DE3325646A1 - Pulssignal-verarbeitungsschaltung - Google Patents

Description

TER MEER ■ MÜLLER ■ STEINMEISTER Sony Corp. -S83P139

BESCHREIBUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine Pulssignal-Verarbeitungsschaltung der im Oberbegriff von Patentanspruch 1 angegeben Art.

Eine herkömmliche Pulssignal-Verarbeitungsschaltung für eine Bildsignalverarbeitungsschaltung eines Fernseh- oder Videobandgerätes extrahiert aus zusammengesetzten Videosignalen Horizontalsynchronsignale als periodische Pulse mit gegebener Pulsbreite und erzeugt dazu synchron periodische Pulse mit einer gegebenen Pulsbreite. Damit eine folgende Synchronsignal-Abtrennstufe korrekt arbeitet, müssen die von der Pulssignal-Verarbeitungsschaltung abgegebenen Ausgangssignale eine möglichst genaue Pulsbreite haben. Ferner müssen zur Rauschunterdrückung zwischen den Pulsen, damit nicht Folgeschaltungen unbeabsichtigt getriggert werden, die Eingangssignale maskiert werden.

Bei einer zur Erfüllung dieser Bedingungen verwendeten herkömmlichen Pulssignal-Verarbeitungsschaltung gemäß Fig. 1 ist der Verbindungspunkt 4 einer aus einem Ladewiderstand 2 und Konden-0 sator 3 in Serienschaltung gebildeten und zwischen einer Stromquelle Vcc (z.B. 6,5V) und Masse angeschlossenen Lade/Entladeschaltung 1 über einen Kondensatoranschluß-Pin P1 eines IC 5 mit einem darin befindlichen Entladetransistor 6 verbunden, an dessen Basis der Kollektor eines Eingangstransistors 8 an-5 geschlossen ist. Eine Stromversorgungsleitung 7 des IC 5 ist über einen Pin P2 mit der Stromquelle Vcc verbunden. Ein Eingangspuls S1 (Fig. 2A) gelangt über einen Eingangspuls-Pin P3 an die mit Widerständen 9 und 10 verbundene Basis des Eingangstransistors 8. Wenn eine Kollektorspannung V. des Eingangs-

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transistors 8 bei dessen Durchschaltung gemäß Fig. 2B abfällt, wird der Entladetransistor 6 gesperrt, und von diesem mit dem Pulsanstieg von S1 zusammenfallenden Zeitpunkt t an steigt eine Spannung V„ an dem Kondensator 3 mit einer in Fig. 2C dargestellten und durch die Werte des Widerstands 2 und Kondensators 3 bestimmten Zeitkonstante an.

Am Transistor 10 einer Trennstufe, an dessen Basis diese Spannung V₂ von dem Kondensator 3 übertragen wird, entsteht eine um den Wert seiner Basis-Emitterspannung über V„ liegende Emitterspannung V , welche als Eingangsspannung an die Basis eines Vergleichseingangs-Transistors 11 einer Schmitt-Schaltung 13 gelangt, die nach Art eines Differenzverstärkers geschaltet ist und außerdem einen Bezugseingangs-Transistor 12 hat. Abhängig

die
davon, ob zu vergleichende Eingangsspannung V- niedriger oder höher ist als eine der Basis des Transistors 12 von einer aus in Reihe geschalteten Widerständen 14, 15 und 16 bestehenden Bezugsspannungsquelle zugeführte erste Bezugsspannung V., wird im ersteren Fall (d.h. V₃ ⁴^V₄) ^der Transistor 11 AUS- und der Transistor 12 EIN-geschaltet, im anderen Fall der Transistor EIN- und der Transistor 12 AUS-geschaltet.

Ein Transistor 19 bildet mit einem Transistor 17, dessen Kollektor mit der Basis eines Transistors 20 sowie über einen Widerstand 22 an eine Masseleitung 23 und dessen Emitter über einen Widerstand 21 an die Stromversorgungsleitung 7 angeschlossen ist, eine Stromspiegelschaltung 18 und dient als Lastschaltung des Transistors 12. Der Transistor 20 ist mit seinem Kollektor an die Basis eines parallel zum Widerstand 16 geschalteten Transistors 24 und seinem Emitter an die Masseleitung 2 3 angeschlossen.

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Bei in Betrieb befindlicher Schmitt-Schaltung 13 ist die Stromspiegelschaltung 18 EIN-geschaltet und der Transistor 20 durch die von den Widerständen 21 und 22 erzeugte Teilspannung durchgeschaltet. Wenn der kurzschließende Transistor 24 abschaltet, dann wird die Teilspannung der Bezugsspannungsquelle bzw. Bezugsspannung V. an der Basis des Transistors 12 von einem ersten Pegel V₄₁ (z.B. 0 V) auf einen zweiten Pegel V. von z.B. 4 V hochgezogen. Danach bleibt die Schmitt-Schaltung 13 inaktiv, bis zum Zeitpunkt t^ die Spannung V₃ > V. wird und die Schmitt-Schaltung 13 dabei invertiert.

Die Stromspiegelschaltung 18 wird dann abgeschaltet, dabei der Transistor 2 0 durch Senkung seiner Basisspannung auf Massepotential gesperrt, und durch Einschalten des Transistors 24 wird der Widerstand 16 der Bezugsspannungsquelle überbrückt, so daß die an der Basis des Transistors 12 anliegende Bezugsspannung V.

auf den ersten Pegel V₄₁ zurückkehrt und damit der Ausgangszustand vor t wiederhergestellt ist.

Mit Auftreten der Vorderflanke des Eingangspulses S1 wird die über eine Leitung 2 6 mit dem Kollektor von Transistor 8 verbundene Basis des Transistors 24 auf Massepotential gehalten, um den Kurzschluß von Widerstand 16 aufzuheben. Dieser Vorgang endet an der Hinterflanke des Eingangspulses S1. Aber zur Anstiegszeit t. von Puls S1 bleibt die Basis von Transistor 24 durch den Transistor 20 und die Schaltung 18 der Schmitt-Schaltung 13 auf Massepotential, bis zur Zeit t., V₃ >-^v ₄₂ wird. Zu diesem Zeitpunkt geht das an der Basis des Kurzschlußtransistors 24 liegende Massepotential über die Leitung 26 zur Basis von Transistor 6, und der bleibt abgeschaltet und kann nicht vor der Zeit t wieder einschalten, selbst wenn der Eingangs-0 transistor 8 durch einen Störimpuls durchgeschaltet werden sollte.

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So wird der Signaleingang über den Eingangstransistor 8 während des Zeitraums von t₁ bis t-., wo gemäß Fig. 2D eine hochliegende Basisspannung V₅ des Transistors 20 da ist, maskiert oder gesperrt.

Die zu vergleichende Eingangsspannung V_ für die Schmitt-Schaltung 13 wird außerdem an die Basis eines Vergleichseingangstransistors 32, und eine zweite Bezugsspannung V, von einer Bezugsspannungsquelle 35 mit Temperaturkompensiertransistor 34 an die Basis eines Bezugseingangstransistors 33 eines Differenzverstärkers 31 in einer Prüfpulsausgangsschaltung 30 abgegeben. Die zweite Bezugsspannung V_fi (Fig. 2C) ist auf einen die Pulsbreite W eines Prüfpulses S2 (Fig. 2E) bestimmenden Wert von z.B. 1,625 V eingestellt. Mit Rücksicht auf die Genauigkeit des Prüfpulses S2 ist die Bezugsspannung V, relativ genau eingestellt; sie treibt die Transistoren 32 und 33 über eine Konstantstromquelle 37.

Der Transistor 33 ist durch eine aus Transistoren 38 und 3 9 gebildete Stromspiegelschaltung 40 belastet. Emitter und Kollektor von Transistor 39 sind über einen Widerstand 41 mit der Stromversorgungsleitung 7 bzw. einen Widerstand 42 mit Masse verbunden. Der Widerstand 42 kann durch einen basisseitig mit der Leitung 26 zum Kollektor des Eingangstransistors 8 verbundenen Transistor 43 kurzgeschlossen werden. Der Prüfpuls S2 ist über eine Ausgangsklemme P5 vom nichtgeerdeten Ende des Widerstands 42 abgreifbar.

Vor Zugang eines Eingangspulses S1 zur Zeit t₁ in Fig. 2 sind sowohl der Bezugseingangstransistor 33 des Differenzverstärkers 31 als auch die Stromspiegelschaltung 40 EIN-geschaltet_f aber durch den aktiven Kurzschlußtransistor 43 wird die Spannung des Prüfpulses S2 (Fig. 2E) an der Ausgangsklemme P5 so lange

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auf Massepotential (im vorliegenden Fall logischer Pegel "L") gehalten, bis mit Eingang eines Eingangspulses S1 zur Zeit t.. der Kollektor von Transistor 8 an Masse gelegt und dadurch der Kurzschlußtransxstor 43 gesperrt wird. Jetzt hat der Prüfpuls S2 die dem logischen Pegel "H" entsprechende Teilspannung, die zwischen den Widerständen 41 und 42 vorhanden ist. Sobald die zu vergleichende Eingangsspannung V_ zur Zeit t„ größer als die zweite Bezugsspannung V_fi wird, so daß der Transistor 33 und die Stromspiegelschaltung 40 abgeschaltet werden, dann ο nimmt die Spannung des Prüfpulses S2 wieder das Massepotential an.

Der so erzeugte Prüfpuls S2 dauert von Zeitpunkt t.., wo der Eingangspuls S1 aufgenommen wird, bis zum Zeitpunkt t„, wo die abhängig von der Lade/Entladeschaltung 1 gewonnene Vergleichs-Eingangsspannung V-, den Wert der zweiten Bezugsspannung V_fi erreicht, und damit hat der Puls S2 eine vorbestimmte Pulsbreite W. Störgeräusche können durch Sperren des Entladetransistors 6 über die Schmitt-Schaltung 13 ausreichend unterdrückt bzw. maskiert werden.

0 Die herkömmliche Schaltungsanordnung nach Fig. 1 hat den Nachteil, daß sie den Prüfpuls S2 nur mit begrenzter Pulsbreitengenauigkeit liefern kann, weil diese und die Maskierungsperiode gemeinsam durch die Vorderflanke des Ausgangssignals der Lade/ Entladeschaltung 1 abhängig sind. Wenn das Verhältnis der zweiten Bezugsspannung V₆ (1,625 V in Fig. 2C) zur ersten Bezugsspannung V (0 bis 4 V in Fig. 2C) für die Maskierung klein ist, dann erhöht sich zwangsläufig der Einstellfehler der Spannung V-. Da die den Wert der zweiten Bezugsspannung V, bestimmenden Schaltungskonstanten auch noch Toleranzen aufweisen, wird das Fehlerverhältnis noch größer, wenn eine kleine Bezugsspannung V_fi eingestellt ist.

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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die dem Stand der Technik anhaftenden Nachteile durch Schaffung und Anwendung einer neuartigen verbesserten Pulssignal-Verarbeitungsschaltung zu vermeiden.

Die erfindungsgemäße Lösung der gestellten Aufgabe ist kurz gefaßt im Patentanspruch 1 angegeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Der Grundgedanke der Erfindung geht dahin, die Pulssignal-Verarbeitungsschaltung so auszubilden, daß die Pulsbreite eines von ihr abgegebenen Prüf- oder Meldepulses durch eine Entlade- oder Aufladezeit eines Lade/Entladeteils in der Verarbeitungsschaltung bestimmt wird, so daß die Pulsbreite von einer eine große Potentialdifferenz bewirkenden Zeitkonstante abhängig ist und der Meldepuls folglich mit entsprechend hoher Präzision abgegeben wird.

Insbesondere ist eine zwischen dem Lade/Entladeteil und einer Auf- und Entladesteuereinrichtung angeordnete Prüfschaltung zum Steuern der Auf- und Entladesteuereinrichtung in Äbhängigkeit von Potentialänderungen des Lade/Entladeteils vorhanden.

Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal der erfindungsgemäßen Verarbeitungsschaltung ist darin zu sehen, daß von den Entlade- und Aufladezeiträumen des Lade/Entladeteils der eine der beiden Zeiträume nur zur Bestimmung der Meldepuls-Breite und der andere nur zur Festlegung einer Maskierperiode (zur Ausblendung von Störimpulsen o.dgl.) herangezogen wird. Somit erfolgt die genaue Festlegung der Pulsbreite des Meldepulses ganz unabhängig von der Bestimmung der Maskierperiode.

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Die Erfindung und vorteilhafte Einzelheiten werden nachstehend unter Bezug auf eine Zeichnung in beispielsweiser Ausführungsform näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 und 2A bis 2E ein Schaltbild der vorstehend erläuterten herkömmlichen Pulssignal-Verarbeitungsschaltung

mit Darstellungen von darin auftretenden Signalabläufen,

Fig. 3 ein schematisches Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Pulssignal-Verarbeitungsschaltung,

Fig. 4A bis 4F Darstellungen von Signalen innerhalb der Schaltung von Fig. 3 und

Fig. 5 eine detaillierte Darstellung zu der Schaltung von Fig. 3.

Das in Fig. 3 dargestellte bevorzugte Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Pulssignal-Verarbeitungsschaltung enthält eine Lade/Entladeschaltung 54 mit einem Lade/Entladekondensator 51, der an den mittleren Verknüpfungspunkt zwischen einer Lade-Konstantstromquelle 52 und einer Entlade-Konstantstromquelle 53, die beide zwischen einem Stromanschluß Vcc und Masse in Reihe geschaltet sind, angeschlossen ist. Wenn eine Flip-Flop-Schaltung 55 an ihren beiden Ausgängen Q und Q Signale S11 und S12 mit dem Η-Pegel führt, sind beide Stromquellen 52 und 5 3 eingeschaltet und laden bzw. entladen den 5 Kondensator 51.

Ein Obergrenzwertdetektor 56 erhält über seinen nicht-invertierenden Eingang eine an dem Kondensator 51 anstehende Spannung v_c und über seinen invertierenden Eingang eine Obergrenzwert-Bezugsspannung V_H zugeführt und erzeugt ein Ausgangssignal S13, das im Fall V > V auf den Η-Pegel springt. Ein

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Untergrenzwertdetektor 58 nimmt über seinen invertierenden Eingang ebenfalls die Spannung V an dem Kondensator 51 und an seinem nicht-invertierenden Eingang eine Untergrenzwert-Bezugsspannung V_T von einer Spannungsquelle 5 9 auf und gibt

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seinerseits ein Ausgangssignal S14 ab, das im Fall V < V

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auf den Η-Pegel springt.

Eine Eingangsschaltung 61 (NAND-Glied) erhält über einen Eingang den Eingangspuls Sl sowie über ihren zweiten Eingang das als Maskierungssignal dienende Ausgangssignal Sl3 des Obergrenzwertdetektors 56 und gibt ihrerseits an den Setzeingang S der Flip-Flop-Schaltung 55 ein Ausgangssignal Sl5 ab. Der Rücksetzeingang R der Schaltung 55 nimmt das Ausgangssignal S14 des Untergrenzwertdetektors 58 auf. Bei von H auf L umspringendem Pegel des Signals S15 wird die Flip-Flop-Schaltung 55 gesetzt und bei von L auf H umsprindem Pegel des Signal S14 rückgesetzt.

Sobald die Spannung V größer als die Obergrenzwert-Bezugs-

spannung V„ geworden und dadurch das Signal Sl3 auf den Η-Pegel gesprungen ist, hält der Obergrenzwertdetektor 56 die Spannung V am Kondensator 51 im Bereich der Obergrenzwert-Bezugsspannung V . Wenn danach bei Entladung des Kondensators 51 die Spannung V zu fallen beginnt, springt der Pegel des

Signals S13 des Obergrenzwertdetektors 56 sofort auf L zurück.

Die beiden Detektoren 56·und 58 bilden einen Ober/Untergrenzwertdetektor 62. Das Q-Ausgangssignal (Meldepuls) S12 der Schaltung 55 ist an einer Ausgangsklemme 65 abgreifbar.

Bei Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 3 sei angenommen, daß vor Zugang eines Eingangspulses SIl dio Flip-Flop-Schaltung rückgesetzt ist und dabei das Q-Ausgangssignal SIl den Pegel H und das Q-Ausgangssignal S12 den Pegel L (Fig. 4C) haben.

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Danach beginnt eine Aufladung dos Kondensators 51 aus der Konstantstromquelle 52, bis dessen Spannung V die Obergrenzwert-Bezugsspannung V überschreitet; anschließend wird sie zwischen den Zeitpunkten t,-. und t,. in der Nähe von V„ gehalten. Während dieser Zeit haben der Ausgang Sl3 des Obergrenzwertdetektors 56 den Η-Pegel (Fig. 4E) und der Ausgang S14 des Untergrenzwertdetektors 58 den L-Pegel (Fig. 4F). Solange die Eingangsschaltung 61 keinen Eingangspuls Sl erhält, bleibt ihr Eingangspegel (Fig. 4A) auf L-Pegel und der Pegel ihres Ausgangssignals S15 auf dem Η-Pegel (Fig. 4B).

Bei Zugang des Eingangspulses Sl zum Zeitpunkt t,, springt der Pegel des Signals S15 der Eingangsschaltung 61 von H nach L ur.i, die Flip-Flop-Schaltung 55 wird gesetzt, und ihr Q-Ausgangssignal Sl2 springt damit auf den Η-Pegel, so daß durch Einschaltung der Ladestromquelle 53 eine Entladung des Kondensators 51 eingeleitet wird und dessen Spannung V abzufallen beginnt (Fig. 4D). Gleichzeitig wird der Obergrenzwertdetektor 56 invertiert, sein Ausgangssignal S13 sinkt auf den Pegel' L ab, während gleichzeitig das Ausgangssignal S15 der Eingangsschaltung 61 sofort wieder auf den Η-Pegel (Fig. 4B) zurückgeht.

Sobald die Spannung V am Kondensator 51 zur Zeit t,~ die Untergrenzwert-Bezugsspannung VL des Detektors 58 unterschreitet, geht dessen Ausgangssignal S14 auf den H-Pegel (Fig. 4F). Durch die Vorderflanke des Signals S14 wird die Flip-Flop-Schaltung 55 rückgesetzt, ihr Q-Ausgangssignal S12 nimmt den L-Pegel (Fig. 4C) an und schaltet damit die Entladestromquelle 53 aus. Das gleichzeitig auf den Η-Pegel übergehende Q-Ausgangssignal SIl der Schaltung 55 schaltet die Ladestromquelle 52 ein, der Kondensator 51 wird geladen, so daß die an ihm anliegende Spannung V steigt (Fig. 4D). Sobald nach relativ kurzer Zeit die Spannung V größer als V₁. ge-

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worden ist, springt die Detektorausgangsspannung S14 sofort wieder auf L zurück (Fig. 4F).

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Sobald die Kondensatorspannung V die Obergrenzwert-Bezugsspannung V des Detektors 56 zur Zeit t,~ überschreitet, invertiert der Obergrenzwertdetektor 56, und sein Ausgangssignal S13 geht auf den Η-Pegel über (Fig. 4E). Da zu diesem Zeitpunkt der Eingangspuls Sl gerade auf den L-Pegel zurückgekehrt ist, bleibt der Status des Ausgangssignals S15 der Eingangsschaltung 61 unverändert.

Der zum Zeitpunkt t,_. vorhandene Zustand bleibt bestehen, bis zum Zeitpunkt t,. ein neuer Eingangspuls Sl aufgenommen wird. Der Prüf- oder Verarbeitungsvorgang für einen der periodisch auftretenden Eingangspulse Sl ist abgeschlossen. Der im Verlauf jedes Prüf- oder Verarbeitungsvorgangs während der Entladezeit des Kondensators 51 zwischen t^und t^ erzeugte Meldepuls S12 (Fig. 4C) ist an der Ausgangsklemme 6 5 abgreifbar. Da während des gesamten Zeitraums von t^ (Beginn der Kondensator-Entladezeit bei Zugang des Eingangspulses Sl) bis t,, (Aufladezeit-Schluß des Kondensators 51) der Obergrenzwertdetektor 56 sein Ausgangssignal Sl3 auf dem L-Pegel hält, bleibt in jedem Fall während dieses Zeitraums das Ausgangssignal S15 der Eingangsschaltung 61 unverändert auf dem H-Pegel, selbst wenn in dieser Zeit ein Störimpuls auftritt. So wird eine Maskierperiode festgelegt, in welcher alle anderen Impulse mit Ausnahme des periodischen Eingangspulses Sl maskiert bzw. ausgeblendet werden.

In Fig. 4 ist weiter hinten ein Beispiel dargestellt, bei dem nach Aufnahme des periodischen Eingangspulses Sl (z.B. periodischer Horizontalabtastimpuls) zum Zeitpunkt t₂₁ ein Störimpuls SN (z.B. ein in die Vertikalaustastperiode fallender 1/2 Η-Puls) in die Eingangsschaltung 61 einfällt, bleibt der Pegel des Ausgangssignals S13 des Detektors 56 zuverlässig auf dem L-Pegel und blendet jegliche Störimpulse sicher aus.

Zwischen die Zeitpunkte t₁₃ (Ladezeitschluß dos Kondensators 51) und t, . (Zugang des nächsten Eingangspulses Sl) ist bewußt

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ein Sicherheitszeitraum eingeschoben, damit auch bei auftretenden Toleranzen der Zeitkonstante sichergestellt bleibt, daß die Maskierperiode beendet ist, bevor der nächste periodische Eingangspuls Sl aufgenommen wird. 5

Somit wird bei dem Schaltungskonzept gemäß Fig. 3 als Parameter für die Breite (zeitlich Länge) des Meldepulses S12 die für den Abfall der Spannung V über dem Kondensator von der Obergrenzwert-Bezugsspannung V auf den Wert der üntergrenzwert-

Bezugsspannung V benötigte Zeitspanne (t-,, bis t, „), und ferner als Parameter für die Maskierperiode der Zeitraum, in dem die Kondensatorspannung V von V auf V absinkt, und wieder auf den Wert V„ ansteigt (t, , bis t-,-.) benutzt.

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In Fig. 5 sind nähere Einzelheiten der Schaltung von Fig. 3 dargestellt, wobei schon beschriebene Einzelheiten nicht noch einmal erläutert werden.

Die Eingangsschaltung 61 von Fig. 3 umfaßt Transistoren 67 und 68, die Flip-Flop-Schaltung 55 ein Paar Transistoren 69 und 70, die Auflade-Konstantstromquelle 52 ein Paar Strom-, ■;-Spiegeltransistoren 71 und 72, und die Entlade-Konstantstromquelle 5 3 von Fig. 3 ein Paar in Reihe geschaltete und emittergekoppelte Transistoren 73 und 74 sowie einen Konstantstromtransistor 75 in Fig. 5.

Der Obergrenzwertdetektor 56 und der Untergrenzwertdetektor von Fig. 3 sind durch je einen emitterseitig mit dem hochliegenden Anschluß des Kondensators 51 verbundenen pnp-Transistor 76 bzw. 77 gebildet. Die Basis des Transistors 76 wird auf einem Potential Obergrenzwert-Bezugsspannung V„ + 0,7 V, und

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die Basis des anderen Transistors 77 auf einem Potential Untergrenzwert-Bezugsspannung V_T + 0,7 V gehalten. Ein Paar

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Stromspiegeltransistoren 78 und 79 sind an den Kollektor des 5 Transistors 7 7 angeschlossen und dienen der Übertragung des Ausgangssignals S14 des Detektors 58 an die Flip-Flop-Schaltung 55.

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Bei auf Η-Pegel befindlichem Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 55 wird, wie oben in Verbindung mit Fig. 3
erläutert, der Kondensator 51 aufgeladen. Der durch den
Q-Ausgang eingeschaltete Transistor 74 verursacht einen durch die Transistoren 72, 74 und 75 fließenden Strom, der in den
Kollektorstrom des gemeinsam mit dem Transistor 72 eine
Stromspiegelschaltung bildenden Transistors 71 transformiert und so der Ladestrom des Kondensators 51 wird. Der Transistor 73 wird durch den auf L-Pegel befindlichen Ausgang Q der
Schaltung 55 gesperrt.

Ein Aufladevorgang des Kondensators 51 endet jeweils, wenn

seine Kondensatorspannung V zum Zeitpunkt t-,-. (Fig. 4)

die Obergrenzwert-Bezugsspannung V erreicht hat und der als Obergrenzwertdetektor 56 dienende Transistor 76 durchgeschaltet wird. Zu diesem Zeitpunkt gelangt der Kollektorausgang des
Transistors 76 zur Basis des Transistors 68 der Eingangsschaltung 61, und der Transistor 68 wird eingeschaltet. In diesem Stadium wird die Maskierung der Eingangsschaltung 61 unterbrochen, damit die Basis des Transistors 67 einen Eingangspuls Sl empfangen kann.

Wenn der Transistor 67 zu einem Zeitpunkt t,. (Fig. 4) einen Eingangspuls Sl erhält, wird er durchgeschaltet, sein

Kollektor geht auf den Pegel L, dann invertiert die Flip-Flop-Schaltung 55, so daß deren Q-Ausgang auf den Η-Pegel umspringt, der Transistor 73 der Entladestromquelle 53 dadurch eingeschaltet und der andere Transistor 74 dieses Paares
ausgeschaltet wird. Folglich wird die eine Stromspiegel-

schaltung enthaltende Auflage-Konstantstromquelle 52 gesperrt und dem Kondensator 51 die Ladung über den Transistor 73 und den Konstantstromtransistor 75 entzogen.

Mit Beginn der Entladung des Kondensators 51 wird sofort der Transistor 76 abgeschaltet, damit der Transistor 68 der Eingangsschaltung 61 gesperrt und so die Eingangsschaltung 61
zur Maskierung bzw. Störimpulsunterdruckung gesperrt wird.

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Sobald die Spannung V am Kondensator 51 die Untergrenzwert-Bezugsspannung V₁. erreicht hat, wird der Transistor 77 des Untergrenzwertdetektors 58 eingeschaltet, der das Ausgangssignal S14 bildende Durchgangsstrom dieses Transistors 77 wird durch die Stromspiegeltransistoren 78 und 79 geleitet und veranlaßt, daß die Flip-Flop-Schaltung 55 invertiert und durch Wechsel ihres Q-Ausgangs auf den Η-Pegel einen neuen Aufladevorgang des Kondensators 51 einleitet.

Erfindungsgemäß ist es selbstverständlich auch möglich, abweichend von dem oben erläuterten Ausführungsbeispiel den Meldepuls (Sl2) statt von der Entladezeit von der Aufladezeit des Kondensators 51 abhängig zu bestimmen. Ferner können anstelle der zum Laden/Entladen des Kondensators 51 verwendeten Konstantstromquellen 52 und53 auch andere Schaltungskonfigurationen benutzt werden.

Das vorliegende Ausführungsbeispiel der Erfindung ist zwar zur Anwendung in einem Bildsignalverarbeitungssystem vorgesehen; grundsätzlich ist die Erfindung aber auch für viele andere SignalVerarbeitungssysteme geeignet, bei denen abhängig von periodisch auftretenden Signalpulsen ein Prüfoder Meldepuls mit einer vorgebbaren Pulsbreite erzeugt werden sollen.

Zusammengefaßt ist die erfindungsgemäße Pulssignal-Verarbeitungsschaltung so eingerichtet, daß sie in Abhängigkeit von einem periodisch empfangenen Pulssignal unter Ausnutzung der Zeitkonstante eines Lade⁷Entladeteils einen präzise bemessenen Meldepuls liefert und außerdem zwischenzeitlich auftretende Störimpulse maskiert, d.h. unterdrückt. Da zur Gewinnung des Meldepulses erfindungsgemäß die Spanne zwischen den oberen und unteren Grenzwerten der Ausgangsspannung des Lade/Entladeteils ausgenutzt wird, kann im Vergleich zu einer einschlägigen bekannten Schaltung die Pulsbreite (oder Phase) des Meldepulses wesentlich präziser ausgebildet werden. So wird zum Beispiel

TER MEER · MÜLLER · STEINME'S^TER Scny Corp.""- S83P139

bei der eingangs in Verbindung mit Fig. 1 erläuterten bekannten Schaltung zur Bestimmung der Pulsbreite des Pulsoder Meldepulses zwischen oberen und unteren Spannungsgrenzwerten ein Schmitt-Pegel entsprechend eingestellt. Dabei liegt die zur Pulsbreitenbestimmung verfügbare effektive Spannungsänderung zwischen dem unteren Spannungsgrenzwert und dem in dem-Spannungsausgang der herkömmlichen Lade/Entladeschaltung gesetzten Schmitt-Pegel in einem ungünstig engen Bereich, während im Gegensatz dazu erfindungsgemäß der volle Bereich zwischen den oberen und unteren Spannungsgrenzwerten zur Bestimmung der Pulsbreite des Meldepulses ausgenutzt wird und die Pulsbreiten-Fehlertoleranz für den Meldepuls in der Praxis entsprechend klein ist.

Claims (6)

1. TER MEER-MULLER-STEINMEISTER

   PATENTANWÄLTE - EUROPEAN PATENT ATTORNEYS

   Dipl.-Chem. Dr. N, ter Meer Dipl.-Ing. H. Steinmeister

   Dipl.-Ing, F. E. Müller Artur-Ladebeck-Strasse 51

   Triftstrasse 4,

   D-8000 MÜNCHEN 22 D-4800 BIELEFELD 1

   Case: S83P139 Mü/Gdt/b

   15. Juli 1983

   SONY CORPORATION
   7-35 Kitashinagawa 6-chome, Shinagawa-ku, Tokyo, Japan

   Pulssignal-Verarbeitungsschaltung

   Priorität: 20. Juli 1982, Japan, Ser. No. 125985/1982

   PATENTANSPRÜCHE

   /1 .JPulssignal-Verarbeitungsschaltung mit

   - einem Eingangsanschluß zur Aufnahme eines Trigger-Eingangspulses,

   - einem Lade/Entladeteil und

   - einer zwischen dem Eingangsanschluß und dem Lade/Entladeteil angeordneten Auf- und Entladesteuereinrichtung,

   gekennzeichnet durch

   - eine zwischen dem Lade/Entladeteil (51, 52, 53) und der Auf- und Entladesteuereinrichtung (55, 61) angeordnete Prüfschaltung (56, 58) für eine von Potentialänderungen des Lade/Entladeteils abhängige Steuerung der Auf- und Entladesteuereinrichtung und

   - einen mit der Auf- und Entladesteuereinrichtung verbundenen Ausgangsanschluß (65).

   TER MEER ■ MÜLLER ■ STEINMtäSTER *"" ^: '-"- _{SQny Corp>} _ _s83p1
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1,

   dadurch gekennzeichnet, daß die Auf- und Entladesteuereinrichtung eine Torsteuerschaltung (61) zum Unterdrücken von an den Eingangsanschluß gelangenden Signalen in Abhängigkeit von einem durch die Prüfschaltung (56) erzeugten Unterdrückungssignal (S13) enthält.
3. 3. Schaltung nach Anspruch 2,

   dadurch gekennzeichnet, daß der Lade/Entladeteil eine Ladestromquelle (52), eine Entladestromquelle (53) und einen auf- und entladbaren Kondensator (51) umfaßt.
4. 4. Schaltung nach Anspruch 3,

   dadurch gekennzeichnet, daß die Prüfschaltung einen Obergrenzwertdetektor (56) und einen Untergrenzwertdetektor (58) zur Feststellung eines oberen Grenzpotentials (V„) bzw. eines unteren Grenzpotentials (V ) bei der veränderlichen Spannung an dem Kondensator (51) enthält.
5. 5. Schaltung nach Anspruch 4,

   dadurch gekennzeichnet, daß die Auf- und Entladesteuereinrichtung eine Flip-Flop-Schaltung (55) enthält, deren Ausgangsanschlüsse (Q, Q) mit der Ladestromquelle (52) bzw. mit der Entladestromquelle (53) verbunden sind.
6. 6. Schaltung nach Anspruch 5,

   dadurch gekennzeichnet, daß die Flip-Flop-Schaltung (55) mit einem Setzeingang (S) an die Torsteuerschaltung (61) und mit einem Rücksetzeingang (R) an den Untergrenzwertdetektor (58) angeschlossen ist.

   TER MEER . MÖLLER ■ STEINMaSTER Sony Corp. - S83P1

   Schaltung nach Anspruch 6,

   dadurch gekennzeichnet, daß der Obergrenzwertdetektor (56) zwecks Zuführung des Unterdrückungssignals (S13) an dieselbe mit der Torsteuerschaltung (61), und der Untergrenzwertdetektor (58) zur wechselnden gegensätzlichen Betätigung der Ladestromquelle (52) und Entladestromquelle (53) mit der Flip-Flop-Schaltung (55) verbunden sind.