DE2739780A1

DE2739780A1 - METHOD FOR REGULATING THE ELECTRICAL POWER SUPPLIED FROM AN AC GRID TO A CONSUMER AND EQUIPMENT FOR EXECUTING THE METHOD

Info

Publication number: DE2739780A1
Application number: DE19772739780
Authority: DE
Inventors: Hans-Dieter Gruedelbach
Original assignee: EVERS POUL HAHN
Current assignee: EVERS POUL HAHN
Priority date: 1977-06-01
Filing date: 1977-09-03
Publication date: 1978-12-07
Also published as: DK450977A; CH615284A5; AU2919977A; DK144350B; JPS541860A; GB1604305A; FR2393365B1; SE7806333L; FR2393365A1; DK144350C

Description

VV 1.6.191.6.19

DR-IHQ EUGEN MAIER
DR.-ING. ECUKAW WÖLK
PATENTANWÄLTE \ DR-IHQ EUGEN MAIER
DR.-ING. ECUKAW WÖLK
PATENT LAWYERS \

7 STUI To ART 1
PfSOHEKSTR. 19, TEL 24 27 ti-17 STUI To ART 1
PfSOHEKSTR. 19, TEL 24 27 ti-1

A 12 109 A 12 109

Poul Hahn Evers, 6984 PuraPoul Hahn Evers, 6984 Pura

Verfahren zur Regulierung der aus einem Wechselstromnetz an einen Verbraucher abgegebenen elektrischen Leistung und Einrichtung zur Ausführung des VerfahrensProcedure for regulating the from an alternating current network electrical power output by a consumer and device for carrying out the method

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regulierung der aus einem Wechselstromnetz an einen Verbraucher abgegebenen elektrischen Leistung durch Steuerung der relativen Einschaltdauer mittels einer in den Strompfad zum Verbraucher geschalteten Leistungsschalteinrichtung.The present invention relates to a method for regulating the output from an alternating current network to a consumer electrical power by controlling the relative duty cycle by means of an in the current path to the consumer switched power switchgear.

Bekannte Verfahren der genannten Art machen Gebrauch von einer Regulierung des Stromflusswinkels nach dem Phasenanschnittverfahren, wobei sich in jeder Halbwelle der NetzwechselspannungKnown methods of the type mentioned make use of a Regulation of the current flow angle according to the phase control method, with the AC mains voltage occurring in each half-cycle

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ORfGlNAL INSPECTEDORfGlNAL INSPECTED

das Stromflussintervall entweder von einem bestimmten Zeitpunkt nach einem Nulldurchgang der Netzwechselspannung bis zum nachfolgenden Nulldurchgang oder aber von einem Nulldurchgang bis zu einem bestimmten Zeitpunkt vor dem nachfolgenden Nulldurchgang erstrecken kann. Nachteilig ist bei diesem bekannten Verfahren, dass der Gehalt an Stromoberwellen niedriger Ordnungszahl unerwünscht oder unzulässig hoch ist. Diese Eigenschaft macht umfangreiche Filter notwendig, um Normvorschriften, beispielsweise diejenigen der Europäischen Norm EN 50 006 zu erfüllen. the current flow interval either from a specific point in time after a zero crossing of the AC mains voltage until the next zero crossing or from a zero crossing to can extend at a certain point in time before the subsequent zero crossing. The disadvantage of this known method is that the content of current harmonics with a low atomic number is undesirable or impermissibly high. This attribute makes extensive filters necessary in order to meet standard regulations, for example those of the European standard EN 50 006.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, ein Verfahren der eingangs genannten Art zu schaffen, bei welchem Abweichungen des Verbraucherstromes vom Sinusverlauf höchstens mit so hoher Frequenz auftreten, dass deren Verminderung zur Unterdrückung von Netzstörungen mit einfachen Filtermassnahmen möglich ist.The object of the present invention is to provide a method of the above to create named type, in which deviations of the consumer current from the sine curve at most with as high a Frequency occur that their reduction to suppress network disturbances is possible with simple filter measures.

Erfindungsgemäss ist das Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gekennzeichnet, dass die relative Einschaltdauer mit einer Tastfrequenz, die wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und in der Weise über die gesamte Dauer jeder Halbwelle der Netzwechselspannung gesteuert wird, dass der mittlere Wert des geschalteten Stromes über die Halbwelle einer Sinuskurve mindestens angenähert nachgeführt wird.According to the invention, the method of the type mentioned at the beginning characterized in that the relative duty cycle with a sampling frequency that is significantly higher than the mains frequency is, and is controlled over the entire duration of each half cycle of the AC mains voltage that the mean value of the switched current is tracked at least approximately over the half-wave of a sinusoidal curve.

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Die Erfindung bezieht sich zudem auf eine Einrichtung zur Ausführung des oben definierten Verfahrens, wobei die Einrichtung eine Gleichrichterbrücke enthält, deren eine Diagonale in Reihe zum Verbraucher geschaltet ist und an deren andere Diagonale ein gesteuerter Halbleiterschalter angeschlossen ist.The invention also relates to a device for implementation of the method defined above, the device including a rectifier bridge, one diagonal of which is in series is switched to the consumer and a controlled semiconductor switch is connected to the other diagonal.

Erfindungsgemäss ist diese Einrichtung gekennzeichnet durch eine erste Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer mindestens angenähert gemäss Sinus-Halbwellen verlaufenden Sollspannung, durch eine zweite Schaltungsanordnung zur Ableitung einer Istspannung aus dem Verbraucherstrom, durch eine an die beiden genannten Schaltungsanordnungen angeschlossene Vergleichsschaltung, welche ein Ausgangssignal abgibt, wenn die Istspannung grosser als die Sollspannung ist, durch einen Impulsoszillator zur Erzeugung von Rechteckimpulsen, deren Frequenz wesentlich höher als die Netzfrequenz ist, und durch einen Speicher, dessen Setzeingang mit dem Ausgang des Impulsoszillators verbunden ist, dessen Rückstelleingang mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung verbunden ist und dessen Ausgang mit dem Halbleiterschalter derart in Verbindung steht, dass ein im gesetzten Zustand des Speichers erzeugtes Ausgangssignal des Speichers den Halbleiterschalter in seinem leitenden Zustand hält.According to the invention, this device is characterized by a first circuit arrangement for generating a nominal voltage running at least approximately in accordance with half-sine waves, by a second circuit arrangement for deriving an actual voltage from the consumer current, by one to the two mentioned circuit arrangements connected comparison circuit, which emits an output signal when the actual voltage is greater than the nominal voltage, due to a pulse oscillator for generating square pulses, the frequency of which is significant higher than the mains frequency, and through a memory whose set input is connected to the output of the pulse oscillator whose reset input is connected to the output of the comparison circuit and whose output is connected to the semiconductor switch is connected in such a way that an output signal of the memory generated in the set state of the memory denotes Holds semiconductor switch in its conductive state.

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-*- 273978Q - * - 273978Q

Das erfindungsgemässe Verfahren und eine Einrichtung zu dessen Ausführung werden nachstehend anhand von Diagrammen und eines Schaltschemas beispielsweise erläutert.The method according to the invention and a device for it Execution are explained below using diagrams and a circuit diagram, for example.

Es zeigen:Show it:

Fig. la ein Diagramm der Oberschwingungen der Spannung eines gestörten Wechselstromnetzes,Fig. La is a diagram of the harmonics of the voltage of a disturbed AC network,

Fig. Ib ein Diagramm der Oberschwingungen des Stromes von Leuchtstofflampen, die als Verbraucher an das Wechselstromnetz der Fig. la angeschlossen sind,Fig. Ib is a diagram of the harmonics of the current of fluorescent lamps, which are connected as consumers to the alternating current network of Fig. la,

Fig. Ic ein Diagramm der Oberschwingungen desselben Stromes bei Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens,Fig. Ic is a diagram of the harmonics of the same current Application of the method according to the invention,

Fig. 2 ein .Schaltschema einer Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens,Fig. 2 is a .Schaltschema a device for executing the inventive method,

Fig. 3 ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs in einem angenommenen, gestörten Wechselstromnetz,3 shows a diagram of the voltage profile over time in an assumed, faulty alternating current network,

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Fig. 3b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer ersten Gleichrichterschaltung der Fig. 2 zur Ableitung eines Sollwertes,3b shows a diagram of the voltage profile over time at the output a first rectifier circuit of FIG. 2 for deriving a setpoint value,

Fig. 3c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer zweiten Gleichrichterschaltung der Fig. 2
zur Ableitung eines Istwertes,FIG. 3c shows a diagram of the voltage profile over time at the output of a second rectifier circuit from FIG. 2
to derive an actual value,

Fig. 4a ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang eines Impulsoszillators der Fig. 2,4a shows a diagram of the voltage profile over time at the output a pulse oscillator of FIG. 2,

Fig. 4b ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer Vergleichsschaltung der Fig. 2,4b shows a diagram of the voltage profile over time at the output a comparison circuit of FIG. 2,

Fig. 4c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs am Ausgang einer bistabilen Kippschaltung der Fig. 2,4c shows a diagram of the voltage profile over time at the output a bistable flip-flop circuit of FIG. 2,

Fig. 4d ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Netzwechselstromes ,4d shows a diagram of the voltage profile over time on a Measuring resistor of Fig. 2 for detecting the mains alternating current,

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-χ- 273978Q -χ- 273978Q

Fig. 4c ein Diagramm des zeitlichen Spannungsverlaufs an einem Messwiderstand der Fig. 2 zur Erfassung des Kollektorstromes eines Halbleiter-Leistungsschalters der Fig. 2.FIG. 4c shows a diagram of the voltage profile over time on a measuring resistor from FIG. 2 for detecting the Collector current of a semiconductor power switch of FIG. 2.

In Fig. la sind die Oberschwingungen mit Ordnungszahl η der Spannung E eines Wechselstromnetzes dargestellt, wie sie tatsächlich in zahlreichen, wenn nicht gar den meisten Fällen festgestellt werden können. Angesichts dieses beträchtlichen Oberschwingungsgehalts ist ohne besondere Massnahmen keine sinusförmige Stromentnahme eines an das Netz angeschlossenen Verbrauchers zu erwarten. Dies wird durch Fig. Ib erhellt, welche die tatsächlich gemessenen Oberschwingungen des Stromes I von parallelkompensierten Leuchtstofflampen darstellt, die an das Netz der Fig. la angeschlossen sind. Der Oberwellengehalt ist gegenüber Fig. la nochmals merkbar höher.In Fig. La the harmonics with ordinal number η of the voltage E of an alternating current network are shown as they can actually be found in numerous, if not most, cases. Given this considerable Harmonic content is not a sinusoidal current consumption of a connected to the network without special measures Expected by the consumer. This is illustrated by Fig. Ib, which shows the actually measured harmonics of the current I of parallel-compensated fluorescent lamps connected to the network of Fig. la are. The harmonic content is again noticeably higher compared to FIG.

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273978Q273978Q

In Fig. lc sind die Oberschwingungen des Stromes I für das gleiche Netz und den gleichen Verbraucher dargestellt, jedoch unter Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens bzw. unter Zwischenschaltung einer nach dem erfindungsgemässen Verfahren arbeitenden Leistungsschalteinrichtung und unter einer Verminderung des Verbrauchs auf 50 % des Nennwertes. Auffallend ist hierbei, dass der Gehalt an Oberschwingungen niedriger Ordnung η erheblich herabgesetzt ist. Es treten, allerdings mit vergleichsweise geringer Amplitude, Oberschwingungen höherer Ordnung, insbesondere der Ordnungen um 100 und 200 auf, die bei dem nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiel durch Regelzeitkonstanten und eine gewählte Schaltfrequenz um 10 kHz bedingt sind. Diese Störung kann aber durch ein später erwähntes Eingangsfilter auf tragbare Werte zurückgeführt werden.In Fig. Lc, the harmonics of the current I for the same network and the same consumer are presented, but using the inventive method and with the interposition of a device operating according to the inventive method, power switching device and a reduction in the consumption of 50% of the nominal value. It is noticeable here that the content of low-order harmonics η is considerably reduced. However, higher-order harmonics occur, albeit with a comparatively low amplitude, in particular of the orders of 100 and 200, which in the exemplary embodiment described below are caused by control time constants and a selected switching frequency of around 10 kHz. However, this disturbance can be reduced to acceptable values by an input filter mentioned later.

Die in Fig. 2 dargestellte Einrichtung zur Ausführung des erfindungsgemässen Verfahrens enthält in an sich bekannter WeiseThe device shown in FIG. 2 for carrying out the inventive The method contains in a manner known per se

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eine Leistungsschalteinrichtung, mittels welcher ein Verbraucher mit einer je Halbwelle eines speisenden Wechselstromnetzes veränderbarer Dauer an dieses Wechselstromnetz anschaltbar ist, und zwar derart, dass sich ein mindestens angenähert sinusförmiger Verbraucherstrom ergibt, der einen minimalen Gehalt an Oberschwingungen der niedrigen Ordnungszahlen zur Netzfrequenz aufweist.a power switching device, by means of which a load can be changed with one half-wave of a feeding AC network Duration can be connected to this alternating current network in such a way that an at least approximately sinusoidal Load current results, which has a minimal content of harmonics of the low ordinal numbers to the network frequency.

Klemmen V, an welche der Verbraucher anschliessbar ist, sind über die eine Diagonale einer Gleichrichterbrücke Gl, die in jedem Zweig eine oder mehrere Dioden aufweist, mit Netzklemmen N verbunden. In die Verbindungsleitungen der Verbraucherklemmen V mit den Netzklemmen N sind ein zwei Kondensatoren Cl, C2 und eine Drossel Ll enthaltendes Netzeingangsfilter sowie ein Strommesswiderstand Rl geschaltet. Die Netzklemme N, welche dem Nulleiter des Wechselstromnetzes zugeordnet ist, ist über eine Bezugsleitung Bl mit der Masse der Einrichtung verbunden. Terminals V, to which the consumer can be connected, are connected via one diagonal of a rectifier bridge Gl, which is shown in each branch has one or more diodes, connected to network terminals N. In the connecting lines of the consumer terminals V with the mains terminals N are a two capacitors Cl, C2 and a network input filter containing a choke Ll and a current measuring resistor Rl switched. The network terminal N, which is assigned to the neutral conductor of the AC network, is connected to the ground of the device via a reference line B1.

In die andere Diagonale des Brückengleichrichters Gl ist über eine Drossel L2 und einen weiteren Strommesswiderstand R2 die Kollektor-Emitterstrecke eines Darlington-Transistors Tl geschaltet, dessen Basis über einen Widerstand R3 mit seinem EmitterThe other diagonal of the bridge rectifier Gl is via a choke L2 and a further current measuring resistor R2 Collector-emitter path of a Darlington transistor Tl connected, the base of which is connected to its emitter via a resistor R3

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verbunden ist. Zur Steuerung des Transistors Tl ist dessen Basis über einen Begrenzungswiderstand R4 mit dem Ausgang eines integrierten Komplementärtreibers T2 verbunden. Die Drossel L2 dient zur Begrenzung der Stromanstiegsgeschwindigkeit bei der impulsweisen Steuerung des Komplementärtreibers T2 und entsprechendem Kollektorstromverlauf des Transistors Tl. Zur Vermeidung von Spannungsspitzen ist der Drossel L2 eine Freilaufdiode Dl parallelgeschaltet. Die Steuerung des Komplementärtreibers T2 erfolgt potentialgetrennt über einen ersten Optokoppler Kl.connected is. To control the transistor Tl, its base is connected to the output of a limiting resistor R4 integrated complementary driver T2 connected. The choke L2 is used to limit the rate of current rise at the Pulse-wise control of the complementary driver T2 and the corresponding collector current curve of the transistor Tl. To avoid this of voltage peaks, the choke L2 is connected in parallel with a freewheeling diode Dl. The control of the complementary driver T2 takes place electrically isolated via a first optocoupler Kl.

Die am Messwiderstand R2 bezüglich des Emitters des Transistors Tl liegende Spannung, welche dem Kollektorstrom des Transistors Tl proportional ist, ist an den einen Eingang einer Vergleichsschaltung Vl gelegt. Am andern Eingang der Vergleichsschaltung Vl liegt eine über ein Einstellpotentiometer Pl von der negativen Speisespannung des Komplementärtreibers T2 abgegriffene Referenzspannung. Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung Vl ist über einen zweiten Optokoppler K2 einer nachfolgend beschriebenen Steuerlogik zugeführt und dient dazu, den Kollektorstrom des Transistors Tl auf einen einstellbaren Maximalwert zu begrenzen. The voltage across the measuring resistor R2 with respect to the emitter of the transistor T1, which corresponds to the collector current of the transistor Tl is proportional, is applied to one input of a comparison circuit Vl. At the other input of the comparison circuit Vl is a reference voltage tapped via an adjustment potentiometer Pl from the negative supply voltage of the complementary driver T2. The output signal of the comparison circuit V1 is one described below via a second optocoupler K2 Control logic supplied and is used to limit the collector current of the transistor Tl to an adjustable maximum value.

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AS 273978Q AS 273978Q

Die dargestellte Leistungsschalteinrichtung wirkt in der Weise, dass jeweils dann während jeder Halbwelle der Netzwechselspannung, wenn der Transistor Tl in den leitenden Zustand gesteuert ist, der Netzwechselstrom von der einen Netzklemme N über die Drossel Ll des Netzeingangsfilters, eine Diode des Brückengleichrichters Gl, die Drossel L2, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Tl, den Messwiderstand R2 und eine zweite Diode des Brückengleichrichters Gl zu dem an die Klemmen V angeschlossenen Verbraucher und zurück über den Messwiderstand an die andere Netzklemme N fliesst, bzw. in der umgekehrten Richtung. Ist der Transistor Tl in anderen Intervallen jeder Halbwelle gesperrt, so fliesst kein Strom in den Verbraucher.The power switching device shown acts in such a way that during each half-cycle of the AC mains voltage, when the transistor Tl is controlled in the conductive state, the mains alternating current from the one mains terminal N via the Choke Ll of the mains input filter, a diode of the bridge rectifier Gl, the choke L2, the collector-emitter path of the transistor Tl, the measuring resistor R2 and a second diode of the Bridge rectifier Gl to the consumer connected to terminals V and back to the other via the measuring resistor Mains terminal N flows, or in the opposite direction. If the transistor Tl is blocked in other intervals of each half-wave, so no electricity flows into the consumer.

In der in Fig. 2 dargestellten Einrichtung wird zur Erzeugung des gewünschten Laststromes des Verbrauchers eine mindestens angenähert sinusförmige Führungsgrösse abgeleitet und mit einer dem Laststrom-Istwert entsprechenden Grosse verglichen, wobei das Vergleichsresultat in einem Takt, dessen Frequenz wesentlich grosser als diejenige der Netzfrequenz ist, der Steuerung des Darlington-Transistors Tl dient.In the device shown in Fig. 2 is to generate the desired load current of the consumer at least derived approximately sinusoidal reference variable and compared with a variable corresponding to the actual load current value, with the comparison result in a cycle, the frequency of which is significantly higher than that of the mains frequency, the control of the Darlington transistor Tl is used.

Zur Ableitung der genannten Führungsgrösse ist zwischen den über die Netzklemmen N angeschlossenen Phasenleiter und Nulleiter des speisenden Wechselstromnetzes ein frequenzabhängiger Spannungsteiler geschaltet, der die Reihenschaltung von Wider-To derive the command variable mentioned, there is a phase conductor and a neutral conductor connected via the network terminals N. of the supplying alternating current network, a frequency-dependent voltage divider is switched, which enables the series connection of resistors

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ständen R5, R6, R7 und eines Potentiometers P2 umfasst, wobei der über eine Sicherung S an den Phasenleiter angeschlossene Widerstand R5 über einen Kondensator C3 mit dem Nulleiter verbunden ist. Die am Potentiometer P2 abgegriffene Spannung ist über einen Widerstand R8 dem Eingang einer Gleichrichterschaltung G2 zugeführt, der einen Rechenverstärker 01 und, in dessen Rückführung, zwei Dioden D2, D3 und einen Widerstand R9 enthält. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung G2 ist mit dem einen Eingang einer Vergleichsschaltung V2 verbunden.stands R5, R6, R7 and a potentiometer P2, where the resistor R5 connected to the phase conductor via a fuse S is connected to the neutral conductor via a capacitor C3 is. The voltage tapped at the potentiometer P2 is the input of a rectifier circuit via a resistor R8 G2 supplied, which contains an arithmetic amplifier 01 and, in its return, two diodes D2, D3 and a resistor R9. The output of the rectifier circuit G2 is connected to one input of a comparison circuit V2.

Zur Ableitung der dem Laststrom-Istwert entsprechenden Grosse ist die am Widerstand Rl bezüglich dem Potential des Nulleiters des Wechselstromnetzes bzw. der Masse der vorliegenden Einrichtung gemessene Spannung über ein zwei Widerstände und einen Kondensator C4 enthaltendes Siebglied dem Eingang einer weiteren Gleichrichterschaltung G3 zugeführt, welche ebenfalls einen Rechenverstärker 02 und, in dessen Rückführung, zwei Dioden D4, D5 und einen Widerstand R12 enthält. Der Ausgang der Gleichrichterschaltung G3 ist mit dem anderen Eingang der Vergleichsschaltung V2 verbunden.To derive the value corresponding to the actual load current value is the one at the resistor Rl with respect to the potential of the neutral conductor of the alternating current network or the ground of the present device measured voltage across a filter element containing two resistors and a capacitor C4 to the input of another Rectifier circuit G3 is supplied, which also has an arithmetic amplifier 02 and, in its return, two diodes D4, D5 and a resistor R12. The output of the rectifier circuit G3 is connected to the other input of the comparison circuit V2 connected.

Jeweils dann, wenn die vom Laststrom-Istwert abgeleitete Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung G3 am zweitgenanntenIn each case when the output voltage derived from the actual load current value the rectifier circuit G3 on the latter

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Eingang der Vergleichsschaltung V2 die von der Netzwechselspannung frequenzabhängig abgeleitete Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltung G2 am erstgenannten Eingang der Vergleichsschaltung V2 erreicht, erscheint am Ausgang der Vergleichsschaltung V2 ein entsprechendes Impulssignal, welches einer bistabilen Kippschaltung FF, beispielsweise einem Flipflop, als Rücksetzsignal zugeführt ist. Der Setzeingang der Kippschaltung FF ist mit dem Ausgang eines Impulsoszillators IO verbunden, der in an sich bekannter Weise beispielsweise einen Vergleicher V3 enthält, von welchem der eine Eingang an einen Widerstände R13, R14, R15 enthaltenden Spannungsteiler einer Referenzgleichspannung und der andere Eingang an ein Entladeglied angeschlossen ist, das die Reihenschaltung eines Widerstandes R16 und eines Kondensators C5 enthält. Die Frequenz der vom Impulsoszillator IO erzeugten Rechteckimpulse beträgt beispielsweise 10 kHz und deren Tastverhältnis beispielsweise 50 zu 50. Das Ausgangssignal der Kippschaltung, das ein nach Massgabe des Ausgangssignals des Vergleichers V2 verändertes Tastverhältnis aufweist, ist dem lichtemittierenden Element des Optokopplers Kl zugeführt und steuert entsprechend den Komplementärtreiber T2 und damit den Darlington-Transistor Tl.Input of the comparison circuit V2 that of the AC mains voltage Output voltage of the rectifier circuit G2 derived as a function of the frequency at the first-mentioned input of the comparison circuit V2 reached, a corresponding pulse signal appears at the output of the comparison circuit V2, which a bistable multivibrator FF, for example a flip-flop, is supplied as a reset signal. The set input of the Flip-flop FF is connected to the output of a pulse oscillator IO, which in a manner known per se, for example contains a comparator V3, of which the one input to a resistors R13, R14, R15 containing voltage divider a DC reference voltage and the other input is connected to a discharge element, which is the series connection of a resistor R16 and a capacitor C5. The frequency of the square-wave pulses generated by the pulse oscillator IO is for example 10 kHz and its pulse duty factor, for example 50 to 50. The output signal of the flip-flop circuit, which is a pulse duty factor changed in accordance with the output signal of the comparator V2 has, is fed to the light-emitting element of the optocoupler Kl and controls the complementary driver accordingly T2 and thus the Darlington transistor Tl.

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Das lichtempfangende Element des Optokopplers K2 ist ebenfalls an denjenigen Eingang der Vergleichsschaltung V2 angeschlossen, welchem das vom Laststrom-Istwert abgeleitete Signal zugeführt ist. Somit setzt ein dem am Potentiometer P2 eingestellten maximalen Kollektorstrom des Transistors Tl entsprechendes Signal die bistabile Kippschaltung FF über den Optokoppler K2 vorzeitig zurück, wenn der Kollektorstrom den Maximalwert erreicht.The light-receiving element of the optocoupler K2 is also connected to that input of the comparison circuit V2, to which the signal derived from the actual load current value is fed. This means that the maximum set on potentiometer P2 is set Collector current of the transistor Tl corresponding signal the bistable flip-flop FF via the optocoupler K2 prematurely back when the collector current reaches the maximum value.

Die Speise- und Hilfsspannungen für die beiden beschriebenen, durch die Optokoppler Kl und K2 galvanisch getrennten Schaltungsteile der vorliegenden Einrichtung werden durch eine über die Sicherung S an das Wechselstromnetz angeschlossene Gleichrichtungs- und Siebschaltung G4 ebenfalls getrennt erzeugt. Hierbei sind die einen, für die beschriebene Steuerlogik bestimmten Hilfs· spannungen +El und -El (z.B. -6V) über die Bezugsleitung Bl auf das Potential des Nulleiters des Wechselstromnetzes und die anderen, für die Leistungssteuerung bestimmten Hilfsspannungen +E2 und -E2 (z.B. -6V) über eine Bezugsleitung B2 auf den Emitter des Darlington-Transistors Tl bezogen.The supply and auxiliary voltages for the two described, by the optocoupler Kl and K2 galvanically isolated circuit parts of the present device are through a Fuse S connected to the AC network rectification and filter circuit G4 also generated separately. Here are the one auxiliary intended for the control logic described voltages + El and -El (e.g. -6V) via the reference line Bl the potential of the neutral conductor of the alternating current network and the other auxiliary voltages + E2 intended for power control and -E2 (e.g. -6V) related to the emitter of the Darlington transistor Tl via a reference line B2.

Die Funktionsweise und Wirkung der anhand der Fig. 2 beschriebenen Einrichtung wird im folgenden anhand der zeitlichen Diagramme von Strom- und Spannungsverläufen der Fig. 3 und 4 erläutert. The mode of operation and effect of the described with reference to FIG The device is explained below with reference to the time diagrams of current and voltage curves in FIGS. 3 and 4.

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In Fig. 3a ist der Spannungsverlauf eines gestörten Wechselstromnetzes dargestellt, wie er in der Praxis oft zu beobachten ist. Hierin ist gezeigt, wie im Zeitpunkt ti einer Halbwelle der Netzwechselspannung eine Störung auftritt.In Fig. 3a is the voltage curve of a disturbed alternating current network shown as it can often be observed in practice. It is shown here how at time ti of a half-wave a fault occurs in the AC mains voltage.

In Fig. 3b ist der entsprechende Spannungsverlauf am Ausgang der Gleichrichterschaltung G2 dargestellt, welche die Führungsgrösse (d.h. den Sollwert) für die Vergleichsschaltung V2 liefert. Als Folge der getroffenen Filtermassnahmen mit Hilfe des Kondensators C3 vor der "idealen" Gleichrichtung mit der den Rechenverstärker 01 enthaltenden Gleichrichterschaltung G2 ist die im Zeitpunkt ti auftretende Abweichung von der sinusförmigen Idealkurve unterdrückt. Dies hat zur Folge, dass die vorgängig beschriebene Leistungsschalteinrichtung über den Istwert-Sollwertvergleich und die entsprechende Anschaltung des Verbrauchers an das Netz gleichfalls eine Filterwirkung gegenüber den Oberschwingungen des Netzes bewirkt. Durch den beschriebenen Vergleich in der Vergleichsschaltung V2 wird die Einschaltdauer des Darlington-Transistors Tl verlängert, wenn Einbrüche in der Netz· wechselspannung vorhanden sind bzw. verkürzt, wenn ein Ueberschwingen vorhanden ist. Hierbei sei dahingestellt, ob durch schaltungstechnische Massnahmen wie diejenige der Anordnung und Bemessung des Kondensators C3 ein der Spannung proportionales 3b shows the corresponding voltage profile at the output of the rectifier circuit G2, which supplies the reference variable (ie the setpoint value) for the comparison circuit V2. As a result of the filter measures taken with the aid of the capacitor C3 before the "ideal" rectification with the rectifier circuit G2 containing the arithmetic amplifier 01, the deviation from the sinusoidal ideal curve occurring at time ti is suppressed. As a result, the previously described power switchgear via the actual value / setpoint comparison and the corresponding connection of the consumer to the network also have a filter effect with respect to the harmonics of the network. As a result of the described comparison in the comparison circuit V2, the switch-on duration of the Darlington transistor T1 is lengthened if there are dips in the AC mains voltage or shortened if there is an overshoot. It remains to be seen whether circuit-related measures such as the arrangement and dimensioning of the capacitor C3 will result in a voltage proportional to the voltage

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- yr- - yr-

Verhalten der Stromentnahme sinnvoll ist oder ob ein nichtlineares Verhalten mit positivem oder negativem Vorzeichen zweckmässig erscheint. Der in Fig. 3b dargestellte Verlauf der Führungsgrösse basiert auf der Annahme, dass durch den im Spannungsteiler R5, R6, P2, R7 der Fig. 2 angeordneten Konden-The behavior of the current consumption makes sense or whether a non-linear behavior with a positive or negative sign seems appropriate. The course shown in Fig. 3b the reference variable is based on the assumption that the condensate arranged in the voltage divider R5, R6, P2, R7 of FIG.

sator C3 mindestens angenähert der ursprünglich erwartete sinusförmige Verlauf des Stromes erzielt werden soll.Sator C3 at least approximates the sinusoidal one that was originally expected Course of the current is to be achieved.

In Fig. 3c ist der Spannungsverlauf am Ausgang der Gleichrichterschaltung G3 dargestellt, wobei durch die gestrichelte Sinuskurve angedeutet ist, dass die entsprechende Stromkurve wegen der taktweisen Ein- und Ausschaltung des Transistors Tl innerhalb jeder Halbwelle des Netzstromes Oberschwingungen im Bereich der 100. und 200. Harmonischen aufweist, wenn die Taktfrequenz (Frequenz des Impulsoszillators 10) 10 kHz beträgt. Aus Fig. Ic ist das Ausmass dieser Oberschwingungen ersichtlich, deren Wirkung durch das Netzeingangsfilter Cl, C2, Ll der Fig. 2 gedämpft wird.In Fig. 3c is the voltage profile at the output of the rectifier circuit G3, the dashed sine curve indicating that the corresponding current curve is due to the cyclic switching on and off of the transistor Tl within each half cycle of the mains current harmonics in the range has the 100th and 200th harmonics when the clock frequency (frequency of the pulse oscillator 10) is 10 kHz. From Fig. Ic the extent of these harmonics can be seen, their effect attenuated by the network input filter Cl, C2, Ll of FIG will.

In den Fig. 4a bis 4e ist der zeitliche Verlauf verschiedener Signale der Einrichtung der Fig. 2 im Bereich des Zeitpunkts ti der Fig. 3a bis 3c dargestellt, also in zeitlich gedehntem Massstab. In FIGS. 4a to 4e, the time course of various signals of the device of FIG. 2 is in the region of the point in time ti 3a to 3c, that is to say on a time-expanded scale.

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Fig. 4a zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung des Impulsoszillators 10, der Rechteckimpulse mit konstanter Frequenz und einem Tastverhältnis 1 abgibt. An sich ist es auch möglich, eine sich ändernde oder zusätzlich gesteuerte Impulsfrequenz vorzusehen. Unter dem Einfluss der von der Netzwechselspannung abgeleiteten Führungsgrösse verschiebt sich dieses Tastverhältnis, wie dies nachfolgend dargestellt ist.Fig. 4a shows the course of the output voltage of the pulse oscillator 10, which emits square-wave pulses with a constant frequency and a duty cycle of 1. In itself it is also possible to provide a changing or additionally controlled pulse frequency. Under the influence of the AC mains voltage This duty cycle shifts based on the reference variable, as shown below.

Fig. 4b zeigt den Verlauf des Ausgangssignals der Vergleichsschaltung V2, d.h. das Ergebnis des Vergleichs der Führungsgrösse (Referenzspannung) mit dem aus dem gemessenen Stromwert abgeleiteten Istwert. Wenn das Ausgangssignal der Gleichrichterschaltung G3 dasjenige der Gleichrichterschaltung G2 übersteigt, erscheint am Ausgang der Vergleichsschaltung V2 das in Fig. 4b dargestellte impulsförmige Signal, welches die bistabile Kippschaltung FF zurücksetzt.4b shows the course of the output signal of the comparison circuit V2, i.e. the result of the comparison of the reference variable (reference voltage) with the current value measured derived actual value. When the output of the rectifier circuit G3 exceeds that of the rectifier circuit G2, the pulse-shaped signal shown in FIG. 4b, which is the bistable multivibrator, appears at the output of the comparison circuit V2 FF resets.

Fig. 4c zeigt das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF, der das Ausgangssignal des Impulsoszillators IO als Setzsignal und das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung V2 als Rückstellsignal zugeführt ist. Daraus ist ersichtlich, dass jeweils ein dem Optokoppler Kl zugeführtes, wirksames Ausgangssignal vorliegt, bis ein Rückstellsignal der Vergleichsschaltung V2 eintrifft, worauf das nächste wirksame Ausgangssignal seinenFig. 4c shows the output signal of the bistable multivibrator FF, which uses the output signal of the pulse oscillator IO as a set signal and the output signal of the comparison circuit V2 is supplied as a reset signal. It can be seen from this that each an effective output signal fed to the optocoupler Kl is present until a reset signal from the comparison circuit V2 arrives, whereupon the next effective output signal will be

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Anfang nimmt, sobald der nächste Taktimpuls des Impulsoszillators IO als Setzsignal erscheint. Das Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung FF ist über den Optokoppler Kl an den Steuereingang des Komplementärtreibers T2 geführt, der einen entsprechenden Ansteuer- bzw. Ausräumstrom für den Leistungstransistor Tl liefert. Demnach ist der Steuerstrom des den Verbraucher mit dem Wechselstromnetz verbindenden bzw. von ihm trennenden Transistors Tl impulsweise der durch den Kondensator C3 korrigierten und durch das Potentiometer P2 eingestellten Netzwechselspannung nachgeführt.It starts as soon as the next clock pulse of the pulse oscillator IO appears as a set signal. The output of the bistable Flip-flop FF is performed via the optocoupler Kl to the control input of the complementary driver T2, the one provides corresponding control or clearing current for the power transistor Tl. Accordingly, the control current is the consumer with the alternating current network connecting or disconnecting transistor T1 in pulses of the capacitor C3 corrected and adjusted by means of the potentiometer P2.

Fig. 4d zeigt den zeitlichen Spannungsverlauf am Messwiderstand Rl der Fig. 2, wiederum im Bereich des Zeitpunkts ti der Fig. 3a bis 3c. Hieraus ist die durch unregelmässige Leitintervalle des Transistors hervorgerugene Welligkeit des Stromes ersichtlich, die durch das Netzeingangsfilter Cl, C2, Ll geglättet wird. Ferner ist auch in der zeitlich gedehnten Darstellung ersichtlich, dass der Strom im Mittel entsprechend Fig. 3b, d.h. entsprechend der Führungsgrösse, ansteigt.FIG. 4d shows the voltage profile over time at the measuring resistor R1 of FIG. 2, again in the region of the point in time ti of FIG. 3a to 3c. From this the ripple of the current caused by irregular conduction intervals of the transistor can be seen, which is smoothed by the network input filter Cl, C2, Ll. Further it can also be seen in the representation expanded over time that the current on average corresponds to FIG. 3b, i.e. corresponding to the command variable increases.

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In Fig. 4e ist schraffiert der zeitliche Spannungsverlauf am Messwiderstand R2 der Fig. 2 dargestellt, welcher den Verlauf des Kollektorstromes des Transistors Tl wiedergibt. Die Maximalwerte der Spannungs- bzw. Stromimpulse liegen auf einer gestrichelt dargestellten Kurve, die Funktion der Spannung und/oder der Last ist. Aus Fig. 4e erkennt man auch die Wirkung der Drossel L2 an der massigen Geschwindigkeit des Spannungs- bzw. Stromanstiegs .In FIG. 4e, the voltage profile over time at the measuring resistor R2 of FIG. 2 is shown hatched, which shows the profile the collector current of the transistor Tl reproduces. The maximum values of the voltage or current pulses are on a dashed line curve shown is the function of voltage and / or load. The effect of the throttle can also be seen from FIG. 4e L2 at the moderate speed of the voltage or current rise.

Das vorliegende Verfahren und die vorliegende Einrichtung können zur Regulierung beliebiger netzbetriebener Verbraucher, insbesondere solcher mit anteilig hoher kapazitiver Beschaffenheit, so wie blindlastkompensierter Verbraucher vorteilhaft zur Anwendung gelangen.The present method and the present device can be used to regulate any network-operated consumers, in particular Those with a proportionately high capacitive quality, such as load-compensated loads, are advantageous for use reach.

Eine wichtige Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens besteht zur Regulierung der Helligkeit einer Beleuchtungsanlage. Insbesondere kann das Verfahren zur Regulierung von Leuchtstoffröhren als Beleuchtungseinrichtung ohne wesentlichen Eingriff in bestehende Installationen und bei gleichzeitig optimaler Kompensation der Blindleistung vorteilhaft angewandt werden. Die Regulierung der Helligkeit einer elektrischen Beleuchtungseinrichtung ist nicht nur vom Standpunkt der optimalen, gleichbleibenden Arbeitshelligkeit bei schwankendem Tageslicht, son-There is an important application of the method according to the invention to regulate the brightness of a lighting system. In particular, the method for regulating fluorescent tubes as a lighting device without significant interference in existing installations and with optimal compensation at the same time the reactive power can be used advantageously. The regulation of the brightness of an electrical lighting device is not only from the point of view of optimal, constant working brightness with fluctuating daylight, but also

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dem auch im Hinblick auf Einsparung von Energie von zunehmender Bedeutung.which is also increasing in terms of saving energy Meaning.

Eine weitere Anwendung des erfindungsgemässen Verfahrens besteht in der Regulierung von Elektro-Motoren.Another application of the method according to the invention is the regulation of electric motors.

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Claims

learn to regulate the electrical power delivered to a consumer from an alternating current network Control of the relative duty cycle by means of a power switching device connected to the current path to the consumer, characterized in that the relative duty cycle with a sampling frequency that is significantly higher than that Mains frequency is, and is controlled in such a way over the entire duration of each half-wave of the mains alternating voltage that the mean value of the switched current is tracked at least approximately over the half-wave of a sinusoidal curve.

2. The method according to claim 1, characterized in that the switching on of the power switching device during each Half-wave is made in time intervals, the length of which is much shorter than the length of the half-wave that the The current supplied to the consumer is measured continuously, and that the switching off of the power switching device within the time intervals is made when a voltage derived from the measured current is greater than the voltage of a is at least approximately sinusoidal reference half-wave with the mains frequency.

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3. The method according to claim 2, characterized in that the switching on of the power switching device in uniform Time intervals is made.

4. The method according to claim 2, characterized in that the reference half-waves are derived from the AC mains voltage will.

5. The method according to claim 4, characterized in that the AC mains voltage is deformed, for example screened.

6. The method according to any one of claims 2 to 5, characterized in that that by setting the amplitudes of the reference half-waves, the one given to the consumer during each half-wave Performance is determined.

7. Device for carrying out the method according to claim 1, with a rectifier bridge, one diagonal of which is connected in series to the consumer and one on the other diagonal controlled semiconductor switch is connected, characterized by a first circuit arrangement (R5, R6, P2, R7, G2) for Generation of a nominal voltage running at least approximately in accordance with half-sine waves by a second circuit arrangement

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(R1.G3) for deriving an actual voltage from the consumer current, by a comparison circuit (V2) which is connected to the two circuit arrangements mentioned and which provides an output signal emits when the actual voltage is greater than the nominal voltage, by a pulse oscillator (10) for generation of square pulse pulses, the frequency of which is significantly higher than the mains frequency, and a memory (FF), whose set input connected to the output of the pulse oscillator (10) whose reset input is connected to the output of the comparison circuit (V2) is connected and the output of which is connected to the semiconductor switch (Tl) in such a way that an im set state of the memory (FF) generated output signal of the memory (FF) the semiconductor switch (Tl) in its conductive State holds.

8. Device according to claim 7, characterized in that the first circuit arrangement has an adjustable between the AC power lines connected voltage divider (R5, R6, P2, R7) and a first, to the tap (P2) of the Voltage divider connected rectifier circuit (G2), and the second circuit arrangement in one of the mains alternating current leading lines switched measuring resistor (Rl) and a second, connected to the measuring resistor (Rl) Contains rectifier circuit (G3).

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9. Device according to claim 8, characterized in that the voltage divider (R5, R6, P2, R7) of the first circuit arrangement contains at least one reactive circuit element (C3) such as a capacitor.

10. Device according to claim 8, characterized in that the tap of the voltage divider (R5, R6, P2, R7) is a potentiometer (P2) for setting the power delivered to the consumer during each half-wave.

11. Device according to claim 8, characterized in that each Rectifier circuit (G2; G3) an arithmetic amplifier (Ol; O2) and a diode array (D2, D3; D4, D5).

12. Device according to claim 7, characterized in that the memory (FF) is a flip-flop, for example a flip-flop is.

13. Device according to one of claims 7 to 12, characterized in that that the output of the memory (FF) with the semiconductor switch (Tl) via an optocoupler (Kl) and a complementary Driver (T2) is in communication.

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14. Device according to claim 13, characterized in that
the semiconductor switch (Tl) is a Darlington transistor,
its base via a limiting resistor (R4) to the
The output of the complementary driver (T2) and its collector-emitter path is connected to the said diagonal of the rectifier bridge (Gl) via a current rise limiting choke (L2).

15. Device according to claim 14, characterized in that to limit the collector current of the semiconductor switch (Tl)
In the collector circuit of which a measuring resistor (R2) is connected, which is connected to one input of a further comparison circuit (Vl), at the other input of which an adjustable, constant reference voltage is applied, and that the output of the further comparison circuit (Vl) via an optocoupler (K2) is connected to that input of the first-mentioned comparison circuit (V2) to which the actual voltage derived from the consumer current is fed.

The representative:

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