DK144350B

DK144350B - PROCEDURE FOR IMPROVING THE CURVE FORM OF THE AC AND A CIRCUIT FOR A CONSUMER RELEASED TO A CONSUMER TO EXERCISE THE PROCEDURE

Info

Publication number: DK144350B
Application number: DK450977AA
Authority: DK
Inventors: H D Gruedelbach
Original assignee: Evers P H
Priority date: 1977-06-01
Filing date: 1977-10-11
Publication date: 1982-02-22
Also published as: DK144350C; SE7806333L; DE2739780A1; JPS541860A; DK450977A; FR2393365A1; GB1604305A; AU2919977A; CH615284A5; FR2393365B1

Description

os) DANMARK (Ifos) DENMARK (If

^ (12) FREMLÆGGELSESSKRIFT <n> 11+4350 B^ (12) PUBLICATION <N> 11 + 4350 B

DIREKTORATET FOR PATENT- OG VAREMÆRKEVÆSENETDIRECTORATE OF THE PATENT AND TRADEMARKET SYSTEM

(21) Ansøgning nr. ^509/77 (51) IntCI» H 02 P 13/30 (22) Indleveringsdag 11 . okt. 1977 G 05 F 1/445 (24) Løbedag 11- okt. 1977 // H 05 B 41/392 (41) Aim. tilgængelig 2. dec. 1978 (44) Fremlagt 22, feb. 1982 (86) International ansøgning nr. - (86) International indleveringsdag (85) Videreførelsesdag - (62) Stamansøgning nr. -(21) Application No. ^ 509/77 (51) IntCI »H 02 P 13/30 (22) Filing Day 11. October 1977 G 05 F 1/445 (24) Running day 11-Oct. 1977 // H 05 B 41/392 (41) Aim. available Dec. 2 1978 (44) Posted 22, Feb. 1982 (86) International application # - (86) International filing day (85) Continuation day - (62) Master application no -

(30) Prioritet 1. jun. 1977, 6723/77, CH(30) Priority 1 Jun. 1977, 6723/77, CH

(71) Ansøger POUL HA-HN EVERS, CH-6984 Pura, CH.(71) Applicant POUL HA-HN EVERS, CH-6984 Pura, CH.

(72) Opfinder Hans Dieter Gruedelbaeh, DE.(72) Inventor Hans Dieter Gruedelbaeh, DE.

(74) Fuldmægtig Plougmann & Vingtoft Patent bureau.(74) Plougmann & Vingtoft Patent Bureau.

(54) Fremgangsmåde til forbedring af kurveformen af den fra et veksel= strømnet til en forbruger afgivne strøm og .kredsløb til udøvelse af fremgangsmåden.(54) A method for improving the waveform of the current from an AC power supply to a consumer output current and circuitry for carrying out the method.

Den foreliggende opfindelse angår en fremgangsmåde til forbedring af kurveformen af den fra et vekselstrømsnet til en forbruger, der omfatter flere gasudladningslamper, afgivne strøm ved styring af den relative indkoblingsvarighed ved hjælp af en i strømbanen til forbrugeren indkoblet effektafbryderindretning, der styres _ efter faseafsnit-princippet.The present invention relates to a method for improving the waveform of a current emitted from an AC network to a consumer comprising multiple gas discharge lamps by controlling the relative switch-on duration by means of a circuit-breaker device controlled in the circuit for the consumer. .

CDCD

^ Ved kendte fremgangsmåder af den nævnte art gøres brug af en regu- rø .lering af strømgennemgangsvinklen efter faseafsnitmetoden, ved hvilken strømgennemgangsintervallet i hver halvbølge for netveksel-spændingen kan strække sig enten fra et bestemt tidspunkt efter en S£ nulgennemgang for netvekselspændingen til den efterfølgende nulgen- Ω nemgang eller fra en nulgennemgang til et bestemt tidspunkt før den efterfølgende nulgennemgang. En ulempe ved denne kendte fremgangsmåde er, at indholdet af strømoversvingninger med lavt ordenstal er 2 144350 uønsket eller utilladeligt højt. Denne egenskab gør det nødvendigt med omfangsrige filtre, for at man kan opfylde normforskrifter, f.eks. den europæiske norm EN 50 006.In known methods of the aforementioned kind, use is made of a control of the current flow angle according to the phase separation method, at which the current flow interval in each half-wave of the AC voltage can extend either from a certain time after a zero-pass of the AC voltage to the subsequent one. zero-through or from a zero-through to a specific time before the subsequent zero-through. A disadvantage of this known method is that the content of low order power fluctuations is undesirable or prohibitively high. This feature makes extensive filters necessary to meet standard requirements, such as European standard EN 50 006.

Opfindelsen har til formål at tilvejebringe en fremgangsmåde af den ovenfor angivne art, ved hvilken forbrugerstrømmens afvigelser fra sinusforløbet højst optræder med så høj frekvens, at de for undertrykkelse af netforstyrrelser kan formindskes ved hjælp af simple filterforholdsregler.The invention has for its object to provide a method of the above-mentioned kind, in which the deviations of the consumer current from the sine wave occur at a frequency so high that they can be reduced by simple filtering precautions for suppression of grid disturbances.

Fremgangsmåden ifølge opfindelsen er ejendommelig ved, at styringen af effektafbryderindretningens indkobling sker ved hjælp af en taktfrekvens, der er væsentligt højere end netfrekvensen, at den til forbrugeren tilførte strøm vedvarende måles samtidigt med, at en fra den målte strøm afledt spænding sammenlignes med en foranderlig og tilnærmelsesvis sinusformet referencespænding, der afledes af vekselstrømsnettets spænding, og som har nettets frekvens, og at effektafbryderindretningens udkobling foretages i løbet af hver halvperiode af vekselstrømsnettets spænding og hver gang på sådanne tidspunkter, hvor den fra den målte strøm afledte spænding bliver større end referencespændingen.The method according to the invention is characterized in that the control of the circuit-breaker device is controlled by a clock frequency which is substantially higher than the mains frequency, that the current supplied to the consumer is continuously measured while a voltage derived from the measured current is compared with a variable and approximately sinusoidal reference voltage derived from the voltage of the AC network having the frequency of the network and the switching off of the circuit breaker is made during each half period of the voltage of the AC network and each time at such times where the voltage derived from the measured current becomes greater than that.

Opfindelsen angår yderligere et kredsløb til udøvelse af den ovenfor definerede fremgangsmåde og af den art, der indeholder en ensretterbro, hvis ene diagonal er serieforbundet med forbrugeren, og med hvis anden diagonal en styret halvlederafbryder er forbundet.The invention further relates to a circuit for carrying out the method defined above and of the kind containing a rectifier bridge, one diagonal of which is connected in series with the consumer and to which the other diagonal is connected a controlled semiconductor switch.

Kredsløbet ifølge opfindelsen er ejendommelig ved en første kredsløbsindretning til frembringelse af en i det mindste tilnærmelsesvis som sinushalvbølger forløbende ønsket spænding, en anden kredsløbsindretning til afledning af en faktisk spænding fra forbrugerstrømmen, en med de to nævnte kredsløbsindretninger forbundet sammenligningskreds, der afgiver et udgangssignal, når den faktiske spænding er større end den ønskede spænding, en impulsoscillator til frembringelse af firkantimpulser, hvis frekvens er væsentligt højere end netfrekvensen, og en hukommelse, hvis sætteindgang er forbundet med impulsoscillatorens udgang, hvis tilbagestillingsindgang er forbundet med sammenligningskredsens udgang, og hvis udgang står i forbindelse med halvlederafbryderen på en sådan måde, at et af hukommelsen i dennes satte tilstand frembragt udgangssignal holder halvlederafbryderen i dens ledende tilstand.The circuit according to the invention is characterized by a first circuit device for producing a desired voltage at least approximately as a sine wave, a second circuit device for diverting an actual voltage from the consumer current, and a comparator circuit connected to the two mentioned devices, the actual voltage is greater than the desired voltage, an impulse oscillator for generating square pulses whose frequency is substantially higher than the grid frequency, and a memory whose input input is associated with the output of the impulse oscillator, whose reset input is associated with the output of the comparison circuit and whose output is in connection to the semiconductor switch in such a way that one of the memory produced in its set state produces the output of the semiconductor switch in its conductive state.

3 U4350 I det følgende vil fremgangsmåden og kredsløbet ifølge opfindelsen blive nærmere forklaret under henvisning til tegningen, på hvilken fig, la viser et diagram over spændingens oversvingninger i et forstyrret vekselstrømnet, fig. Ib et diagram over oversvingningerne for strømmen fra lysstoflamper, der som forbruger er tilsluttet vekselstrømnettet i fig. la, fig. lc et diagram over den samme strøms oversvingninger ved anvendelse af fremgangsmåden ifølge opfindelsen, fig, 2 et kredsløbsdiagram for et kredsløb til udøvelse af fremgangsmåden ifølge opfindelsen, fig. 3a et diagram over spændingsforløbet som funktion af tiden i et givet, forstyrret vekselstrømnet, fig. 3b et diagram over spændingsforløbet som funktion af tiden ved udgangen for et første ensretterkredsløb i fig. 2 til afledning af en ønsket værdi, fig. 4a et diagram over spændingsforløbet som funktion af tiden ved udgangen for en impulsoscillator i fig. 2, fig. 4b et diagram over spændingsforløbet som funktion af tiden ved udgangen for et sammenligningskredsløb i fig. 2, fig. 4c et diagram over spændingsforløbet som funktion af tiden ved udgangen for en bistabil kipafbryder i fig. 2, fig. 4d et diagram over spændingsforløbet som funktion af tiden ved en målemodstand i fig. 2 til optagelse af netvekselstrømmen, og fig. 4e et diagram over spændingsforløbet som funktion af tiden ved en målemodstand i fig. 2 til optagelse af kollektorstrømmen for en halvleder-effektafbryder i fig. 2.In the following, the method and circuit of the invention will be explained in greater detail with reference to the drawing, in which Fig. 1a shows a diagram of the voltage oscillations in a disturbed alternating current. 1b is a diagram of the fluctuations of the current from fluorescent lamps connected to the AC power supply in FIG. 1a, FIG. 1c is a diagram of the same current oscillations using the method of the invention; FIG. 2 is a circuit diagram of a circuit for carrying out the method of the invention; Fig. 3a is a diagram of the voltage path as a function of time in a given disturbed AC current; 3b is a diagram of the voltage course as a function of time at the output of a first rectifier circuit in FIG. 2 to deduce a desired value; FIG. 4a is a diagram of the voltage course as a function of time at the output of an impulse oscillator in FIG. 2, FIG. 4b is a diagram of the voltage course as a function of time at the output of a comparison circuit in FIG. 2, FIG. 4c is a diagram of the voltage sequence as a function of time at the output of a bistable tilt switch in FIG. 2, FIG. 4d is a diagram of the voltage path as a function of time at a measuring resistor in fig. 2 for recording the AC power; and FIG. 4e is a diagram of the voltage course as a function of time at a measuring resistor in FIG. 2 for recording the collector current for a semiconductor power switch in FIG. 2nd

I fig. la er vist oversvingningerne med ordenstal n i et vekselstrømnets spænding E, som de i realiteten kan fastslås i talrige, hvis ikke i de fleste tilfælde. I betragtning af dette betragtelige oversvingningsindhold kan man ikke, uden at der træffes særlige forholdsregler, forvente en sinusformet strømudtagning for en til nettet sluttet forbruger. Dette belyses i fig. Ib, der viser de 144350 4 faktisk målte oversvingninger for strømmen I fra parallelkompenserede lysstoflamper, der er tilsluttet nettet i fig. la. Indholdet af oversvingninger er sammenlignet med fig. la mærkbart endnu højere.In FIG. 1a, the fluctuations of order number n are shown in the voltage E of the alternating current, which they can in fact be determined in numerous, if not in most cases. Given this considerable fluctuation content, without taking special precautions, a sinusoidal power outlet for a consumer connected to the grid cannot be expected. This is illustrated in FIG. 1b, showing the actual measured fluctuations of the current I from parallel compensated fluorescent lamps connected to the grid of FIG. la. The content of oscillations is compared with FIG. la noticeably even higher.

Fig. lc viser strømmen I's oversvingninger for det samme net og den samme forbruger, men under anvendelse af fremgangsmåden ifølge opfindelsen eller ved indkobling af en i overensstemmelse med fremgangsmåden ifølge opfindelsen arbejdende effektafbryderindretning og under en formindskelse af forbruget på 50% af den nominielle værdi.FIG. 1c shows the fluctuations of the current I for the same grid and the same consumer, but using the method according to the invention or by switching on a circuit breaker operating in accordance with the method and with a reduction of consumption of 50% of the nominal value.

Det er da påfaldende, at indholdet af oversvingninger af lavere orden n er betydeligt formindsket. Der optræder ganske vist med forholdsvis ringe amplitude oversvingninger af højere orden, især af ordnerne omkring 100 og 200, der ved det i det følgende beskrevne udførelseseksempel er betinget af reguleringstidskonstanter og en valgt afbryderfrekvens på 10 kHz. Denne forstyrrelse kan imidlertid ved hjælp af et senere omtalt indgangsfilter reduceres til acceptable værdier.It is then striking that the content of lower order oscillations n has been significantly reduced. Admittedly, relatively low amplitude oscillations occur, especially of the orders of about 100 and 200, which in the embodiment described below are conditioned by control time constants and a selected switching frequency of 10 kHz. However, this interference can be reduced to acceptable values by means of a later mentioned input filter.

Det i fig. 2 viste kredsløb til udøvelse af fremgangsmåden ifølge opfindelsen indeholder på i og for sig kendt måde en effektafbryderindretning, ved hjælp af hvilken en forbruger kan tilkobles et forsynende vekselstrømnet med en for hver af vekselstrømnettets halvbølger foranderlig varighed, og på en sådan måde, at der fremkommer en i det mindste tilnærmelsesvis sinusformet forbrugerstrøm, som har et minimalt indhold af oversvingninger med lave ordenstal til netfrekvensen.The FIG. 2, the circuitry for carrying out the method according to the invention contains in a manner known per se a power switching device, by means of which a consumer can be connected to a supply alternating current with a variable duration for each of the half-waves of the AC network and in such a manner that a at least approximately sinusoidal consumer flow, which has a minimal content of low-order oscillations to the grid frequency.

Klemmer V, til hvilke forbrugeren kan sluttes, er over den ene diagonal for en ensretterbro GI, der i hver gren har én eller flere dioder, forbundet med netklemmer N. I forbrugerklemmerne V's forbindelsesledninger med netklemmerne N er der indkoblet et netindgangsfilter, der indeholder to kondensatorer Cl og C2 og en drosselspole Li, samt en strømmålemodstand RI. Den netklemme N, der fører til vekselstrømnettets nulleder, er gennem en referenceledning Bl forbundet med indretningens stel.Terminals V, to which the consumer can be connected, are connected above the one diagonal of a rectifier bridge G1, which in each branch has one or more diodes, to network terminals N. In the consumer terminals V's connection wires with the network terminals N, there is connected a mains input filter containing two capacitors C1 and C2 and a choke coil Li, as well as a current measurement resistor R1. The mains terminal N leading to the neutral of the AC mains is connected to the frame of the device through a reference line B1.

I broensretteren GI's anden diagonal er over en drosselspole L og endnu en strømmålemodstand R2 indkoblet en Darlington-transistor Ti's 5 144350 kollektor-emitterstrækning, og transistorens basis er over en modstand R3 forbundet med transistorens emitter. Til styring af transistoren TI er dennes basis via en begrænsningsmodstand R4 forbundet med en integreret driver T2's udgang. Drosselspolen L2 tjener til begrænsning af strømstigningshastigheden ved den impulsvise styring af komplementærdriveren T2 og ved det tilsvarende kollektorstrømforløb for transistoren TI. Til undgåelse af spændingsspidser er drosselspolen L2 parallelforbundet med en friløbsdiode Dl. Styringen af den integrerede driver T2 sker potentialadskilt over en første optisk kobler Kl.In the second diagonal of the bridge rectifier GI, a Darlington transistor Ti's collector emitter stretch is connected over a choke L and another current measuring resistor R2, and the base of the transistor is connected to the emitter of the transistor over a resistor R3. For controlling transistor T1, its base is connected via a limiting resistor R4 to the output of an integrated driver T2. The choke coil L2 serves to limit the current rise rate by the pulse control of the complementary driver T2 and by the corresponding collector current flow of the transistor T1. To avoid voltage peaks, the choke coil L2 is connected in parallel with a free-running diode D1. The control of the integrated driver T2 is potential separated by a first optical coupler Kl.

Den ved målemodstanden R2 med hensyn til transistoren TI's emitter foreliggende spænding, der er proportional med transistoren Ti's kollek-torstrøm, er påtrykt den ene indgang for en sammenligningskreds VI. Sammenligningskredsen VI's anden indgang er via et indstillingspotentiometer Pi påtrykt en fra den integrerede driver T2's negative fødespænding afledt referencespænding. Sammenligningskredsen Vi's udgangssignal tilføres via en anden optisk kobler K2 en i det følgende beskrevet styrelogik og tjener til at begrænse transistoren Ti's kollektorstrøm til en indstillelig maksimalværdi.The voltage present at the measuring resistor R2 with respect to the emitter of the transistor TI, which is proportional to the collector current of the transistor TI, is applied to one input of a comparator circuit VI. The second input of the comparator VI is applied via a setting potentiometer Pi to a reference voltage derived from the integrated driver T2's negative supply voltage. The output signal of the comparator Vi is supplied via another optical coupler K2, a control logic described below, and serves to limit the transistor Ti's collector current to an adjustable maximum value.

Den viste effektafbryderindretning virker på den måde, at netvekselstrømmen under hver af netvekselspændingens halvbølger, hver gang transistoren TI er styret til sin ledende tilstand, strømmer fra den ene netklemme N, gennem netindgangsfilterets drosselspole Li, en diode i broensretteren Gi, drosselspolen L2, transistoren Ti's kollektor-emitterstrækning, målemodstanden R2, broensretteren GI's anden diode til den til klemmerne V sluttede forbruger og tilbage gennem målemodstanden Ri til den anden netklemme N eller i modsat retning. Hvis transistoren Ti i andre intervaller for hver halvbølge er spærret, løber der ingen strøm gennem forbrugeren.The shown circuit breaker device works in such a way that the AC current under each of the half-voltages of the AC voltage, each time the transistor T1 is controlled to its conductive state, flows from one mains terminal N, through the choke coil Li, a diode in the bridge rectifier G1, the throttle coil L2, collector-emitter line, measurement resistor R2, bridge rectifier G1's second diode to the consumer connected to terminals V and back through measurement resistor R1 to the other mains terminal N or in the opposite direction. If the transistor Ti is blocked for every half wave at different intervals, no current flows through the consumer.

Ved det i fig. 2 viste kredsløb bliver der til frembringelse af den ønskede belastningsstrøm gennem forbrugeren afledt en i det mindste tilnærmelsesvis sinusformet føringsstørrelse, der sammenlignes med en til den faktiske værdi for belastningsstrømmen svarende størrelse, idet sammenligningsresultatet i en takt, hvis frekvens er væsentligt større end netfrekvensen, tjener til styring af Dar- 6 144350 lington-transistoren Ti.In the embodiment shown in FIG. 2, for generating the desired load current through the consumer, a at least approximately sinusoidal guide size is derived which is compared with a magnitude corresponding to the actual value of the load current, the comparison result at a rate whose frequency is substantially greater than the net frequency. for controlling the Darington lington transistor Ti.

Til afledning af den nævnte føringsstørrelse er der mellem det forsynende vekselstrømnets faseleder og nulleder, der er forbundet med netklemmerne N, indkoblet en frekvensafhængig spændingsdeler, der omfatter en serieforbindelse af modstande R5, R6, R7 og af et po-tentiomer P2, idet modstanden R5 er forbundet med faselederen over en sikring S og med nullederen over en kondensator C3. Den ved potentiomeret P2 afledte spænding føres over en modstand R8 til indgangen for en ensrettetkreds G2, der indeholder en operationsforstærker 01, og som i dennes tilbageføring indeholder to dioder D2 og D3 samt en modstand R9. Ensretterkredsen G2's udgang er forbundet med indgangen til en sammenligningskreds V2.To derive said conductor size, between the phase conductor and the neutral conductor connected to the mains terminal N, a frequency dependent voltage divider comprising a series connection of resistors R5, R6, R7 and of a potentiometer P2 is connected, the resistor R5 is connected to the phase conductor over a fuse S and to the neutral conductor over a capacitor C3. The voltage derived at potentiometer P2 is passed across a resistor R8 to the input of a unidirectional circuit G2 containing an operational amplifier 01 and which in its return contains two diodes D2 and D3 as well as a resistor R9. The output of rectifier G2 is connected to the input of a comparator V2.

Til afledning af en til den faktiske belastningsstrøm svarende størrelse føres den ved modstanden RI med hensyn til henholdsvis potentialet for vekselstrømnettets nulleder og indretningens stel målte spænding via en filterkreds, der indeholder to modstande og en kondensator C4, til indgangen for endnu en ensretterkreds G3, der ligeledes indeholder en operationsforstærker 02 og i dennes tilbageføring indeholder to dioder D4 og D5 samt en modstand R12. Ensretterkredsen G3's udgang er forbundet med sammenligningskredsen V21 s anden indgang.In order to derive a magnitude corresponding to the actual load current, it is applied at the resistor R1 with respect to the potential of the alternating current network neutral and the device's measured voltage via a filter circuit containing two resistors and a capacitor C4, to the input of a second rectifier circuit G3 which likewise, an operational amplifier 02 and in its return contains two diodes D4 and D5 as well as a resistor R12. The output of rectifier G3 is connected to the second input of comparator V21.

Hver gang den fra belastningsstrømmens faktiske værdi afledte udgangsspænding for ensretterkredsen G3 ved sammenligningskredsen V2's nævnte anden indgang når den fra netvekselspændingen frekvensafhængigt afledte udgangsspænding for ensretterkredsen G2 ved sammenligningskredsen V2's førstnævnte indgang, optræder der ved sammenligningskredsen V2's udgang et tilsvarende impulssignal, der som tilbagestillingssignal tilføres en bistabil triggerkreds FF, f.eks. en flipflop. Triggerkredsen FF's sætteindgang er forbundet med udgangen for en impulsoscillator 10, der på i og for sig kendt måde f.eks. indeholder en sammenligner V3, hvis ene indgang er forbundet med en modstande R13, R14 og R15 indeholdende spændingsdeler for en referencejævnspænding, og hvis anden indgang er forbundet med en afladekreds, der indeholder en modstand Rl6 og en dermed serieforbundet kondensator C5. Frekvensen for de af impuls 7 144350 oscillatoren 10 frembragte firkantimpulser andrager eksempelvis 10 kHz, og deres tastforhold kan eksempelvis være ens .Each time the output voltage derived from the load current of the rectifier circuit G3 at the said second input of the comparator circuit V2 reaches the output voltage of the rectifier circuit G2 at the first input of the comparator circuit G2, the output of the comparator circuit 2 trigger circuit FF, e.g. and flip flop. The trigger input FF of the trigger circuit is connected to the output of an impulse oscillator 10 which in a manner known per se e.g. contains a comparator V3, one input of which is connected to a resistors R13, R14 and R15 containing voltage dividers for a reference DC voltage, and the other input of which is connected to a discharge circuit containing a resistor R1 and a series connected capacitor C5. For example, the frequency of the square pulses produced by the pulse 7 oscillator 10 is 10 kHz, and their key ratios may be the same, for example.

Triggerkredsens udgangssignal, der har et i henhold til sammenligningskredsen V2's udgangssignal ændret tastforhold, tilføres den optiske kobler Kl's lysemitterende element og styrer tilsvarende komplementærdriveren T2 og dermed Darlington-transistoren Ti.The output of the trigger circuit having a key ratio changed according to the output signal of the comparator V2 is applied to the light emitting element of the optical coupler K1 and accordingly controls the complementary driver T2 and thus the Darlington transistor Ti.

Den optiske kobler K2's lysmodtagende element er ligeledes tilsluttet den af sammenligningskredsen V2's indgange, til hvilken det fra belastningsstrømmens faktiske værdi afledte signal tilføres. Således vil et signal, der svarer til den på potentiometeret PI stillede maksimale kollektorstrøm for transistoren TI, over den optiske kobler K2 tilbagestille den bistabile triggerkreds FF før tiden, når kol-lektorstrømmen har nået den maksimale værdi.The light-receiving element of the optical coupler K2 is also connected to the inputs of the comparator circuit V2 to which the signal derived from the actual value of the load current is applied. Thus, a signal corresponding to the maximum collector current set on the potentiometer PI of the transistor T1 above the optical coupler K2 resets the bistable trigger circuit FF before the time when the collector current has reached the maximum value.

Føde- og hjælpespændingerne for de to beskrevne, ved hjælp af de optiske koblere Kl og K2 galvanisk adskilte krédsløbsdele af den foreliggende indretning frembringes ligeledes særskilt ved hjælp af en via sikringen S til vekselstrømnettet forbundet ensretter- og filterkreds G4. Af disse spændinger refererer de for den beskrevne styrelogik bestemte hjælpespændinger +E1 og -El (f.eks. -6V) sig således via referenceledningen Bl til potentialet for vekselstrømnettets nulleder, medens de andre for effektstyringen bestemte hjælpespændinger +E2 og -E2 (f.eks. -6V) via en referenceledning B2 refererer sig til Darlington-transistoren TI's emitter.The supply and auxiliary voltages of the two described galvanically separated circuit parts of the present device by means of the optical couplers K1 and K2 are also separately generated by a rectifier and filter circuit G4 connected via the fuse S to the AC network. Thus, of these voltages, the auxiliary voltages + E1 and -E1 (eg -6V) determined for the control logic described refer to via the reference line B1 the potential of the AC mains neutral, while the other auxiliary voltages + E2 and -E2 (f. eg -6V) via a reference line B2 refers to the emitter of the Darlington transistor TI.

Funktionsmåden og virkningen for det i fig. 2 beskrevne kredsløb vil i det følgende blive forklaret under henvisning til de i fig.The mode of operation and effect of the device shown in FIG. 2 will now be explained with reference to the circuits of FIG.

3 og 4 viste diagrammer over strøm- og spændingsforløb som funktion af tiden.3 and 4 show diagrams of current and voltage cycles as a function of time.

Fig. 3a viser spændingsforløbet i et vekselstrømnet, i hvilket der forekommer forstyrrelser, som de ofte observeres i praksis. Det er således vist, hvordan der på et tidspunkt ti optræder en forstyrrelse af en halvbølge for netvekselspændingen.FIG. 3a shows the voltage drop in an alternating current in which disturbances occur, as they are often observed in practice. Thus, it is shown how at one point in ten a disturbance of a half-wave for the AC alternating voltage occurs.

Fig. 3b viser det tilsvarende spændingsforløb ved udgangen for ensretterkredsen G2, der leverer føringsstørrelsen (dvs. den ønskede 8 144350 værdi) for sammenligningskredsen V2. Som følge af de filterfqran-staltninger, der er truffet ved hjælp af kondensatoren C3 før den "ideale" ensretning med den ensretterkreds G2, der indeholder regneforstærkeren 01, er den på tidspunktet ti optrædende afvigelse fra den sinusformede idealkurve blevet undertrykt. Dette har til følge, at den ovenfor beskrevne effektafbryderindretning ved sammenligningen mellem den faktiske og den ønskede værdi og ved den tilsvarende tilkobling af forbrugeren til nettet ligeledes bevirker en filtervirkning i forhold til nettets oversvingninger. Ved . den beskrevne sammenligning i sammenligningskredsen V2 forlænges indkoblingsvarigheden for Darlington-transistoren Ti, når der er tale om indhak i netvekselspændingen, eller forkortes, når der er tale om en oversvingning. Der er derved ikke taget stilling til, om det ved kredsløbstekniske forholdsregler såsom anbringelsen og dimensioneringen af kondensatoren C3, med spændingen proportionale forløb for strømudtagelsen er hensigtsmæssigt, eller om et ikke-line-ært forløb med positivt eller negativt fortegn viser sig at være hensigtsmæssigt. Det i fig. 3b viste forløb for føringsstørrelsen er baseret på den antagelse, at der ved hjælp af den i spændings-deleren R5, R6, P2 og R7 i fig. 2 anbragte kondensator C3 i det mindste tilnærmelsesvis skal opnås det oprindeligt forventede sinusformede forløb for strømmen.FIG. 3b shows the corresponding voltage drop at the output of the rectifier circuit G2 supplying the lead size (i.e. the desired value 8) for the comparator circuit V2. Due to the filter operations taken by the capacitor C3 before the "ideal" alignment with the rectifier circuit G2 containing the calculator amplifier 01, the deviation from the sinusoidal ideal curve occurring at time ten has been suppressed. As a result, the power switching device described above, when comparing the actual and desired value and the corresponding connection of the consumer to the grid, also produces a filter effect in relation to the fluctuations of the grid. By . In the comparison circuit V2 described, the switch-on duration of the Darlington transistor Ti in the case of notches in the mains AC voltage is extended or shortened in the case of a surge. It has not been decided, therefore, whether by circuit technical measures such as the positioning and sizing of capacitor C3, with the voltage proportional course of the current withdrawal is appropriate, or whether a non-linear course of positive or negative sign proves to be appropriate. The FIG. 3b, the conductor size shown is based on the assumption that, by means of the voltage divider R5, R6, P2 and R7 in FIG. 2, at least approximately the initially expected sinusoidal current of the current must be obtained.

I fig, 4a - 4e er der som funktion af tiden vist forskellige signaler for kredsløbet i fig. 2 i området omkring tidspunktet ti i fig. 3a - 3b, altså i forøget tidsmæssig skala.In Figs. 4a - 4e, as a function of time, various signals for the circuit of Figs. 2 in the region around time ten in FIG. 3a - 3b, ie on an increased temporal scale.

Fig. 4a viser forløbet for udgangsspændingen for impulsoscillatoren 10, som afgiver firkantimpulser med konstant frekvens og et tastforhold på 1. Det er i og for sig også muligt at anvende en impulsfrekvens, der ændrer sig eller en yderligere styret impulsfrekvens. Under indflydelse af den fra netvekselspændingen afledte føringsstørrelse forskyder dette tastforhold sig, som dette er forklaret i det følgende.FIG. 4a shows the output voltage of the pulse oscillator 10, which emits square pulses with a constant frequency and a key ratio of 1. It is also possible, in itself, to use a changing pulse frequency or a further controlled pulse frequency. Under the influence of the guide size derived from the mains voltage, this key ratio shifts as explained below.

Fig. 4b viser forløbet af udgangssignalet fra sammenligningskredsen V2, dvs, resultatet af sammenligningen af føringsstørrelsen (referencespænding) med den fra den målte strømværdi afledte faktiske værdi. Når ensretterkredsen G3's udgangssignal overstiger udgangssignalet for ensretterkredsen G2, fremkommer der ved sammenligningskredsen V2's udgang det i fig. 4b viste impulsformede signal, der tilbagestiller den bistabile triggerkreds FF.FIG. 4b shows the course of the output of the comparison circuit V2, that is, the result of the comparison of the conductor size (reference voltage) with the actual value derived from the measured current value. When the output signal of rectifier circuit G3 exceeds the output signal of rectifier circuit G2, at the output of comparison circuit V2, the output of FIG. 4b shows a pulsed signal resetting the bistable trigger circuit FF.

9 1443509 144350

Fig. 4c viser udgangssignalet fra den bistabile triggerkreds FF, til hvilken impulsoscillatoren 10's udgangssignal tilføres som sættesignal, og til hvilken sammenligningskredsen V2's udgangssignal tilføres som tilbagestillingssignal. Det ses heraf, at der altid foreligger et til den optiske kobler Kl tilført, virksomt udgangssignal, indtil der indtræffer et tilbagestillingssignal fra sammenligningskredsen V2, hvorefter det næste virksomme udgangssignal tager sin begyndelse, så snart impulsoscillatoren 10's næste taktimpuls, der tjener som sættesignal, viser sig. Den bistabile triggerkreds FF's udgangssignal føres via den optiske kobler Kl til styreindgangen for den integrerede driver T2, der leverer en tilsvarende styre- eller brydestrøm for effekttransistoren TI. Følgelig bringes styrestrømmen for transistoren TI, der henholdsvis forbinder forbrugeren med og afbryder den fra vekselstrømnettet, impulsagtigt til at følge den ved hjælp af kondensatoren C3 korrigerede og med potentiometeret P2 indstillede netvekselspænding.FIG. 4c shows the output of the bistable trigger circuit FF to which the output signal of the pulse oscillator 10 is applied as a set signal and to which the output signal of the comparative circuit V2 is applied as a reset signal. It will be seen from this that there is always an active output signal supplied to the optical coupler K1 until a reset signal from the comparison circuit V2 occurs, after which the next effective output signal starts as soon as the next clock pulse of the pulse oscillator 10 shows themselves. The output signal of the bistable trigger circuit FF is fed via the optical coupler K1 to the control input of the integrated driver T2, which supplies a corresponding control or break current for the power transistor T1. Accordingly, the control current of the transistor T1, which connects and disconnects the consumer from the AC power, respectively, is impulse to follow the AC voltage corrected by the capacitor C3 and adjusted by the potentiometer P2.

Fig. 4d viser spændingen ved målemodstanden RI i fig. 2 som funktion af tiden og igen i området omkring tidspunktet ti i fig. 3a - 3c. Heraf ser man den som følge af transistorens uregelmæssige ledeintervaller fremkaldte bølgede form for spændingen og dermed for strømmen, hvilken form udglattes af netindgangsfilteret Cl, C2, LI. Endvidere ser man også i den tidsmæssigt forøgede skala, at strømmen stigen i middelværdi svarende til fig. 3b, dvs. svarende til føringsstørrelsen.FIG. 4d shows the voltage at the measuring resistor R1 in FIG. 2 as a function of time and again in the region of time ten in FIG. 3a - 3c. From this, the wavy form of the voltage and thus the current, which is smoothed by the grid input filter C1, C2, L1, is evoked by the irregular conducting intervals of the transistor. Furthermore, it is also seen on the temporally increased scale that the current increases in mean value corresponding to FIG. 3b, i.e. corresponding to the guide size.

I fig. 4e er skraveret og som funktion af tiden vist spændingsforløbet ved målemodstanden R2 i fig. 2, hvilket gengiver forløbet af koliektorstrømmen fra transistoren TI. De maksimale værdier for spændings- eller strømimpulserne ligger på en stiplet kurve, der er en funktion af spændingen og/eller belastningen. Af fig. 4e ser man også virkningen af drosselspolen L2 og den moderate hastighed for spændings- eller strømstigningen.In FIG. 4e is shaded and, as a function of time, the voltage loss is shown by the measuring resistor R2 in fig. 2, which represents the course of the collector current from the transistor T1. The maximum values for the voltage or current pulses lie on a dashed curve that is a function of the voltage and / or load. In FIG. Figure 4e also shows the effect of the coil L2 and the moderate speed of the voltage or current increase.

Den foreliggende opfindelse og det foreliggende kredsløb er specielt interessant i forbindelse med en belysningsindretning, som indeholder lysstofrør, for opnåelse af en regulering af lysstyrken, idet en optimal kompensation af blindeffekten er mulig uden væsentlige indgreb i bestående installationer.The present invention and the present circuit are particularly interesting in connection with a lighting device containing fluorescent lamps to achieve a regulation of brightness, with optimum compensation of the blind power being possible without significant interference with existing installations.

Claims

144350 ◆ο Patent Claims.

A method of improving the waveform of the power delivered from a AC network to a consumer comprising multiple gas discharge lamps by controlling the relative switch-on duration by means of a power switch device connected to the consumer circuit controlled by the phase-part principle. in that the control of the circuit-breaker device is effected by means of a clock frequency which is substantially higher than the mains frequency, that the current supplied to the consumer is continuously measured while a voltage derived from the measured current is compared with a variable and approximately sinusoidal. reference voltage derived from the voltage of the AC network having the frequency of the network and the switching off of the circuit breaker during each half period of the voltage of the AC network and each time at such times when the voltage derived from the measured current becomes greater than the reference voltage. .

Method according to claim 1, characterized in that the AC voltage is converted, e.g. filtered.

Method according to claim 1 or 2, characterized in that the power delivered to the consumer is determined by adjusting the amplitude of the reference voltage.

A circuit for carrying out the method according to claim 1 and having a rectifier bridge, one of which is connected diagonally in series with the consumer, and to whose second diagonal is connected a controlled semiconductor switch, characterized by a first circuit device (R5, R6, P2, R7 , G2) to produce a desired voltage at least approximately as sine wave, a second circuit device (RI, G3) for deriving an actual voltage from the consumer current, and a comparator (V2) connected to the two circuit devices, which gives an output signal when the actual voltage is greater than the desired voltage, an impulse oscillator (10) for generating square pulses whose frequency is substantially higher than the grid frequency and at a memory (FF) u 144350 whose input input is connected to the output of the impulse oscillator (10) ), and if the reset input is connected to the output of the comparator (V2) and if the output is thus connected with the semiconductor switch (Ti), that an output signal produced in the memory (FF) produced by this memory keeps the semiconductor switch (Ti) in its conductive state.

Circuit according to claim 4, characterized in that the first circuit device contains an adjustable voltage divider (R5, R6, P2, R7) connected between the mains supply current and a first rectifier circuit (G2) connected to the voltage divider's outlet (P2), and the second circuit device includes a measuring resistor (RI) connected in one of the alternating wires and another of rectifier circuit (G3) connected to the measuring resistor (Ri).

Circuit according to claim 5, characterized in that the voltage divider (R5, R6, P2, R7) in the first circuit device contains at least one reactive circuit element (C3), e.g. a capacitor.

Circuit according to claim 5, characterized in that the output of the voltage divider (R5, R6, P2, R7) is a potentiometer (P2) for adjusting the power delivered to the consumer during each half-wave.

Circuit according to claim 5, characterized in that each rectifier circuit (G2; G3) contains an operational amplifier (01; 02) and a diode device (D2, D3; D4, D5).

Circuit according to claim 5, characterized in that the memory (FF) is a bistable trigger circuit, e.g. and flip flop.

Circuit according to any one of claims 4 to 9, characterized in that the output of the memory (FF) communicates with the semiconductor switch (T1) via an optical coupler (K1) and an integrated drive circuit (T2).