DE3334541C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE3334541C2 DE3334541C2 DE3334541A DE3334541A DE3334541C2 DE 3334541 C2 DE3334541 C2 DE 3334541C2 DE 3334541 A DE3334541 A DE 3334541A DE 3334541 A DE3334541 A DE 3334541A DE 3334541 C2 DE3334541 C2 DE 3334541C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- signal
- digital
- signals
- input
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/24—Systems for the transmission of television signals using pulse code modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
- H04B14/046—Systems or methods for reducing noise or bandwidth
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Computing Systems (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Studio Circuits (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1.
Es ist unvermeidbar, daß elektrische Signale außer den erwünschten
Informationssignalteilen unerwünschte Störsignalteile
enthalten. Der Begriff "Signal/Rausch-Verhältnis" (SNR)
wird gewöhnlich dazu benützt, das Größenverhältnis von Informationsanteil
zum Störsignalanteil anzugeben. Das Betriebsverhalten
elektronischer Einrichtungen wird im allgemeinen
besser, wenn dieses Verhältnis gesteigert wird. Eine zur Verminderung
des Einflusses von Störsignalen verwendete Technik
zur Verbesserung des Signal/Rausch-Verhältnisses besteht in
der Verwendung einer im angelsächsischen Sprachgebrauch als
"coring circuit" bezeichneten Schaltung, die hier Amplitudensiebschaltung
genannt wird.
Eine solche Schaltung liefert nur dann ein Ausgangssignal,
wenn sich das Eingangssignal außerhalb eines definierten,
normalerweise festen Wertebereiches beiderseits der Null-
oder Grundlinie liegt. Auf diese Weise lassen sich Störsignale
um den Grundlinienpegel herum aussieben, nicht jedoch
Störsignale, die Informationssignalen überlagert sind und
zusammen mit diesen durchgelassen werden.
Aus der US 43 03 943 ist eine derartige Amplitudensiebschaltung
gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bekannt, bei welcher
der Amplitudenaussiebungsbereich variabel ist und wechselnden
Signalverhältnissen zur jeweiligen Optimierung des
Störabstandes angepaßt werden kann. Bei dieser zur Verarbeitung
von Fernsehbildern bekannten Schaltung wird von dem
Videosignal ein Zeilenmittelwert oder ein Flächemittelwert
subtrahiert, und der resultierende Differenzwert wird mit
einem Schwellenwert verglichen. Der Zeilen- oder Flächenmittelwert
kann für die gewünschte Adaptierung des Amplitudenaussiebungsbereiches
modifiziert werden.
Demgegenüber besteht die Aufgabe der Erfindung in einer Vereinfachung
der Schaltungsmaßnahmen zum Erzeugen der den
Amplitudenaussiebungsbereich bestimmenden Schwellenwertsignale.
Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs
1 angegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der
Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Anhand der Zeichnung wird die Erfindung näher erläutert.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Schemaschaltbild einer die Erfindung beinhaltenden
Schaltungsanordnung;
Fig. 2 verschiedene Signalformen, die für das Verständnis
der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 nützlich sind,
und
Fig. 3 und 4 abgewandelte Ausführungsformen der Erfindung
nach Fig. 1.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltung werden mit Hilfe einer
Vergleichsschaltungsanordnung Digitalsignale als Maß für die
Abweichung der Eingangssignale von einem Wertbereich erzeugt,
der durch ein erstes und ein zweites Digitalsignal bestimmt
ist und sich verändern läßt. Hierbei werden zwei digitale
Bezugssignale von einer Signalquelle einer Vergleichseinrichtung
zugeführt, welche diese Bezugssignale mit dem digitalen
Eingangssignal vergleicht. Auf diese Weise werden
Digitalsignale erzeugt, die ein Maß für die Abweichung zwischen
den digitalen Eingangssignalen und dem Bereich der
Digitalwerte darstellen, welcher durch die digitalen Bezugssignale
bestimmt ist. Die Grenzen des Digitalwertebereiches
werden nach Maßgabe der die Abweichung angebenden Digitalsignale
durch Modifizierungsschaltungen verändert, und aus
den den Abweichungsgrad angebenden Digitalsignalen wird
schließlich ein gefiltertes Ausgangsdigitalsignal erzeugt.
Digitale Eingangssignale mit einer Folge von Parallelbit-
Digitalwörtern werden am Eingang 12 einer anpaßbaren Amplitudensiebschaltung
10 für Digitalsignale zugeführt, welche
an ihrem Ausgang 14 Datenausgangssignale CS, die den gleichen
Strom paralleler Digitalwerte enthalten, abgibt.
Mit breiten Pfeilbahnen sind in der Zeichnung die Wege von
Parallelbit-Digitalsignalen gezeigt, beispielsweise 8-Bit-
Digitalwörter, welche in einer Verarbeitungsschaltung für
digitale Fernsehsignale Helligkeits- und Farbinformationswerte
darstellen. Die durch einen Strich dargestellten Signalwerte
leiten jeweils digitale Einzelbits, ein Digitalwort in
Serienbitform oder ein Dauersignal, z. B. Steuersignale oder
Taktsignale.
Eine Vergleichsschaltung für obere Signalwerte in Form eines
Digitalkomparators 20 für 8 Bit erhält vom Eingang 12 die
Digitalsignale und ein Digitalsignal UTS eines oberen Grenzwertes.
Das Signal UTS des oberen Grenzwertes legt die Obergrenze
eines Bereiches von zu siebenden Digitalwerten fest.
Der Komparator 20 gibt ein oberes 8-Bit-Digitaldifferenzsignal
UDS ab, dessen Wert ein Maß für die Differenz zwischen
dem Digitaleingangssignal und dem Schwellensignal UTS ist,
wenn das digitale Eingangssignal UTS übersteigt, d. h., wenn
das digitale Eingangssignal größer als UTS ist und außerhalb
des Bereichs der Siebwerte liegt. Ansonsten hat das Differenzsignal
UDS den Wert Null.
Eine Vergleichsschaltung für untere Signalwerte in Form eines
weiteren 8-Bit-Digitalkomparators 22 erhält eingangsseitig
die vom Eingang 12 kommenden Digitalsignale sowie ein Digitalsignal
LTS für den unteren Schwellenwert, der die untere Grenze
des Bereiches der amplitudenmäßig zu siebenden Werte bestimmt.
Daraus erzeugt der Komparator 22 ein unteres 8-Bit-
Digitaldifferenzsignal LDS, dessen Wert ein Maß für die Differenz
zwischen dem digitalen Eingangssignal und dem Schwellenwertsignal
LTS ist, wenn das Eingangssignal im entgegengesetzten
Sinne zu dem des Komparators 20 über das Signal LTS
hinausgeht, d. h., wenn der Eingangsdigitalsignalwert kleiner
als LTS ist und außerhalb des Bereichs der Siebungswerte
liegt. Andernfalls hat das Differenzsignal LDS den Wert Null.
Die Differenzsignale UDS und LDS werden von einem 8-Bit-
Addierer 24 zu einem 8-Bit-Digitalsignal RDS kombiniert, dessen
Wert ein Maß darstellt, inwieweit das digitale Eingangssignal
vom Wertebereich abweicht, der durch Aussiebung ausgeschlossen
werden soll, wobei auch die Richtung der Abweichung
festgestellt wird. Das maßgebende Signal RDS hat also
den Wert Null, wenn sich der Eingangssignalwert innerhalb des
Wertebereiches befindet, dessen Grenzen durch die Schwellenwertsignale
UTS und LTS bestimmt sind. Zudem stellt RDS beispielsweise
einen positiven Differenzwert, wenn der Eingangssignalwert
größer als der Schwellenwert UTS ist, dagegen
einen negativen Differenzwert, wenn das Eingangssignal unter
dem Schwellenwert LTS liegt.
Von einer Signalquelle 34 werden synchron mit der Folge, mit
der die Digitalworte des digitalen Eingangssignals zugeführt
werden, Taktsignale CLK geliefert. In einem digitalen Fernsehsystem
ist die Taktsignalquelle 34 die Abtastsignalquelle,
die einen Analog/Digital-Wandler veranlaßt, die ankommenden
analogen Videosignale in eine Folge von Digitalwörtern mit
einer Rate umzuwandeln, die das drei- bis vierfache der Farbhilfsträgerfrequenz
beträt. Ein 8-Bit-Addierer 30 kombiniert
die Digitalsignale RDS und ein in einem 8-Bit-Puffer 32 gespeichertes
Digitalwort, welche den entsprechenden Eingängen
zugeführt werden, woraus eine Summe gebildet wird, die dann
wiederum dem Eingang des 8-Bit-Puffers 32 zugeführt wird. Aufgrund
des Taktsignals CLK vom Taktgenerator 34 wird das Summensignal
im Puffer 32 gespeichert, indem es an die Stelle
des vorherigen Speicherinhalts tritt. Bei jedem Zugang eines
Digitalwortes des Eingangssignals wird folglich der Inhalt
des Puffers 32 aktualisiert, so daß er das Ergebnis der von
den Digitalkomparatoren 20 und 22 durchgeführten Vergleiche
wiedergibt.
Die gespeicherten Inhalte des Puffers 32 werden als die gesiebten
digitalen Ausgangssignale CS am Ausgang 14 der Schaltung
10 abgegeben. Sie dienen außerdem dazu, die oben bereits
erwähnten Schwellenwertsignale UTS und LTS zu erzeugen. Eine
Schwellenwert-Bezugssignalquelle 40 erzeugt ein oberes Bezugssignal
UR und ein unteres Bezugssignal LR in Abhängigkeit von
Steuersignalen, die von einer Bezugs-Steuerschaltung 42 zugeführt
werden. Diese kann von Hand bedienbar sein, so daß mit
ihr die Grenzwerte des Filterbereichs eingestellt werden können.
Die Steuereinrichtung 42 kann aber auch ein Element für
die Bestimmung des Filterbereiches enthalten, die auf den
Pegel der Störsignale reagiert, die in den empfangenen Fernsehsignalen
auftreten. Dazu kann z. B. das Verstärkungspegelsignal
im Abstimmsystem des Fernsehempfängers, der Durchschnittswert
des Signals CS oder der Scheitelabstand des
Signals CS herangezogen werden.
Die Schwellenwert-Bezugssignalquelle 40 enthält zwei Speicherregister
für Digitalwörter, die ihr als Bezugssignale UR
und LR zugeführt werden. Die Werte UR und LR werden von der
Bezugssteuerschaltung 42 in die Speicherregister eingegeben.
Sie können bis zu 8 Bit enthalten, sind jedoch in einem Fernsehsignalverarbeitungssystem
für 8 Digitalbits gewöhnlich
kürzer. Diese Bezugssignale UR und LR stellen die obere und
untere Grenze des Filterbereiches, bezogen auf den Grundliniensignalwert
(z. B. Null) dar.
Der obere Bezugssignalwert UR wird mit dem im Puffer 32 gespeicherten
Digitalwert mittels eines 8-Bit-Addierers 44 zum
Bilden des oberen Schwellenwertsignals UTS kombiniert. Gleiches
erfolgt für das untere Schwellenwertsignal LTS in einem
8-Bit-Addierer 46. Ist der Basissignalwert Null, so ist UR
ein positiver Digitalwert, LR dagegen ein negativer. Der Abstand
zwischen diesen Bezugssignalen UR und LR bildet die
Größe des Filterbereiches.
Da UR und LR zum Inhalt des Speichers 32 hinzuaddiert werden,
der die Größe des amplitudengefilterten Signals wiedergibt,
geben die Schwellenwertsignale UTS und LTS die Größe des
durch UR und LR hervorgerufenen Filterbereiches wieder, jedoch
bezogen auf einen durch die Größe des amplitudengefilterten
Signals veränderten Basislinienwert. Das hat zur Folge,
daß der Filtervorgang, der durch die Digitalkomparatoren 20
und 22, die Addierer 24 und 30 und den Puffer 32 durchgeführt
wird, Veränderungen im digitalen Eingangssignal, die eine geringere
Größe als den Filterbereich (UTS-LTS) haben, über den
gesamten Bereich der Werte des digitalen Eingangssignal beseitigen
und nicht lediglich um einen festen Basislinienwert.
Die Schaltung 10 paßt sich folglich Schwankungen der Basislinie
des Filterbereiches in Übereinstimmung mit den digitalen
Eingangssignalwerten an.
Der Filtervorgang ist in der nachfolgenden Tabelle dargestellt,
in der die Werte verschiedener Digitalsignale aufgeführt
sind, die aufgrund einer beispielsweisen Folge von
digitalen Eingangssignalwörtern erzeugt werden. Die Binärwörter
sind in der Tabelle durch ihre äquivalenten Dezimalwerte
dargestellt, z. B. "6" statt "0110". In dem Beispiel
der Tabelle sind die Filterbezugswerte UR = +2 und LR = -1.
Die einzelnen Digitalsignale sind durch die Buchstabenkombination
gekennzeichnet, die den Bezeichnungen in der Fig. 1
entsprechen. So bezeichnet CS beispielsweise den Inhalt des
Puffers 32 während eines bestimmten Taktzyklus. CS′ wird dagegen
dazu benutzt, den aktualisierten Wert von CS zu kennzeichnen,
der am Ende eines bestimmten Taktzyklus erzeugt
wird und in den nächsten Taktzyklus hinüberreicht.
Fig. 2a zeigt die digitalen Eingangssignale 100 entsprechend
den Werten obiger Tabelle. Die Eingangssignale 100 enthalten
erwünschte Signale 102 (gestrichelt), die von Störsignalen
(nicht gesondert dargestellt) zwischen den Werten +2 und -1
überlagert sind. Die entsprechenden gefilterten digitalen
Ausgangssignale CS am Ausgang des Puffers 32 sind als gefilterte
Signale 104 in Fig. 2b wiedergegeben.
Ein abgewandeltes Ausführungsbeispiel der Vergleichseinrichtung
20, 22, 24 nach Fig. 1 ist in der Fig. 3 dargestellt.
Vom Eingang 12 der Schaltung 10 ankommenden digitalen 8-Bit-
Eingangssignalen wird das obere Schwellenwertsignal UTS durch
einen Subtrahierer 50 abgezogen. Das 8-Bit-Differenzsignal 54
wird parallel auf die ersten Eingänge jeweiliger acht UND-
Glieder 56 gegeben, und das Vorzeichen-Bit 52 wird invertiert
und den zweiten Eingängen dieser acht UND-Glieder 56 zugeleitet.
Wenn die digitalen Eingangssignale in ihrem Wert größer
als das obere Schwellenwertsignal sind, ist die Differenz
positiv (Vorzeichen-Bit = "0", invertierendes Vorzeichen-Bit = "1"),
und die acht UND-Glieder 56 lassen das Differenzsignal
UDS auf acht ODER-Glieder 24′ passieren. Im anderen Fall geht
ein Signal vom Wert "0" weiter.
In vergleichbarer Weise subtrahiert ein Subtrahierer 60 das
Schwellenwertsignal LTS vom Eingangssignal und führt das
Differenzsignal 64 parallel zu den ersten Eingängen von acht
UND-Gliedern 66. Das Vorzeichen-Bit 62 wird den zweiten Eingängen
sämtlicher acht UND-Glieder 66 zugeleitet. Ist das
digitale Eingangssignal im Wert kleiner als das untere Schwellenwertsignal,
so ist die Differenz negativ (Vorzeichen-Bit = "1"),
und acht UND-Glieder 66 lassen die Differenzsignale
LDS auf acht ODER-Glieder 24′ passieren. Andernfalls wird
ein Signal vom Wert "0" durchgelassen.
Da nur eines der Differenzsignale UDS oder LDS bei jedem
Vergleich hervorgebracht werden kann, kann der Addierer 24
durch die acht ODER-Glieder 24′ gemäß Fig. 3 ersetzt werden.
Jedes ODER-Glied erhält entsprechend gewichtete Bits von UDS
und LDS an seinen entsprechenden Eingängen und erzeugt je
nach auftretender Differenz die Bits, um die Bits vom Differenzsignal
RDS an den Ausgängen der acht ODER-Glieder 24′ zu
erzeugen. Das Signal vom Wert "0" an einem oder an beiden Eingängen
des ODER-Gliedes 24′ hat keine Wirkung auf den Ausgang.
Fig. 4 stellt eine Abwandlungsform der Schaltung 10 dar, mit
der gefilterte Signale von überhöhten Größenwerten erzeugt
werden, so daß einer Verringerung entgegengewirkt wird, die
durch den oben beschriebenen subtraktiven Vorgang des Vergleichs
entsteht. Ein oberes und ein unteres Differenzsignal
UDS bzw. LDS werden mit dem Basisliniensignalpegel (Null)
verglichen, der von einer Null-Bezugsquelle 80 abgeleitet
wird. Wenn in einzelnen Taktzyklen ein Differenzsignal UDS
erzeugt wird, führt ein Digitalkomparator 82 einen wahren
Logikwert an den J-Eingang eines Flipflops 88, wodurch sein
Q-Ausgang in Verbindung mit einem Taktsignal CLK von der Taktquelle
34 gesetzt wird. Ein Multiplexer (MUX) 86 reagiert
auf den im gesetzten Zustand befindlichen Q-Ausgang, indem er
das obere Schwellenwertsignal UTS zu seinem Ausgang leitet
und für die nachfolgenden Taktzyklen ein gefiltertes und
wiederhergestelltes digitales Ausgangssignal CS′′ bereithält.
Gleichermaßen gibt, wenn das Differenzsignal LDS erzeugt
wird, der Digitalkomparator 84 einen wahren Logikpegel auf
den K-Eingang des Flipflops 88, wodurch sein Q-Ausgang rückgesetzt
wird (-Ausgang wird gesetzt), sobald ein Taktsignal
CLK ankommt. MUX 86 reagiert auf den rückgesetzten Q-Ausgang
dadurch, daß das untere Schwellenwertsignal LTS seinem Ausgang
zugeführt wird und für die nachfolgenden Taktzyklen ein
gefiltertes und wiederhergestelltes Signal CS′′ bereitsteht.
Auf diese Weise enthält das gefilterte und wiederhergestellte
Signal CS′′ gemäß Auswahl durch MUX 86 UTS oder LTS entsprechend
dem Sinne, in welchem das digitale Eingangssignal zuletzt
von dem dann gültigen Bereich der Filterwerte abweicht.
Der Ausgang des Puffers 32 wird für diese Modifikation nicht
als Ausgangssignal benötigt. Es sei noch vermerkt, daß die
Addierer 44 und 46 die Filterbezugssignale UR und LR wiederum
dem Speicherinhalt des Puffers 32 hinzuaddieren, um die
Schwellenwertsignale UTS und LTS zu bilden. Als Ergebnis ist
das gefilterte und wiedergespeicherte Signal CS′′ bei der Ausführungsform
nach Fig. 4 um die Werte von UR und LR gegenüber
dem gespeicherten Signal erhöht, welches an der Ausgangsklemme
14 des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 auftritt.
Aufgrund von Eingangssignalen 100, wie sie in Fig. 2a gezeigt
sind, erzeugt die Schaltung 10 in der Abwandlung nach
Fig. 4 gefilterte und wiedergespeicherte Signale 106, wie
sie in Fig. 2b gestrichelt dargestellt sind. In der Tabelle
sind durch Unterstreichung die Werte der Schwellenwertsignale
UTS und LTS hervorgehoben, die durch MUX 86 ausgewählt sind,
um die gefilterten und wiedergespeicherten Signale 106 zu
liefern.
Abweichungen gegenüber den beschriebenen Ausführungsbeispielen
befinden sich innerhalb des Rahmens der durch die Patentansprüche
umfaßten Erfindung. So haben beispielsweise die
Bezugssignale UR und LR gleiche Werte, wenn der Filterbereich
symmetrisch zum Basisliniensignalwert gewählt wird, so daß
beide Werte von einem Speicherregister in der Signalquelle 40
abgeleitet werden können. Für diesen Fall kann der Addierer
46 ein andauerndes negatives Signalbit empfangen, oder es
kann an die Stelle des Addierers 46 ein Subtrahierer treten,
der das Signal LR vom Signal CS subtrahiert.
In einem 8-Bit-System (256 Pegelwerte) genügt es, wenn der
Basislinienpegel sich nahe dem Mittenbereichswert hält. So
kann der Basislinienwert 127 und können die Ober- bzw. Untergrenzwerte
des Filterbereichs 129 und 125 sein. Es versteht
sich, daß eine von der 8-Bit-Teilung abweichende Signalbehandlung
möglich ist.
Claims (5)
1. Digitale Amplitudensiebschaltung mit Vergleichsschaltungen
(20, 22) zum Erzeugen digitaler Abweichungssignale
(RDS) als Maß für Amplitudenabweichungen aus einer Signalquelle
zugeführter digitaler Eingangssignale von einem bestimmten Amplitudenbereich,
gekennzeichnet durch eine Quelle (40, 42) eines ersten und eines zweiten Bezugssignals (UR bzw. LR)
und durch Summierschaltungen (44, 46), die aus den Abweichungssignalen (RDS) und den digitalen Bezugssignalen ein erstes und ein zweites Schwellenwertsignal (UTS bzw. LTS) erzeugen, welche den Vergleichsschaltungen (20 bzw. 22) zum Bestimmen des Amplitudenbereiches zugeführt werden.
gekennzeichnet durch eine Quelle (40, 42) eines ersten und eines zweiten Bezugssignals (UR bzw. LR)
und durch Summierschaltungen (44, 46), die aus den Abweichungssignalen (RDS) und den digitalen Bezugssignalen ein erstes und ein zweites Schwellenwertsignal (UTS bzw. LTS) erzeugen, welche den Vergleichsschaltungen (20 bzw. 22) zum Bestimmen des Amplitudenbereiches zugeführt werden.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Abweichungssignale (RDS) einem ersten Eingang einer
Addierschaltung (30) zugeführt werden, deren Ausgang mit dem
Eingang eines Puffers (32) gekoppelt ist,
und daß der Ausgang des Puffers mit dem zweiten Eingang der
Addierschaltung (30) gekoppelt und außerdem auf die Summierschaltungen
(44, 46) geführt ist.
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die digitalen Ausgangssignale (CS) der Amplitudensiebschaltung
am Ausgang des Puffers (32) abnehmbar sind.
4. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
einen Multiplexer (86) mit einem ersten und einem zweiten
Eingang, denen das erste bzw. zweite Schwellenwertsignal
zugeführt wird zum wahlweisen Weiterleiten des einen
oder anderen an den Multiplexerausgang, an dem die Ausgangssignale
(CS) der Amplitudensiebschaltung abnehmbar sind
(Fig. 4).
5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß die Abweichungssignale (RDS) sowie ein von einer Quelle
(80) geliefertes drittes Bezugssignal zusätzlichen Vergleichsschaltungen
(82, 84) zugeführt werden, deren Ausgänge mit
einer Steuerschaltung (FF) für den Multiplexer (86) verbunden
sind.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/422,667 US4538236A (en) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | Adaptive digital signal coring circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3334541A1 DE3334541A1 (de) | 1984-03-29 |
DE3334541C2 true DE3334541C2 (de) | 1993-03-18 |
Family
ID=23675863
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19833334541 Granted DE3334541A1 (de) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | Digitalsignal-filtereinrichtung |
Country Status (12)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4538236A (de) |
JP (1) | JPS5981954A (de) |
KR (1) | KR920004920B1 (de) |
AT (1) | AT404417B (de) |
AU (1) | AU567689B2 (de) |
CA (1) | CA1219645A (de) |
DE (1) | DE3334541A1 (de) |
ES (1) | ES525659A0 (de) |
FR (1) | FR2533785B1 (de) |
GB (1) | GB2128441B (de) |
IT (1) | IT1171089B (de) |
MY (1) | MY8600722A (de) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4538178A (en) * | 1983-06-24 | 1985-08-27 | Rca Corporation | Digital signal peaking apparatus with controllable peaking level |
US4646254A (en) * | 1984-10-09 | 1987-02-24 | Gte Government Systems Corporation | Noise threshold estimating method for multichannel signal processing |
US4635217A (en) * | 1984-10-09 | 1987-01-06 | Gte Government Systems Corporation | Noise threshold estimator for multichannel signal processing |
US4899221A (en) * | 1986-12-15 | 1990-02-06 | North American Philips Consumer Electronics Corp. | Television signal processing apparatus including rise time normalization and noise reduction |
US4855943A (en) * | 1987-07-24 | 1989-08-08 | Eastman Kodak Company | Method and apparatus for deaveraging a stream of averaged data |
US5119195A (en) * | 1991-01-31 | 1992-06-02 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Video noise reduction system employing plural frequency bands |
DE4239396C1 (de) * | 1992-11-24 | 1994-02-24 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Verfahren zur Erzeugung eines modifizierten Videosignals |
TW297202B (de) * | 1993-10-13 | 1997-02-01 | Rca Thomson Licensing Corp | |
US5949597A (en) * | 1996-04-24 | 1999-09-07 | Tandberg Data Storage A/S | Method and apparatus for data pulse qualification wherein the amplitude of a preceding pulse of opposite polarity is tracked |
DE10011060B4 (de) * | 2000-03-07 | 2008-02-28 | Bts Holding International B.V. | Rauschreduzierer |
KR101315413B1 (ko) * | 2007-08-27 | 2013-10-07 | 삼성전자주식회사 | 신호처리장치 및 그 제어방법 |
Family Cites Families (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3716726A (en) * | 1971-07-13 | 1973-02-13 | Bell Telephone Labor Inc | Center clipper |
JPS5534613B2 (de) * | 1973-10-08 | 1980-09-08 | ||
US4118785A (en) * | 1973-10-08 | 1978-10-03 | Nippon Telegraph And Telephone Public Corporation | Method and apparatus for digital attenuation by pattern shifting |
JPS50102218A (de) * | 1974-01-09 | 1975-08-13 | ||
US4240106A (en) * | 1976-10-14 | 1980-12-16 | Micro Consultants, Limited | Video noise reduction |
US4064530A (en) * | 1976-11-10 | 1977-12-20 | Cbs Inc. | Noise reduction system for color television |
US4305091B2 (en) * | 1977-01-31 | 1998-02-10 | J Carl Cooper | Electronics noise reducing apparatus and method |
JPS6016582B2 (ja) * | 1977-03-04 | 1985-04-26 | 日本電気株式会社 | デイジタル周波数分析装置 |
US4167749A (en) * | 1977-05-26 | 1979-09-11 | Rca Corporation | Noise reduction apparatus |
US4250458A (en) * | 1979-05-31 | 1981-02-10 | Digital Communications Corporation | Baseband DC offset detector and control circuit for DC coupled digital demodulator |
NL184298C (nl) * | 1979-07-19 | 1989-06-01 | Philips Nv | Inrichting voor verschilbeeldbepaling. |
DE3034756C2 (de) * | 1979-09-18 | 1986-09-04 | Victor Company Of Japan, Ltd., Yokohama, Kanagawa | Audiosignalverarbeitungseinrichtung |
US4303943A (en) * | 1980-03-24 | 1981-12-01 | Magnavox Government & Industrial Electronics | Adaptive enhancement of signal-to-noise ratio in television imagery |
US4422094A (en) * | 1981-11-06 | 1983-12-20 | Rca Corporation | Digital signal processor with symmetrical transfer characteristic |
US4350995A (en) * | 1981-04-20 | 1982-09-21 | Rca Corporation | Self-limiting video signal peaking circuit |
US4399460A (en) * | 1981-10-09 | 1983-08-16 | Rca Corporation | Video signal peaking control system with provision for automatic and manual control |
US4441121A (en) * | 1982-03-31 | 1984-04-03 | Rca Corporation | Adjustable coring circuit |
US4437123A (en) * | 1982-04-30 | 1984-03-13 | Rca Corporation | Dynamically controlled horizontal peaking system |
US4437124A (en) * | 1982-04-30 | 1984-03-13 | Rca Corporation | Dynamic coring circuit |
-
1982
- 1982-09-24 US US06/422,667 patent/US4538236A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-09-13 CA CA000436565A patent/CA1219645A/en not_active Expired
- 1983-09-16 AU AU19197/83A patent/AU567689B2/en not_active Expired
- 1983-09-16 ES ES525659A patent/ES525659A0/es active Granted
- 1983-09-21 GB GB08325248A patent/GB2128441B/en not_active Expired
- 1983-09-21 IT IT22947/83A patent/IT1171089B/it active
- 1983-09-21 JP JP58176141A patent/JPS5981954A/ja active Granted
- 1983-09-22 KR KR1019830004440A patent/KR920004920B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1983-09-22 AT AT0338183A patent/AT404417B/de not_active IP Right Cessation
- 1983-09-23 FR FR8315162A patent/FR2533785B1/fr not_active Expired
- 1983-09-23 DE DE19833334541 patent/DE3334541A1/de active Granted
-
1986
- 1986-12-30 MY MY722/86A patent/MY8600722A/xx unknown
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ES8406014A1 (es) | 1984-06-16 |
ATA338183A (de) | 1998-03-15 |
GB2128441A (en) | 1984-04-26 |
IT1171089B (it) | 1987-06-10 |
GB8325248D0 (en) | 1983-10-26 |
MY8600722A (en) | 1986-12-31 |
FR2533785B1 (fr) | 1986-05-23 |
JPH0422059B2 (de) | 1992-04-15 |
AU1919783A (en) | 1984-03-29 |
AT404417B (de) | 1998-11-25 |
ES525659A0 (es) | 1984-06-16 |
KR840006104A (ko) | 1984-11-21 |
AU567689B2 (en) | 1987-12-03 |
KR920004920B1 (ko) | 1992-06-22 |
DE3334541A1 (de) | 1984-03-29 |
US4538236A (en) | 1985-08-27 |
GB2128441B (en) | 1986-01-08 |
CA1219645A (en) | 1987-03-24 |
IT8322947A0 (it) | 1983-09-21 |
IT8322947A1 (it) | 1985-03-21 |
FR2533785A1 (fr) | 1984-03-30 |
JPS5981954A (ja) | 1984-05-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3609887C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Bemessungsfaktoren für ein rekursives Filter für Videosignale | |
DE3121599C2 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Verdecken von Fehlern in einem digitalen Videosignal | |
DE3114275C2 (de) | ||
DE69933090T2 (de) | Signalverarbeitungsschaltung zur Rauschunterdrückung und Anzeigegerät | |
DE3334541C2 (de) | ||
DE3422828A1 (de) | Datenempfaenger fuer aufgezeichnete daten | |
EP0069325A2 (de) | Verfahren zur Wandlung der Zeilenzahl | |
DE3613343A1 (de) | Hybrid-codierer | |
DE3001397C2 (de) | ||
DE4137404C2 (de) | Verfahren zur Reduktion von Rauschen | |
DE4326390A1 (de) | Verfahren zur Störsignalbefreiung von Videosignalen | |
EP0068579B1 (de) | Anordnung zur Demodulation eines frequenzmodulierten Eingangssignals | |
EP0189860B1 (de) | Verfahren zur Bildfehlerkorrektur | |
DE2845591C2 (de) | Anordnung zum Vermindern des Rauschens in Farbfernsehsignalen | |
EP0148528B1 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Erhöhen der Auflösung eines digitalisierten, zeitabhängigen Signals | |
EP0599144B1 (de) | Verfahren zur Erzeugung eines modifizierten Videosignals | |
EP0406693A2 (de) | Verfahren zum Filtern digitalisierter Signale | |
EP0244001B1 (de) | Hybrid-Codierer für Videosignale | |
EP0472764A1 (de) | Verfahren zur Reduktion des Farbrauschens eines Fernsehsignals | |
DE2633401A1 (de) | Verfahren und einrichtung zur feststellung und korrektur von phasenspruengen mit signal-qualitaets-anzeige bei der signal-uebertragung ueber informtionskanaele, insbesondere im sprachband | |
DE3539172A1 (de) | Digitales tiefpassfilter | |
DE4105669C2 (de) | ||
EP0346751B1 (de) | Anordnung zur DPCM-Codierung von Fernsehsignalen | |
DE3102689A1 (de) | Verfahren und anordnung zur verarbeitung digitaler signale | |
DE3911486A1 (de) | Schaltungsanordnung zur kompensation einer offsetspannung und verwendung dieser schaltungsanordnung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: RCA LICENSING CORP., PRINCETON, N.J., US |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8125 | Change of the main classification |
Ipc: H03H 21/00 |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) |