DE3416611A1

DE3416611A1 - Dreieckgenerator

Info

Publication number: DE3416611A1
Application number: DE19843416611
Authority: DE
Inventors: Wouter Eindhoven Smeulers
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1983-05-13
Filing date: 1984-05-05
Publication date: 1984-11-15
Also published as: KR840008904A; IT1174087B; GB2139840B; US4651025A; FR2546004B1; IT8420874A1; GB2139840A; JPS59219015A; FR2546004A1; NL8301714A; GB8411891D0; IT8420874A0; DE3416611C2

Description

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"Dreieckgenerator" .

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer dreieckförmigen Spannung an einem Kondensator mit einer Ladestromquelle zum Aufladen des Kondensators, einer Endladestrorruguelle zum daraufhin Entladen des Kondensators, einer Vergleichsstufe zum Vergleichen der erzeugten Spannung mit einer ersten bzw. zweiten Bezugsspannung und zum Erzeugen eines Stellsignals beim Erreichen des Wertes der ersten Bezugsspannung bzw. eines Rückstellsignals beim Erreichen des Wertes der zweiten Bezugsspannung und einem bistabilen Schaltelement, das unter dem Einfluss des Stell- bzw. Rückstellsignals zum Steuern eines Schalters, der das Aufladen bzw, Entladen des Kondensators bestimmt, jeweils umschaltet.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US Patentschrift 3.745.367 bekannt. In dieser bekannten Schaltungsanordnung sorgt das bistabile Element dafür, dass der Kondensator bestimmt entladen wird, nachdem die erzeugte dreieckförmige Spannung den Wert der einen Bezugsspannung erreicht hat und bestimmt aufgeladen wird, nachdem die genannte Spannung den Wert der anderen Bezugsspannung erreicht hat. Das bistabile Element besteht aus Transistoren mit zugeordneten Widerständen, welche Transistoren unter der Speisespannung der Schaltungsanordnung als gesteuerte Schalter wirksam sind. Dies bedeutet, dass diese Transistoren relativ hohe Spannungen verarbeiten, d.h.

genauer ausgedrückt, dass die Spannungen an den jeweiligen Elektroden derselben eine grosse Änderung erfahren beim Übergang von dem einen zu dem anderen stabilen Zustand des Elementes. Dasselbe gilt für den Schalter, der bestimmt, ob der Kondensator aufgeladen bzw. entladen wird.

Die Erfindung hat nun .zur Aufgabe, eine verbesserte Schaltungsanordnung der obengenannten Ai"t zu schaffen, die im Stande ist, eine dreieckförmige Spannung

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mit holier Viederholungsfrequenz zu erzeugen, und dazu weist die Erfindungsgetnässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass sie zugleich eine an den Kondensator angeschlossene Pufferstufe enthält zum Ableiten einer Speisespannung für das bistabile Schaltelement aus der Kondensatorspannung, die von derselben Grössenordnung ist und die in derselben Richtung wie die erzeugte dreieckförmige Spannung variiert.

Der Erfindμng liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die bekannte Schaltungsanordnung wegen des erwähnten grossen Spannungshubes an den jeweiligen Schalttransis- ' toren für hohe Frequenzen nicht geeignet ist. Durch die erfindungsgemässe Massnahme ist die Änderung der Spannung an den Transistoren des bistabilen Elementes und des Schalters äusserst gering, so dass diese Änderung sehr schnell durchlaufen werden kann, wodurch der Schalter sehr schnell gesperrt bzw. in den leitenden Zustand gebracht wird.

Vorzugsweise weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass die Änderung der Speisespannung für das bistabile Schaltelement der Änderung der erzeugten dreieckförmigen Spannung nahezu entspricht.

Die Schaltungsanordnung kann das Kennzeichen aufweisen, dass die Speisespannung für das bistabile Schaltelement der Spannung.an dem Kondensator nahezu entspricht.

Die Schaltungsanordnung kann auch das Kennzeichen aufweisen, dass die Pufferstufe einen als Emitterfolger wirksamen Transistor enthält, dessen Emitter mit der Speisespannungsklemme des bistabilen Schaltelementes verbunden ist und dessen Basis eine Spannung trägt, deren Unterschied zu der Spannung an dem Kondensator einer Diodenschwellenspannung oder einem Vielfachen einer Diodenschwellenspannung nahezu entspricht.

Noch bessere Eigenschaften bei hochfrequenten Spannungen werden erhalten, wenn die Schaltungsanordnung nach der Erfindung die weiteren Kennzeichen aufweist, dass die aktiven Elemente des Schalters ausschliesslich Halbleiterschaltungselemente sind, deren Wirkung hauptsächlich auf Elektronenleitung beruht und die ausserhalb des ge-

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sättigten Zustandes wirksam sind und dass die aktiven Elemente des bistabilen Sehaltelements aussschliesslich Halbleiterschaltungselemente sind, deren Wirkung hauptsächlich atif Elektronenleitung beruht und die ausserhlab des gesättigten Zustandes wirksam sind.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben.

Die Schaltungsanordnung nach der Figur enthält für einen Kondensator C eine Aufladestromquelle mit zwei Transistoren 1 und 2, eine Entladestromquelle mit zweL Transistoren 3 und 4 und einen Schalter mit zwei Transistoren 7 und 8. Dabei ist der Transistor 2 vom pnp-Typ, während alle anderen Transistoren der Schaltungsanordnung vom npn-Typ sind. Ein Widerstand 5 liegt in Reihe mit einem als Diode verbundenen Transistor 6, dessen Basis mit der Basis des Transistors 1 und mit den Basiselektroden der Transistoren 3 und 4 verbunden ist. Die Emitterelektroden der Transistoren 1, 3» ^ und 6 liegen an Masse. Der Kollektor des Transistors 1 ist über einen Widerstand 9 und eine ausgleichende Diode mit einer positiven Speisespannung von 12V verbunden. Der Emitter des Transistors 2 ist über einen Widerstand 10 mit nahezu demselben Wert wie der Widerstand 9 ^mit der Speisespannung verbunden, während die Basiselektrode mit dem Kollektor des Transistors 1 und der Kollektor mit dem Kondensator C verbunden ist. Der andere Anschluss des Kondensators C liegt an Masse. Die Kollektorelektroden der Transistoren 3 und 4 sind miteinander und mit den Emitterelektroden der Transistoren 7 und 8 verbunden. Der Kollektor des Transistors 7 liegt an der Speisespannung, während der des Transistors S mit dem Kondensator C verbunden ist.

Wird der durch den Widerstand 5 fliessende Strom als i bezeichnet, so stellt sich aus dem vorhergehenden heraus, dass der Kollektorstrom des Transistors 2 dem ßtrom i nahezu entspricht. Dieser Kollektorstrom lädt den Kondensator C auf. Die Stromquelle 1, 2 kann selbstverständlich durch einen Widerstand ersetzt werden. Durch die Leitung;

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zwischen den Transistoren 3 und 4 einerseits und den Transistoren 7 und 8 andererseits fliesst ein Strom, der dem Wert 2i nahezu entspricht und der sich zwischen den Transistoren 7 und 8 unter dem Einfluss der noch zu beschreibenden Steuersignale dieser Transistoren aufteilt. Ist der Transistor 8 leitend, während der Transistor 7 gesperrt ist, so fliesst ein Strom nahezu gleich 2i aus dem Kondensator C zu dem Kollektor des Transistors 8, so dass der Kondensator C durch einen Strom i entladen wird. Unter diesen Urnständen ist an dem Kondensator eine symmetrische dreieckfSrmige Spannung vorhanden. Es dtirfte einleuchten, dass durch eine andere Vahl der Stromquellen eine nicht symmetrische Spannungsform erhalten werden kann. Ist der eine Strom um viele Male grosser als der andere, so ist die erzeugte Spannung sägezahnförmig.

Eine Vergleichsstufe mit vier Transistoren 11, 12, 13 und 14 ist an den Kondensator C angeschlossen. Die Emitterelektroden der Transistoren 11 Und 12 sind miteinander und mit einer Stromquelle 15 verbunden. Auf ähnliche Weise sind die Emitterelektroden der Transistoren 13 und miteinander und mit einer Stromquelle 16 verbunden. Die Basis des Transistors 11 und die des Transistors .14 sind mit dem Kondensator C verbunden. Das Reihennetzwerk der drei Widerstände 17, 18 und 19 liegt zwischen der Speisespannung und Masse. Die Basis des Transistors 12 ist mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 18 und 19 verbunden, an welchem Punkt eine Bezugsspannung von 3 V vorhanden ist. Auf ähnliche Weise ist die Basis des Transistors 13 mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 17 und 18 verbunden, an welchem Punkt eine Bezugsspannung von 6 V vorhanden ist. Die Kollektorelektroden der Transistoren 11 und 13 liegen an der Speisespannung.

Die Schaltungsanordnung enthält weiterhin ein bistabiles Schaltelement in Form einer Flip-Flopschaltung mit zwei Transistoren 20 und 21. Die Emitterelektroden derselben sind miteinander und mit einer Stromquelle 22 verbunden. Die Basis des Transistors 20 ist mit dem Kollektor des Transistors 21 verbunden sowie mit dem des Transistors

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12 Lind mit der Basis des Transistors 8. Aul" ähnliche Weise ist die Basis des Transistors 21 mit dem Kollektor des Transistors 20 und mit dem des Transistors 14 sowie mit der Basis des Transistors 7 verbunden. Zwischen einem Punkt A, an dem eine positive Speisespannung vorhanden ist, und dem Kollektor des Transistors 20 liegt ein Widerstand 23, während zwischen dem Punkt A und dem Kollektor des Transistors 21 ein Widerstand 24 vorhanden ist.

Die beschriebene Schaltungsanordnung ist dem Fachmann bekannt. In einem Teil der Periode ist der Transistor 8 gesperrt, so dass der Kondensator C durch den Kollektorstrom des Transistors 2 aufgeladen wird. Die Spannung V an dem Kondensator ist höher als 3 V, aber niedriger als 6 V und nimmt auf nahezu lineare Weise zu.

Die Transistoren 11 und 12 bilden einen Pegeldetektor:

der Transistor 11 ist leitend und der Transistor 12 ist gesperrt. Auch die Transistoren 13 und 14 bilden einen Pegeldetektor, wobei der Transistor 13 leitend ist, während der Transistor 14 gesperrt ist. Die Flip-Flop-Schaltung 20, 21 ist in dem Zustand, in dem der Transistor 20 gesperrt ist, während der Transistor 21 leitend ist. Die Spannung an dem Kollektor des Transistors 20 ist hoch, während die an dem Kollektor des Transistors 21 niedrig ist, wodurch der Transistor 7 in dem leitenden und der Transistor 8 in dem gesperrten Zustand gehalten wird.

Erreicht die Spannung V den Wert 6 V, so wird der Transistor 14 während kurzer Zeit leitend, wodurch die Spannung an dem Kollektor des Transistors 20 niedriger wird. Die Flip-Flop-Schaltung 20, 21 schaltet in den Zustand, in dem der Transistor 20 leitend ist, während der Transistor 21 gesperrt ist. Dadurch wird der Transistor 8 leitend, während der Transistor 7 gesperrt wird. Weil der Strom der Quelle 3» 4 grosser ist als der Kollektorstrom des Transistors 2, nimmt die Spannung V auf nahezu lineare Weise ab. Wegen der Flip-Flop-Schaltung wird dieser Zustand beibehalten, bis die Spannung V den Wert 3 V erreicht hat,

wodurch der Transistor 12 während kurzer Zeit leitend wird und die Flip-Flop-Schaltung in den bereits beschriebenen

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Zustand zurückgestellt wird, in dein der Transistor 20 gesperrt ist, während der Transistor 21 leitend ist, wobei die an dem Kondensator C erzeugte Spannung wieder zunimmt.

Nach der Erfindung ist der Punkt A nicht unmittelbar mit dor Speisespannung der Schaltungsanordnung, sondern mit dem Emitter eines als Emitterfolger wirksamen Transistors 28 verbunden, dessen Kollektor an der Speisespannung liegt. Die Emitterelektroden zweier Transistoren 25 und sind miteinander und mit einer Stromquelle 29 verbunden, Der Kollektor des Transistors 26 ist mit der Basis eines Transistors 27 und mit einem Widerstand 30 verbunden, der andererseits an die Speisespannung angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 25 ist mit dem Kondensator C verbunden. Die Anode einer Diode 31 ist mit dem Emitter des Transistors 27 und der B_asis des Transistors 28 verbunden, während die Kathode mit der Basis des Transistors 26 und mit einem Widerstand 32 verbunden ist, dessen anderer Anschluss an Masse liegt.

Der Emitterstrom des Transistors 25 und der des Transistors 26 sind beide etwa gleich der Hälfte des Stromes der Quelle 29. Tritt nämlich eine Ungleichheit zwischen diesen Strömen auf, so sorgt die Gegenkopplungsstrecke mit dem Transistor 27 und der Diode 31 für eine Änderung der Spannung an der Basis des Transistors 26, wodurch der Unterschied kleiner wird. Babei wird vorausgesetzt, dass die Stromverstärkung der Transistoren sehr hoch ist. Unter diesen Umständen ist die Spannung an dem Punkt A nahezu gleich der Spannung V . In dem Zeitintervall, in dem die Spannung V sinkt und der Transistor 8 leitend ist, ist die Spannung an der Basis dieses Transistors, die mit dem Kollektor des nicht leitenden Transistors 21 verbunden ist, nahezu gleich der Spannung V . Die Basisströme der Tran-

sistoren 20 und 8 verursachen an dem Widerstand 24 nur einen geringen Spannungsabfall. Der Transistor 8, dessen Basis und Kollektor nahezu dasselbe Potential aufweisen, ist nicht gesättigt und verhält sich nahezu wie eine leitende Diode. Die Spannung an dem Emicter entspricht der Spannung an der Basis, verringert um die Schwellenspannung

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an der genannten Diode. Beim Ansteigen der Spannung V

ist die Spannung an der Basis des dann leitenden Transistors 7» die mit dem Kollektor des nicht leitenden Transistors 20 verbunden ist, nahezu gleich der Spannung V , da die Basisströme der Transistoren 21 und 7 nur einen geringen Spannungsabfall an dem Widerstand 23 verursachen. Der Wert der Spannung an dem Emitter des Transistors 7 und daher an dem des Transistors 8 in dem gesperrten Zustand des letztgenannten Transistors weicht also nur wenig von dem Wert derselben Spannung in dem leitenden Zustand des Transistors ab. Dadurch, dass die Transistoren 7 und 8 niedrige Spannungen schalten und dadurch, dass diese Transistoren vom npn-Typ sind, erfolgt das Sperren derselben beim Erreichen einer Bezugsspannung sehr schnell. Bekanntlich haben npn-Transistoren bessere Eigenschaften bei hochfrequenten Spannungen als pnp-Transistoren.

Auch das Umkippen der Flip-Flop-Schaltung 20, 21 von dem einen in der anderen stabilen Zustand erfolgt sehr schnell, da auch diese mit npn-Transistoren ausgerüstet ist, die nicht in den gesättigten Zustand geraten. Dazu werden die Werte der Widerstände 23 und 24 und des Stromes der Quelle 22 derart gewählt, dass die Änderung der Spannung an den Transistoren 20 und 21 niedriger ist als eine Diodenschwellenspannung. In einem praktischen Beispiel ist ein Dreieckgenerator mit einer eigenen Wiederholungsfrequenz von etwa 6 MHz gebaut, wobei die Flip-Flop-Schaltung Spannungen von 0,3 bis 0,4 V schaltet. Eine derartige hohe Frequenz kann nicht erreicht werden, wenn der Punkt A an die Speisespannung angeschlossen ist, in welchem Fall der Schalter sowie die Flip-Flop-Schaltung hönere Spannungen, schalten müssen. Weil ausserdem der Kollektor des gesperrten Transistors der Flip-Flop-Schaltung in diesem Fall das Potential der Speisespannung trägt, muss der Schalter pnp-Transistoren enthalten. Dies zeigt Fig. 6 der US Patentschrift 3·745·367· Zwar ist in der Schaltungsanordnung nach der Figur der Transistor 2 vom pnp-Typ, aber es handelt sich um einen Transistor, der nicht als Schalter wirksam ist -

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Die Schaltungsanordnung nach der Figur kann in einem Halbleiterkörper integriert werden. Bei hohen Frequenzen hat der Kondensator C eine kleine Kapazität, so dass auch dieser Kondensator in den Halbleiterkörper aufgenommen werden kann. In diesem Fall ist der Widerstand 5, der die Frequenz der erzeugten Spannung mitbestimmt, das einzige aussere Element der Schaltungsanordnung. Bei de-r. obengenannten Ausführungsbeispiel wird der Generator als Videotextdatentaktimpulsgenerator in einem Fernsehempfänger benutzt. Die Frequenz des erzeugten Signals wird zum Erhalten eines horizontal-frequenten Signals, das mit dem empfangenen Horizontal-Synchronsignal in der Phase verglichen wird zum Erzeugen eines Regelsignals, geteilt. Als Ausgangssignal des Generators wird die an einem Kollek-.

tor der Flip-Flop-Schaltung vorhandene rechteckförmige « Spannung benutzt. Das Regelsignal wird einer der Bezugs— spannungen der Vergleichsstufe zum Verlängern bzw. Verkürzen der Periode der Dreieckform überlagert.

Ist für den Schalter eine höhere StfromverStärkung erwünscht, so können statt einfacher Transistoren Darlington-Paare benutzt werden. Wegen der zusätzlichen Diodenschwellenspannungen werden die Spannungen an den Kollektorelektroden der Transistoren 20 und 21 höher sein müssen, so dass auch die Speisespannung der Flip-Flop-Schaltung höher sein muss als in dem vorhergehenden Fall. Während die Spannung V zwischen 3 und 6 V variiert, muss dann die Spannung an dem Punkt A beispielsweise zwischen 3>5 und 6,5 V variieren. Dazu kann die Pufferstufe mit den Elementen 25 bis 32 auf einfache Weise angepasst werden. Auch in einem derartigen Fall erfolgen die Umschaltungen äusserst schnell und zwar aus denselben Gründen wie obenstehend. Es dürfte übrigens einleuchten, dass es für die Erfindung nicht von wesentlicher Bedeutung ist, dass die Änderung der Spannung an dem Punkt A der Änderung der Spannung V

nahezu entsprichb. Für eine schnelles Umschalten reicht es, dass die Spannung an dem Punkt A von derselben Grössenordnung ist wie die Spannung V , d.h. nicht viel von dieser Spannung abweicht und in derselben Richtung variiert wie

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diese, d.h. höher wird, wenn die Spannung V höher wird und niedriger wird, wenn die Spannung V niedriger wird.

Es dürfte auch einleuchten, dass die Pufferstufe, die den Kondensator C und den Punkt A voneinander zum Nichtbelasten des Kondensators trennt, auf eine andere Art und Weise als in der Figur ausgebildet werden kann. Dabei ist nur der Emitterfolger 28 von Bedeutung, dessen Basis eine Spannung führt, die höher ist als die Spannung V mit

einer Diodenschwellenspannung oder einem Vielfachen einer Diodenschwellenspannung. Auch die anderen bekannten Teile der Schaltungsanordnung können auf eine andere Art und Weise ausgebildet werden. In dem beschriebenen Beispiel sind die Transistoren 7> 8, 20 und 21 vorzugsweise keine pnp-Transistoren. Beschrieben sind npn-Transistoren, d.h. bipolare Schaltelemente, deren Wirkung hauptsächlich auf Elektronenleitung beruht. Es dürfte einleuchten, dass auch unipolare Schaltelemente, wie Feldeffekttransistoren, für das gesetzte Ziel geeignet sind.

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Claims

PHN 10.681 yj 1 (}_4-1 984 PATENTANSPRÜCHE:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer dreieckförmigen Spannung an einem Kondensator mit einer Ladestromquelle zum Aufladen des Kondensators, einer Endladestromquelle zum daraufhin Entladen des Kondensators, einer Vergleichsstufe zum Vergleichen der erzeugten Spannung mit einer ersten bzw. zweiten Bezugsspannung und zum Erzeugen eines Stellsignals beim Erreichen des Wertes der ersten Bezugsspannung bzw. eines Rückstellsignals beim Erreichen des Wertes der zweiten Bezugsspannung und einem bistabilen Schaltelement, das unter dem Einfluss des Stell- bzw. Rückstellsignals zum Steuern eines Schalters, der das Aufladen bzw. das Entladen des Kondensators bestimmt, jeweils umschaltet, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung zugleich eine an den Kondensator

(c) angeschlossene Pufferstufe (25-32) enthält zum Ableiten einer Speisespannung (a) für das bistabile Schaltelement (20, 21) aus der Kondensatorspannung, die von derselben Grössenordnung ist und die in derselben Richtung wie die erzeugte dreieckförnvige Spannung variiert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderung der Speisespannung für das bistabile Schaltelement der Änderung der erzeugten Dreieckförmigen Spannung nahezu entspricht.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzei dinet, dass die Speisespannung für das bistabile Schaltelement der Spannung an dem Kondensator nahezu entspricht.

k. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 und 3» dadurch gekennzeichnet, dass die Pufferstufe einen als Emitterfolger wirksamen Transistor (28) enthält, dessen Emitter mit der Speisespannungsklemme (a) des bistabilen Schaltelementes (20, 21) verbunden ist und dessen Basis sine Spannung trägt, deren Unterschied zu der Span-

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\\va\Q an dem Kondensator einer Diodensclwellenspannung oder einem Vielfachen einer Diodenschwellenspannung nahezu entspricht.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass die aktiven Elemente des Schalters (7j 8) ausschliesslich Halbleiterschaltungselemente sind deren Wirkung hauptsächlich auf Elektronenleitung beruht und die ausserhalb des gesättigten Zustandes wirksam sind.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass die aktiven Elemente des bistabilen Schaltelements (20, 21) aussschliesslich Halbleiterschaltungselemente sind, deren Wirkung hauptsächlich auf Elektronenleitung beruht und die ausserhalb des gesättigten Zustandes wirksam sind.

7. Schaltungsanordnung nach Ansprtich 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Änderung der Spannung an den Halbleiterschaltungselementen des bistabilen Schaltelementes niedriger ist als eine Diodenschwellenspannung.