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Mit Abgriffen versehene analoge Verzögerungsschaltung
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Die Erfindung betrifft eine mit Abgriffen versehene analoge Verzögerungsschaltung
für ein Transversalfilter, die aus einer Kettenschaltung von einzelnen Verzögerungsabschnitten
mit einer LC-Schaltung besteht.
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Zum Aufbau von Richtfunkgeräten sind bekanntlich auch sogenannte adaptive
Basisbandentzerrer erforderlich, die in geeigneter Weise im System auftretende Verzerrungen
kompensieren können. Die Entzerrer werden häufig bei verhältnismäßig hohen Frequenzen
betrieben, also beispielsweise bei Frequenzen von 10 MHz bis hinauf zu 100 MHz.
In solchen Entzerrern müssen in linearen Transversalfiltern analoge Signalimpulse
in einer Laufzeitkette verzögert werden. An den Abgriffen dieser Laufzeitkette muß
dann das Signal mit verschiedenen Verzögerungszeiten abnehmbar sein. Es wird im
folgenden der mittlere Abgriff einer solchen Verzögerungsschaltung mit Hauptabgriff
bezeichnet, die übrigen Abgriffe als Nebenabgriffe.
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Man könnte nun daran denken, das Analogsignal mit digitalen Mitteln
zu verzögern. Wegen der relativ sehr hohen Frequenzlage treten dabei jedoch Realisierungsschwierigkeiten
auf. Günstiger erscheint demgegenüber eine rein analoge Signalverzögerung wie in
einer Leitung.
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Im Frequenzbereich bis zu etwa 100 MHz beansprucht eine Leitung jedoch
auch verhältnismäßig viel Platz, sodaß sie durch eine elektrisch aus Kapazitäten
und Induktivitäten bestehende Verzögerungsschaltung nachgebildet wird.
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Dabei tritt wiederum das Problem auf, daß wegen der Bauelementetoleranzen
Signalreflexionen entstehen, die das Signal an den Abgriffen unzulässig stark verzerren.
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Dieses Problem wird wegen der hohen oberen Grenzfrequenz, wie beispielsweise
einer Grenzfrequenz von 26 W«z, durch
die parasitären Eigenschaften
der Bauelemente und des Schaltungsaufbaues noch verschärft.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Verzögerungsschaltung für ein Transversalfilter
anzugeben, deren Einsatz bei Analogsignalen bis etwa 100 MHz erfolgt, und bei der
parasitäre Effekte beherrschbar sind bzw. unmittelbar in die Schaltung einbezogen
werden-können.
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Ausgehend von der eingangs angegebenen Laufzeitschaltung wird diese
Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß im einzelnen Verzögerungsabschnitt der
LC-Schaltung Verstärker vor- und nachgeschaltet sind, däß im einzelnen Verzögerungsabschnitt
die Kopplung von Eingang zum Ausgang als Gleichstromkopplung erfolgt, und daß im
einzelnen Verzögerungsabschnitt sämtliche Signal-Hauptströme in Maschen laufen,
die immer Masse, jedoch nicht Betriebsspannungs-Leitungen oder Abblockkondensatoren
enthalten.
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Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
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Anhand von Ausführungsbeispielen wird nachstehend die Erfindung noch
näher erläutert.
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Es zeigen in der Zeichnung Fig. 1 die an sich bekannten Verhältnisse
beim Auftreten einer Störreflexion durch eine Störstelle in einer Leitung; Fig.
2 ein nach Art einer Tiefpaßschaltung ausgebildetes Laufzeitglied mit dem ein- und
ausgangsseitigen Abschlußwiderstand R und den ungekoppelten Spulen L im Längs zweig
und den Kondensatoren C1 bzw. C2 im Querzweig; Fig. 3 die Absorption der Störreflexion
vor Erreichen eines Abgriffes A;
Fig. 4 im Blockschaltbild das Prinzip
des Ausgleichs einer systematischen Verzerrung in einer Verzögerungsschaltung mit
dem Hauptabgriff H, den Nebenabgriffen N, einem Vorverstärker V' und einem Summierer
mit Widerständen K, einem zusätzlichen Eingang E2 und zusätzlichen Ausgängen A3;
Fig. 5 ein mögliches Beispiel für einen erfindungsgemäßen Laufzeitabschnitt mit
dem Eingangsverstärker T1 und dem Ausgangsverstärker T2, T3, T4; Fig. 6 eine mögliche
Gesamtschaltung einer Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 4.
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In Fig. 1 wird eine Störstelle in einer homogenen Leitung kurz erläutert.
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Eine Sinus-Spannungsquelle U0 speist eine angepasste, homogene Leitung
den angepaßten Abschlußwiderstand Z0.
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Die Leitung mit dem Wellenwiderstand Z0weist zunächst nicht eine kapzitive
oder indiktive, sondern eine ohmsche Sörstelle R3>Zo auf. Ein Teil der hinlaufenden
Leitungswelle W wird an der Störstelle reflektiert, sodaß sich am Leitungsanfang
1 die hinlaufende Welle W1 und die reflektierte Welle R aufaddieren. Der Pegel P
am Leitungsanfang ist somit frequenzabhängig.
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Rechts von der Störstelle R yZo ist der Pegel P etwas verringert.
Da die Störstelle ohmisch ist und keine Mehrfachreflexion auftritt, ist der Pegel
zwischen Störstelle und Leitungsende 2 konstant. Sieht man die Punkte 1 und 2 als
linken und rechten Abgriff A von einem Laufzeitglied an, dann hat nur der rechte
Abgriff den gewünschten frequenzunabhängigen Obertragungsfaktor, der linke Ab griff
hat eine Störüberlagerung.
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Für mehrere ohmsche Störstellen gelten ähnliche Uberlegungen, wenn
die Störstellen klein sind und daher Nehrfachreflexionen vernachlässigt werden können.
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Zum Beispiel sei folgendes erwähnt.
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Wird eine hinlaufende Welle mit r1 = 5% rückwärts reflektiert und
darauf an einer anderen Störstelle mit r2 = 5% wieder vorwärts reflektiert, dann
ist die am Leitungsende auftretende relative Störamplitude mit 5% J 5% = 0,0025
vernachlässigbar klein.
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Von der am weitesten rechts liegenden Störstelle läuft eine ungestörte
Welle zum Leitungsende weiter. In Rückwärtsrichtung addieren sich die reflektierten
Wellen zum Leitungsanfang hin auf.
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Für kleine kapazitive und kleine induktive Störstellen in der homogenen
Leitung Z0 gilt Ähnliches wie für kleine ohmsche Störstellen: Es entstehen kleine
rückwärts laufende Störwellen, die sich praktisch ungestört überlagern. Die Schwächung
des vorwärts laufenden Nutzsignales W1 ist völlig vernachlässigbar. Selbst wenn
man den ungünstigen Fall annimmt, daß der Kapazitätsbelag der Leitung um 5% vergrößert
wird, äußert sich dies praktisch nur in einer Laufzeitvergrößerung um Wurzel aus
5% = 2 S 5% und nicht etwa in einer Signalverzerrung. Das Signal am Hauptabgriff
H einer Laufzeitkette wäre also von dieser Toleranz praktisch nicht betroffen.
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Lediglich die Signale von den Nebenabgriffen N würden etwas zeitverschoben
einlaufen. In dieser Hinsicht sind aber größere Toleranzen zulässig.
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Fig. 2 zeigt den Aufbau eines Laufzeitgliedes durch eine Leitungsnachbildung,
wobei das Laufzeitglied ein- und ausgangsseitig mit dem Widerstand R abgeschlossen
ist.
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Die Querkapazitäten sind mit C1 bzw. C2 und die ungekoppelten Längsinduktivitäten
mit L bezeichnet.
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Bisher ~wurde gezeigt, daß am Ende einer Leitung ein faktisch ungestörtes
Signal auftritt, wenn im Zuge der Leitung mehrere kleine kapazitive und induktive
Störstellen
liegen. Man kann daher die Leitung mit guter Nährung durch eine Nachbildung aus
Kapazitäten und Induktivitäten ersetzen, d.h. also durch eine Tiefpaßschaltung.
Die kleinen Störstellen entstehen dann durch die Abweichung der Induktivitäts und
Kapazitäts-Werte vom Sollwert. Allerdings ist der rechnerische Reflexionsfaktor
auch bei idealen Bauelementen nur bei bestimmten Frequenzen exakt Null. Er kann
aber durch eine ausreichende. Anzahl von Tiefpaßgliedern. z.B. nach Fig. 2, im Nutzfrequenzbereich
genügend klein gehalten werden.
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In Fig. 3 ist schematisch der Aufbau einer Verzögerungsschaltung aus
einzelnen Verzögerungsabschnitten dargestellt, wobei zuglich auch die Absorption
der Störreflexion vor dem Erreichen eines Abgriffes gezeigt ist.
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Gemäß dem bisherigen kann als Verzögerungsabschnitt eine LC-Schaltung
mit ausreichenden Eigenschaften verwendet werden. Bei der Erweiterung von einem
Verzögerungsabschnitt zu einer Verzögerungsschaltung mit mehreren Abgriffen A entsteht
jedoch folgendes Problem.
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Einerseits möchte man an allen Abgriffen A ein unverzerrtes Signal
entnehmen, andererseits addieren sich die rückwärts laufenden Störreflexionen im
linken Teil der Kette besonders stark auf. Mit Trennverstärkern V kann man diese
Störreflexionen R ausschalten. Die Störreflexionen werden an den Au#sgängen der
Verstärker V absorbiert.
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Die Abgriffe A an den Eingängen der Verstärker sind frei von den Störreflexionen.
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Bei dem im Beispiel verwendeten Tiefpaß nach Fig. 2 tritt ein kleiner
systematischer Fehler am fJbertragungsfaktor auf. Er könnte durch höhere Spulengüte
und größere Anzahl von Spulen verringert werden. Aufwandeünstigew ist jedoch eine
relativ geringe Anzahl von kleinen Induktivitäten und eine Entzerrung des kleinen
systematischen Fehlers des Übertragungsfaktors.'~rbDieEntzerrung dieses systematischen
Fehlers ist nur zwischen dem Eingang El der
Verzögerungsschaltung
und dem Hauptabgriff H erfordersich. Dazu wird die Verzögerungsschaltung gewissermaßen
als black box betrachtet und im Inneren des Transversalfilter-Prinzip angewendet:
Uber Festwiderstände K erhält der Verzögerungsabschnitt mit dem Hauptabgriff H solche
Signalanteile von den übrigen Verzögerungsabschnitten, daß sich die gewünschte entzerrende
Wirkung ergibt.
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Dieses Verfahren ist. nur möglich, weil bei den Verstärkerstufen V
Signale einfach über die Ausgänge A3 ausgekoppelt und über den dem Hauptabgriff
H benachbarten Eingang E2 eingekoppelt werden können.
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in Fig. 4 wird dieses Prinzip näher erläutert. Es wird dabei einem
Vorverstärker V' eine Verzögerungsschaltung aus vier Verzögerungsabschnitten VA
mit der Verzögerungszeit T in Kette geschaltet.
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An den einzelnen Abschnitten sind die Nebenabgriffe N und der Hauptabgriff
H erkennbar. Ein Summierer S erhält Signale aus dem Vorverstärker V' und aus den
Neben-Verzögerungsabschnitten über Ausgänge A3. Vom Eingang 32 wird das Summensignal
dem vor dem Hauptabgriff H liegenden Verzögerungsabschnitt zugeführt.
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In Fig. 5 ist die Schaltung eines Verzögerungsabschnittes dargestellt.
Die Tiefpaßkette besteht aus der abwechselnden Schaltung aus den Spulen L im Längszweig
und den Kondensatoren C1 bzw. C2 im Querzweig wie dies anhand Fig. 2 bereits erläutert
wurde. Am Eingang liegt der Transistor T1, der Basiseingang ist, da er gewissermaßen
den wirksamsten Eingang darstellt, mit dem Bezugssymbol E' bezeichnet. Der Transistor
T1 stellt also einen Trennverstärker gemäß Fig. 3 dar. Der eigentliche Signaleingang
ist mit El bezeichnet. Es führt das Signal über den Einkoppelkondensator 5 auf die
Basis des Transistors T1. Die ohmschen Basisspannungsteiler sind mit den Bezugsziffern
3 und 4 bezeichnet, im Emitterkreis liegt der Widerstand 6. Die Masseleitung M hat
das
Potential Null Volt, die Versorgungsspannung ist mit -4,5Volt
kenntlich gemacht. Ferner ist zu erkennen der Transistor T2, dessen Basisspannungsteilerwiderstände
mit den Bezugsziffern 9 und 10 bezeichnet sind. Der Kollektorwiderstand ist mit
7, der Emitterwiderstand mit 8 bezeichnet. Das Tiefpaßglied aus den Kondensatoren
C1 bzw. C2 und den Spulen L ist auf der den Kondensatoren zugewandten Seite an Masse
M angeschaltet, während es auf seiner spannungsführenden Seite über die Parallelschaltung
aus einem Widerstand R' und einem Kondensator C' an die Emittoren der Transistoren
T1 bzs. T2 angeschaltet ist. Mit E2 ist eine Einkopplung für den Hauptverzögerungsabschnitt
bezeichnet. Dem Ausgang A' nachgeschaltet ist unmittelbar ein Transistor T3, dessen
Kollektor an der Masseleitung M liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 11
an Versorgungsspannung - 4,5 Volt geschaltetist. Im Emitterzweig des Transistors
T3 nachgeschaltet ist ein Transistor T4, dessen Kollektor bzw. Emitterwiderstand
mit den Bezugsziffern 12 bzw. 13 versehen ist. Am Emitter des Transistors T4 liegt
der Ausgang A1. Vom Ausgang A1 führt die Parallelschaltung aus dem Widerstand R'
und dem Kondensator C' über den Auskoppelkondensator 15 zum Ausgang A2. Die Parallelschaltung
aus dem Widerstand R' und dem Kondensator C' im Längs zweig der Laufzeitkette bzw.
am Ausgang A2 ist so gewählt, daß die Anschlüsse dort z.B. 50 Ohm Innenwiderstand
haben, so daß also zu anschließenden Schaltungen Anpassung herrscht. Am Kollektor
des Transistors T4 ist weiterhin zu erkennen ein Ausgang A3, der eine Auskopplung
bei den Nebenverzögerungsabschnitten darstellt.
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Zwischen der Masseleitung M und der Versorgungsspannung -4,5 Volt
ist noch ein Kondensator 14 zu erkennen, der dort lediglich als Siebkondensator
anzusehen ist und der keine Wirkung auf die Hochfrequenzsignale hat.
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Wie bereits erwähnt, ist der Trennverstärker nach Fig. 3 der Emitterfolge
T1, die Verstärker T2, T3 und T4 sind so
ausgebildet, daß das Signal
von Abgriff zu Abgriff nicht absinkt, und daß Fehlanpassung der Lastwiderstände
an den Abgriffen keine weiterlaufende Signalverzerrung bewirken. Die Emittoren der
Transistoren T1 und T2 liegen auf gleicher Gleichspannung, so daß kein Kondensator
zur Gleichspannungstrennung dazwischen eingeschaltet werden muß. Die Kollektorspannung
des Transistors T2 wird durch die Transistoren T3 und T4 über eine Gleichspannungskopplung
verstärkt. Der Emitter des Transistors T4 speist den Ausgang zum nächsten Laufzeitmodul
A1 und den zugehörigem Abgriff A2. Der Abgriff A2 hat - wie bereits erwähnt - wiederum
den Innenwiderstand der nachfolgenden Quelle, also beispielsweise 50 Ohm.
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Die in Fig. 5 dargestellten Verstärkerschaltungen sind an und für
sich bekannt. Es können auch andere Schaltungen verwendet werden, wenn nur das hier
angegebene Grundkonzept erhalten bleibt.
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Um die bei hohen Frequenzen ungünstigen Emitterstufen zu vermeiden,
sind die einzelnen Verstärkerstufen T1 bis T4 so ausgebildet, daß sie entweder als
Basis- oder als Kollektorstufen aufgebaut sind und die Gesamtverstärkung dieser
Stufen etwa den Wert 1 hat.
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In Fig. 6 ist die Zusammenschaltung von vier Verzögerungsabschnitten
VA zu einer Verzögerungsschaltung mit fünf Abgriffen dargestellt. Der Hauptabgriff
ist mit H bezeichnet, die beiden links und rechts benachbarten Nebenabgriffe mit
N. Die einzelnen Abgriffe werden über Kondensatoren K an 50-Ohm-Widerstände geschaltet,
die wiederum auf Masse M liegen. In den einzelnen Verzögerungsabschnitten VA wurden
die Anschlüsse El und E2 sowie auch die Anschlüsse A1. A2 und A3 ebenfalls bereits
erlautet. Auf den Eingang E2 sind
Reschaltete
Kondensatoren 24 bzw. 20 in Serie
zu den Widerständen 20 bzw. 22, die von einem Abgriff A3 des vorgeschalteten
Vorverstärkers
V' bzw. des letzten Verzögerungsabschnittes kommen. Ebenso sind zu erkennen die
Serienschaltung aus dem Kondensator 25 und dem Widerstand 21 bzw. dem Kondensator
27 und dem Widerstand 23, die ebenfalls aus Anschlüssen A3 der vor- bzw. nachgeschalteten
Verzögerungsabschnitte kommen. Die einzelnen Verzögerungsabschnitte sind über Kondensatoren
K' in Kette geschaltet. Der Vorverstärker V' ist ähnlich geschaltet wie die Verstärkerstufen
T1 bzw. T3 bzw. T4, weshalb in Fig. 6 die Bezeichnungen T1', T2' und T4' verwendet
sind. Die einzelnen Widerstände sind mit den gleichen Bezugsziffern wie in Fig.
5 bezeichnet, so daß dort unmittelbar auf die Beschreibung hingewiesen werden kann.
Es soll erreicht werden, daß der Vorverstärker V' etwa die gleichen Eigenschaften
wie die Trennverstärker T1 bzw. T2 haben.
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Der Vorverstärker V' ist gestrichelt umrahmt, sein Eingang 21 erfolgt
über den Kondensator 5'. Auch am Vorverstärker V' treten die Auskopplungen A2 über
die Parallelschaltung aus dem Kondensator C' und dem Widerstand R' abnehmbar ist.
Die. Emitter der beiden Transistoren T1' und T2' sind über den Widerstand R' zusammengeschaltet,
so daß also auch dort die Artverwandtschaft mit den Verstärkerstufen T1 und T2 erhalten
bleibt.
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Für die beschriebenen Schaltungen läßt sich zusammenfassend folgendes
sagen.
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Der Trennverstärker T1 bewirkt, daß die rückwärts laufenden Störreflexionen
nicht an einen Abgriff gelangen können. Die vorwärts laufende Nutzwelle erfährt
keine nennenswerte Störung.
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Die spezielle Auslegung der Schaltung ergibt erst die vorteilhaften
Eigenschaften der ausgeführten Verzögerungsschaltung. Unter anderem wird damit folgendes
erreicht.
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Eine geringe Toleranzempflindlichkeit der LC-Schaltung wegen des Abzweigtyp-Tiefpasses.
Es brauchen nur ungekoppelte Spulen mit zwei Anschlüssen eingesetzt zu werden.
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Damit entfallen der parasitären Elemente, wie sie im Hochfrequenzgebiet
bei Spulen mit gekoppelten Wicklungen auftreten, außerdem ist dies auch günstig
bei Hybridierung der Schaltung. Weiterhin ist nur ein Gleichstrom-Trennkondensator
je Verzögerungsabschnitt VA erforderlich, der zwischen zwei Verzögerungsabschnitten
angeordnet ist und sehr günstig hinsichtlich der unteren Grenzfrequenz und auch
bei der Hybridierung der Schaltungen ist.
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Sämtliche Signal-Hauptströme laufen nur in Maschen, welche immer Masse
M, aber nie Betriebsspannungsleitungen und Abblockkondensatoren enthalten, was günstig
hinsichtlich parasitärer Kopplungen ist.
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Sämtliche Transistoren werden nur in Basis- oder in Kollektorschaltungen
betrieben, was günstig hinsichtlich oberer Grenzfrequenz ist.
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Gedacht ist auch die Eliminierung des systematischen Restfehlers mittels
Ableitung schwacher Korrektursignale aus den Verzögerungsabschnitten und Einspeisung
in den Hauptverzögerungsabschnitt. Durch die geringe Güte der kleinen Anzahl von
Spulen je Verzögerungsabschnitt entsteht ein bei allen Verzögerungsabschnitten gleicher
Dämpfungs- und Phasenfehler. Man könnte ihn durch höheren Aufwand verringern. Zweckmäßiger
ist die Kompensation dieses kleinen systematischen Fehlers. Da an den Nebenabgriffen
N eine größere Verzerrung zulässig ist als am Hauptabgriff H, braucht stets nur
der Hauptabgriff entzerrt zu werden. Dazu-wird ausgenützt, daß in jedem Verzögerungsabschnitt
durch die Transistorstufen gleich -und gegenphaisge Signalspannungen vorliegen,
und daß sich Signale einfach aus- und einkoppeln lassen. Man kann gewissermaten
die Verzögerungsshaltung als "black box" ansehen und darin das Transversalfilter-Prinzip
zur intzerrung des Hauptabgriffes H anwenden, nämlich die Auskopplung von Signalen
aus den Nebenverzögerungsabschnitten, eine geeignete Abschwächung über Festwider-
stände
und ihre Einkopplung in den Hauptverzögerungsabschnitt.
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7 Patentansprüche 6 Figuren
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