

the mains alternating voltage of a sine curve at least 12. Device according to claim 7, characterized in

approaches is tracked. that the memory (FF) is a bistable flip-flop, e.g. a

2. The method according to claim 1, characterized in that flip-flop.

that the switching on of the power switching device during the 13th device according to one of claims 7 to 12,

each half-wave is carried out at time intervals, the 15 characterized in that the output of the memory (FF) length is significantly shorter than the length of the half-wave that the current supplied to the consumer is continuously measured with the semiconductor switch (Tl) via an optocoupler (Kl) is, and a complementary driver (T2) is connected, and that within the time intervals the switching off of the 14th device according to claim 13, characterized

Power switching device is then made when a net that the semiconductor switch (T1) a Darlington transistor voltage derived from the measured current greater than the 20 jst, the base of which via a limiting resistor (R4) to the voltage of an at least approximately sinusoidal reference output of the complementary Driver (T2) and its Kolrenz half-wave with the mains frequency. detector-emitter path via a current rise limiting

3. The method according to claim 2, characterized in that the throttle (L2) is connected to said other diagonal of the rectifier so that the switching on of the power switching device is connected in the same bridge (Gl).

moderate time intervals is made. 25 15. A device according to claim 14, characterized

4. The method according to claim 2, characterized in that in order to limit the collector current of the semiconductor that the reference half-waves from the mains AC voltage switch (Tl) in its collector-emitter circuit, a measurement is derived. resistor (R2) is connected to the one input of a

5. The method according to claim 4, characterized in that a further comparison circuit (VI) is connected, to which that the mains alternating voltage is deformed, for example sieved, in the other input, an adjustable, constant reference voltage is generated. and that the outcome of the further comparison

6. The method according to any one of claims 2 to 5, characterized by a circuit (VI) via an optocoupler (K2) characterized in that by adjusting the amplitudes of the input of the first-mentioned comparison circuit (V2) in verbin reference half-waves during each half-wave the wording is to which the output from the consumer power is determined. 35 Actual voltage is supplied.

7. Facility to perform the procedure after

Claim 1, with a rectifier bridge, one of which is diag-

The present invention relates to a method for regulating, characterized by a first circuit arrangement 40 that is supplied from an alternating current network to a consumer (R5, R6, P2, R7, G2) for generating an at least specified electrical power by controlling the nominal voltage which runs in accordance with the half-sine waves, and the duty cycle by means of a

by a second circuit arrangement (Rl, G3) for deriving the power switching device that is connected.

an actual voltage from the consumer current, through a connection to the known methods of the type mentioned make use of the two circuit arrangements mentioned 45 of a regulation of the current flow angle after the phase synchronization circuit (V2), which emits an output signal when the gating method, whereby in each Half-wave of the mains voltage - the actual voltage is greater than the nominal voltage, the alternating voltage causes the current flow interval either from a pulse oscillator (10) to generate square-wave pulses, at a certain point in time after the mains voltage has passed zero, the frequency of which is significantly higher than the mains frequency, and alternating voltage up to subsequent zero crossing or through a memory (FF), the set input of which is connected to the output 50 but from a zero crossing to a specific time interval of the pulse oscillator (10), the reset point of which can extend before the subsequent zero crossing, input to the output of the Comparison circuit g (V2) is disadvantageous in this known method that the content is bound and its output with the semiconductor switch (Tl) of current harmonics of a low atomic number is undesirable or is connected in such a way that one in the set state is impermissibly high. This property makes extensive memory (FF) output signal of the memory (FF) necessary for the 55 filter in order to comply with standard regulations, for example the semiconductor switch (T1) in its conductive state. according to the European standard EN 50 006.