DE3027333C2 - Elektronische Verstärkeranordnung - Google Patents

Description

erzielbar sind. Wenn berücksichtigt wird, daß die beiden Verstärker eine Verstärkereinheit bilden, kann zur Kompensation der Verzerrung kein ausreichend großer Strom abgeleitet werden, da der Strom von dem Verstärker abgezogen und über den ersten Widerstand der Last zugeführt wird. Die Last beeinflußt ferner den zweiten Verstärker, weil das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers über den Widerstand mit dem Eingang des zweiten Verstärkers addiert wird, so daß dieser Verstärker nicht richtig arbeitet. Wenn somit der Lastwiderstand sehr klein wird, wird der direkt zu der Last von dem Eingang des zweiten Verstärkers über den ersten Widerstand geleitete Strom sehr groß, während der Eingangsstrom des zweiten Verstärkers klein wird, so daß es schwierig ist, von dem zweiten Verstärker ausreichend Ausgangsstrom abzuleiten. Wenn der Verstärkungsfaktor des zweiten Verstärkers ferner größer als I ist, wird über den positiven Rückkopplungspfad einschließlich ίο des ersten Widerstandes eine Schwingung erzeugt.

Es ist demzufolge Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine elektronische Verstärkeranordnung zu schaffen, bei welcher unter Vermeidung einer Kompensation im Rahmen eines Brückenabgleiches über einen sehr weiten Frequenzbereich hinweg eine weitgehende Kompensation der Verzerrung selbst sekundärer und höherer Ordnung möglich ist.

Erfindungsgemäß wird dies durch Vorsehen der im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale erreicht.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich anhand der Unteransprüche.

Die Erfindung so!! nunmehr anhand von Ansführungsbeisnielen näher erläutert und beschrieben werden, wobei auf die Zeichnung Bezug genommen ist. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten Verstärkeranordnung, F i g. 2 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung.

Fig.3 ein Kurvendiagramm unter Darstellung des Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit der Frequenz bei einem im Rahmen der vorliegenden Erfindung verwendeten Vorverstärker, F i g. 4 ein Schaltdiagramm eines Addierkreises so wie er bei der Ausführungsform von F i g. 2 verwendbar ist, Fig. 5A bis 5C Schaltdiagramme zur Erzielung der Transferfunktion des Summierkreises, F i g. 6A bis 6C Schaltdiagramme weiterer Ausführungsformen cies Summierkreises gemäß der Erfindung,

Fi g. 7 und 8 Blockdiagramme von anderen Ausfiihrungsformcr der Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung,

F i g. 9 und 10 Schaltdiagramme von Ausführungsformen gemäß der Erfindung, Fig. U ein Schaltdiagramm einer Ausführungsform, bei welcher der Summierkreis Teil des Verstärkers ist und

Fi g. 12 und 13 Blockdiagramme von weiteren Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung.

Die in Fig.2 dargestellte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung besitzt Eingangsklemmen 1, welchen das zu verstärkende Eingangssignal zugeführt wird. Ferner ist ein phasenkompensierter Vorverstärker 2 vorgesehen, dessen nicht invertierten Eingang das von den Eingangsklemmen 1 zugeführte Eingangssignal zugeführt wird. Dieser Vorverstärker 2 ist so ausgelegt, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes der Verstärkungsfaktor verringert ist. um auf diese Weise eine stabile negative Rückkopplung zu erzielen. Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 2 wird einem Leistungsverstärker 3 zugeführt, dessen nicht lineare Verstärkungscharakteristik eine relativ starke Verzerrung bewirkt. Ferner ist ein Zusatzverstärker 8 niedriger Leistung vergesehen, welcher das Ausgangssignal des Vorverstärkers 2 verstärkt und welcher aufgrund seiner linearen Charakteristik eine relativ geringe Signalverzerrung bewirkt. Zwischen dem Ausgang des Leistungsverstärkers 3 und dem invertierten Eingang des Vorverstärkers 2 ist ein negativer Rückkopplungspfad 5 vorgesehen. Der Leistungsverstärker 3 ist ausgangsseitig über eine erste Impedanz 9 mit einer Last 7 verbunden, während der Zusatzverstärker 3 ausgangsseitig über eine zweite Impedanz 10 mit der Last 7 verbunden ist.

Die Kompensation der Verzerrungs- und Rauschkomponenien des Leistungsverstärkers 3 soll nunmehr im Hinblick auf die vorgesehene Rückkopplung beschrieben werden. Die Bedingungen, unter welchen eine durch den Leistungsverstärker 3 bewirkte Verzerrungen nicht an der Lastklemme auftritt, wirkt unter Verwendung der folgenden Gleichungen berechnet. Dabei sei aus Einfachheitsgründen angenommen, daß die Verstärkungsso faktoren der Verstärker 3 und 8 gleich 1 sind. Für den Vorverstärker 2 und Leistungsverstärker 3 von Fi ·;. 2 kann die folgende Gleichung (1) angesetzt werden:

e, = e,.. + be_n (0

wobei e, die Eingangssignalspannung, e,. die Eingangsspannung des Vorverstärkers 2, b eine Konstante des negativen Rückkopplungspfades 5 und en die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 3 ist. Diese Gleichung (1) kann wie folgt umgeformt werden:

e,. = e, - Oe₀ (2)

Ferner kann eine Gleichung (3) der folgenden Form aufgestellt werden:

Ca = η + Ac,: (3)

b5 wobei η Verzerrungs- und Rauschkomponenten des Leistungsverstärkers 3 und A der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers ist. Mit Hilfe der Gleichungen (2) und (3) kann die folgende Gleichung (4) gebildet werden:

en = π + A(e, — be_a) (⁴)

Diese Gleichung (4) kann im Hinblick auf eo wie folgt umgeformt werden:

(1 + Ab)e₀ = η + Ae₁ (5)

Vorausgesetzt, daß die Verzerrungs- und Rauschkomponenten der Ausgangsspannung t\> durch e_v„ dargestellt werden, läßt sich die folgende Gleichung (7) ableiten:

Unter der Voraussetzung, daß der Zusat/.vcrsiärker 8 keine Verzerrungs- und Rauschkomponenten besitzt, ist die Ausgangsspannung C\ des Zusatzverstärkers 8 gleich der Eingangsspannung des Leistungsvertärkers 3. Es ergibt sich demzufolge:

f. = es — η (8)

Mit Hilfe der Gleichungen (6) und (8) lassen sich dann die folgenden Gleichungen (9) und (10) ableiten:

- ¹T^t- «·

Unter der Voraussetzung, daß die Verzerrung von Rauschkomponenten der Ausgangsspannung ei durch ei„ dargestellt werden können, läßt sich die folgende Gleichung (11) ableiten:

-Abn

Die Verzerrungskomponenten e,„> und e.„ der Ausgangsspannungen des Leistungsverstärkers 3 bzw. des Zusatzverstärkers 8 sind phasenmäßig entgegengesetzt und unterscheiden sich im Hinblick auf die Spannung. Falls die Ausgangsspannungen eo und ei der beiden Verstärker 3 und 8 über ihre entsprechenden Impedanzen 9 und 10 mit Impedanzwerten Zi und Zi der einen Impedanzwert Z/, aufweisenden Last 7 zugeführt wird, dann sind die Bedingungen, unter welchen die Verzerrungs- und Rauschkomponenten en« und c\„ sich gegenseitig kompensieren, und demzufolge nicht an der eine Spannung ei. aufweisenden Lastklemme auftreten, durch die folgende Gleichung 12 festgelegt:

" χ WZ!. ₊ -Abn Z,//Z_{2 =}

I +Ab Z₁ + Z₁IIZl \ + Ab Z₂ + Z_xIIZ₁ ^U'

wobei Zi/ IZi. gleich

Z] + Z_L

und ZiI IZl gleich

Z₁ + Z_L

ist Mit Hilfe der Gleichung (12) lassen sich die folgenden Gleichungen (13) und (14) ableiten:

_A. Z_xIiZ₁

Z_x+Z₁IIZ₁ Z₂ + Z_xIIZl ^K ' „

_ Z₁IIZl Z₂ + Z_xIIZ_L

Z_x + Z₁IIZ₁. Z_xIIZ₁ ' ^(lV

Falls der Schleifenverstärkungsfaktor Ab und die Impedanzen Zi. Z₂ und Z_L so eingestellt sind, daß die Gleichung (14) erfüllt ist, dann ergibt sich an der eine Spannung e_L aufweisenden Belastungsklemme ein Ausgangssignal, welches keine Verzerrung enthält Um die Spannungen und Phasenwerte genau einstellen zu

können, erweist es sich als notwendig, als Impedanz 9, welche das Ausg ."igssignal des Leistungsverstärkers 3 zugeführt wird, einen aus einer Induktivität oder einer Induktivität und einem Widerstand bestehenden Serienkreis zu verwenden, während als Impedanz, der das Ausgangssignal des Zusatzverstärkers 8 zugeführt wird, ein Serien- oder Parallelkreis Verwendung findet, der einen Widerstand und eine Kapazität oder einen Widerstand besitzt.

Die obigen Ausführungen befassen sich mit dem technischen Grundkonzept der vorliegenden Erfindung. Ein praktischer Addierkreis mit den Impedanzen 9 und 10 soll im folgenden beschrieben werden.

Im Fall ciiles Vorverstärkers, dessen Verstärkungsfaktor innerhalb des Hochfrequenzbandes mit einem Wert von von 12dB/OCT abfällt, kann die Transferfunktion A(s) des Vorverstärkers durch die folgende Gleichung ίο (15) ausgedrückt werden:

^A, (15)

wobei /4(i den Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers darstellt. Ein Beispiel der frequenzabhängigen Verstärkungsfaktorcharakteristik des Vorverstärkers, so wie er durch die Transferfunktiön /4ft} dargestellt wird, ist ir. der Fig.3 dargestellt. Der Verstärkungsfaktor nimmt dabei zwischen den Frequenzwerten <wi und Uwj mit einem Wert von 6 dB/OCT ab, während er zwischen den Frcqucn/.werten a* und toj mit einem Wert von 12 dB/OCT abfällt. Dies entspricht ungefähr der Charakteristik eines praktisch verfügbaren Vorverstärkers.

Ein in der Praxis verwendbarer Summierkreis soll nunmehr in Verbindung mit einem Vorverstärker beschrieben werden, dessen Transferfunktion durch die Gleichung (15) ausdrückbar ist. Vorausgesetzt, daß die Transferfunktion von den in F i g. 2 dargestellten Punkten a nach e durch die Funktion X\(s)ünA die Transferfunktion von dem Punkt fcnach cdurch die Funktion Xn(s) ausdrückbar ist, dann ist die Bedingung, unter welcher die innerhalb des Leistungsverstärkers 3 erzeugte Verzerrung an der Lastklemme c aufgrund des Rückkopplungsvorgangs nach Null gebracht werden kann, durch die folgende Gleichung (16) ausdrückbar.

= 0 (16)

Mit Hilfe der Gleichung (12) können dann die folgenden Gleichungen (17) und (18) abgeleitet werden:

Es ergibt sich demzufolge

O₃) <J><»3 . . ,,„χ

X₀(S) _ (s + O₃) <J>1<»3

«ι)

Die die Gleichung (19) erfüllenden Impedanzen Z\ und Z> können ungefähr mit dem in Fig.4 dargestellten Stromkreis gebildet werden. Zwischen der Eingangsklemnic a des Zusat/.verstärkers 8 und der Klemme cder einen Widerstandswert /?j besitzenden Last 7 ist in diesem Fall ein Serienkreis angeordnet, der aus einem Widerstand R\ und einem Parallelkreis mit einem Widersland Ri und einer Kapazität G besteht, während zwischen der Lastklemme cund der Ausgangsklemme ödes Leistungsverstärkers 4 ein aus einer Induktanz Il und einem Widerstand R* bestehender Serienkreis angeordnet ist.

Im folgenden soll nunmehr die Art und Weise beschrieben werden, wie die Werte des Impedanzen Z\ und Zi

so unter Verwendung der Funktionen X\(s) und Xo(s) bei einem Schaltkreis gemäß Fig.4 festgelegt werden können. Die Funktion X<(s) kann durch Berechnung der Transferfunktiön gemäß F i g. 5A abgeleitet werden, indem die Eingangsklemme des in F i g. 4 gezeigten Kreises mit Erde verbunden wird. Es ergibt sich dabei

Ri(R₄ +sL)

¹ 1 + jCÄ₂ A₃ + A₄ + sL
W) In der Praxis gelten dann zusätzlich die folgenden Ungleichungen

Ä, ·< R₁. Ra < Ri.Ri< R; (21)

Unter Verwendung der oben erwähnten Ungleichungen kann die Gleichung (20) wie folgt geschrieben werden

(1+JCA₁) (!+-£-'

Unter der Voraussetzung, daß die folgenden Bedingungen gelten

läßt sich die Gleichung (22) wie folgt umformen

(i + 6)„) (i + (U₄) (Uf(U₁, R₄

(s + ω,) (s + ω,,) ω_α (u_b

(24)

Die Funktion Xo(s) soll nunmehr durch Berechnung der Transferfunktion gemäß Fig. 5B bei Kurzschließung der Klemme a des Kreises von Fig.4 abgeleitet werden. Fig.5B kann dabei durch einen äquivalenten Kreis gemäß F i g. 5C unter Berücksichtigung der Bedingung der Gleichung (21) angenähert werden.

(25)

aL + A₃ s + u_d

Mit Hilfe der Gleichungen (24) und (25) läßt sich somit die folgende Gleichung aufstellen:

X₀ (j) _ ω_α (ί + 6>_c) (S + ω_ά) Ί>α^ω6 Ri U+*>c) <U,(U_t A₂

X₁ (s) (s + U)₀) (j + u>„) (j + W₄) (U_fω, R₄ (i + <u„) (i + ω₆) <u_c R₄ ,₅

(26)

Da die Gleichung (26) der Gleichung (19) entspricht, lassen sich die folgenden Gleichungen festlegen:

R₄ 1 1 . R₂ /<sf \

U)₁ = (U₀ = -j²-, (U₂ = Ci)₄ = -TTT-, O)₃ = «f = "prr-. Λθ^{ή =} ρ · (27)

L C/\j UA] /C₄

Sobald der Schleifen-Verstärkungsfaktor A„b des Verstärkers festgelegt ist, können somit die Werte R\, Ri, R₄, L und C festgelegt werden. Es ergibt sich somit, daß die die Gleichung 16 erfüllenden Impedanzelemente so festgelegt werden können, daß an der Lastklemme ceine Verzerrung von Null auftritt.

Mit Hilfe der in den F i g. 6A bis 6D gezeigten Summierkreise kann im wesentlichen derselbe Effekt erzielt werden. Bei der in Fig.6A gezeigten Anordnung sind zwischen den Klemmen a und c zwei Kondensatoren vorgesehen. Bei der in Fig.6B gezeigten Anordnung hingegen sind zwischen den Klemmen b und c zwei Induktivitäten vorgesehen. Bei der in Fig.6C dargestellten Anordnung sind zwischen den Klemmen b und c zwei Kondensatoren vorgesehen, während bei der Anordnung von F i g. 6D zwischen den Klemmen a und czwei Induktivitäten vorgesehen sind. Die Summiekreise können dabei derart ausgelegt werden, daß die Transferfunktionen zwischen den Klemmen a und c und den Klemmen b und c, d.h. die Impedanzen Z> und Zi, eine Frequenzcharakteristik von 12 db/OCT besitzen.

Wenn bei der Ausführungsform von F i g. 2 über den Vorverstärker 2 und den Leistungsverstärker 3 eine Addition in bezug .auf das Eingangssignal vorgenommen wird, dann ergibt sich innerhalb des Leistungsverstärkers 3 eine Verzerrung. Das eine derartige Verzerrung besitzende Ausgangssignal wird über den negativen Rückkopplungspfad 5 dem Eingang des Vorverstärkers 2 zugeführt. Dieses Rückkopplungssignal wird mit dem Eingangssignal verglichen, um auf diese Weise ein Verzerrungssignal zu extrahieren. Bei Verwendung einer negativen Rückkopplung ist das Verzerrungssignal polaritätsmäßig invertiert und wird nach einer Verstärkung in dem Vorverstärker 2 dem Eingang des Leistungsverstärkers 3 zugeführt. Da das Verzerrungssignal aufgrund der negativen Rückkopplung polaritätsmäßig invertiert ist, und in dieser Weise dem Leistungsverstärker 3 zugeführt wird, wird die am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 auftretende Verzerrung verbessert. So wie dies anhand von F i g. 3 erkennbar ist, ist die frequenzabhängige Verstärkungsfaktor-Charakteristik des Ausgangssignals des Vorverstärkers 2 derart, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes ein Abfall von 12 dB/OCT auftritt. Innerhalb des Hochfrequenzbandes bewirkt das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 bei der Rückkopplung einer Verringerung dieses Wertes, wodurch die Verzerrung innerhalb des Hochfrequenzbandes vergrößert wird.

Die dem Eingang des Leistungsverstärkers 3 mit invertiener Polarität addierte Verzerrungskomponente wird von dem Zusatzverstärker 8 ausgeglichen. Demzufolge besitzt das Verzerrungssignal auf der Ausgangsseite des Zusatzverstärkers 8 eine flache Frequenzcharakteristik. Bei dem in F i g. 4 gezeigten Summierkreis steigt das verzerrte Ausgangssigna! des Zusatzverstärkers 8 mit einem Wert von 6 db/OCT, während das Ausgangssignal des Leistungsverstärker mit einem Wert von 6 dB/OCT abnimmt, was zur Folge hat, daß der Differenzwert zwischen beiden Signalen 12 dB/OCT beträgt Die Verzerrungskomponenten des Ausgangssignals des Hauptverstärkers 3, welche innerhalb des Hochfrequenzbandes mit einem Wert von 12 dB/OCT ansteigen, können somit kompensiert werden. Im Fall, daß die in Fig.6A bis 6D gezeigten Summierkreise verwendet werden, können die Verzerrungskomponenten auf der Ausgangsseite der Verstärker 3 und 8 mit Hilfe des Summierkreises gegeneinander aufgehoben werden.

Bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sind die Impedanzwerte Z₁ und Zi der Impedanzen 9 und 10 des Summierkreises derart gewählt, daß die Vt\2errungskomponente auf der Ausgangsseite des Lei-

stungsverstärkers 3 durch die Verzerrungssignale des Zusatzverstärkers kompensiert werden, so daß auf diese Weise die im Hochfrequenzband auf der Ausgangsseite des Leistungsverstärkers 3 vorhandene Verzerrung und ebenfalls die im Niederfrequenzband befindliche Verzerrung zu Null gemacht wird. Auf diese Weise kann bei einer Frequenzcharakteristik von 12 dB/OCT und mehr die Verzerrung eliminiert werden. Innerhalb des Frequenzbereichs, innerhalb welchem die negative Rückkopplung verwendet wird, beispielsweise innerhalb des Bereiches vaa Null bis 1 MrIz, wird die Verzerrung des Leistungsverstärkers vollkommen entfernt Dabei ist es einleuchtend, daß je nach der Konstruktion der Verstärkeranordnung der Frequenzbereich, innerhalb welchem eine Verzerrung eliminiert wird. Ober den Wert von 1 MHz erhöht werden kann. Die vorliegende Erfindung erlaubt somit innerhalb eines sehr weiten Frequenzbereiches eine vollständige Eliminierung der Verzerrungskomponenten.

Solange der Summierkreis so ausgebildet ist, daß er in etwa der Gleichung 18 genügt, kann im wesentlichen derselbe Effekt erreicht werden, so wie dies bei der oben beschriebenen Ausführungsform der Erfindung der Fall ist

Der im Rahmen der vorliegenenden Erfindung verwendete Zusatzverstärker 8 niedriger Leistung ist im wesentlichen ein Spannungsverstärker. Wenn die Impedanz der Last 7 demzufolge sehr niedrige Werte aufweist nimmt das von dem Zusatzverstärker 8 abgeleitete Kompensationssignal zu, um auf diese Weise die in dem Ausgsngssignal des Leistungsverstärkers vorhandene Verzerrung zu kompensieren. Da der Zusatzverstärker 8 zwischen dem Ein- und Ausgang des Leistungsverstärkers 3 angeordnet ist wird das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 dem Eingang desselben nicht positiv rückgekoppelt Es kann somit ein sehr stabiler Betrieb erreicht werden, ohne daß Oszillationen auftreten, selbst wenn der Verstärkungsfaktor des Leistungsverstärkers mehr als ! ist Selbst wenn die Impedanz der Ijisi 7 sehr niedrige Werte einnimmt, wird ferner aufgrund des vorgesehenen Zusatzverstärkers 8 der Eingang des Leistungsverstärkers 3 nicht beeinflußt, so daß letzterer eine normale Verstärkung durchführen kann. Da im Rahmen der vorliegenden Erfindung kein Brückenabglcich vorgenommen wird, muß der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers 2 nicht unendlich groß gemacht werden. Eine sehr genaue Kompensierung der Verzerrung kann somit mit einem Verstärker erreicht werden, dessen Verstärkungsfaktor endliche Werte besitzt.

F i g. 7 zeigt eine Abwandlung der Verstärkeranordnung von F i g. 2. bei welcher ein Schalter 11 zwischen der am Ausgang des Zusatzverstärkers 7 befindlichen Impedanz 10 und der Last 7 angeordnet ist, wodurch sich die Möglichkeit ergibt, daß das Ausgangssignal des Zusatzverstärkers 8 abgeschaltet wird, in welchem Fall der Schaltkreis einzig und allein als Verstärkerkreis mit negativer Rückkopplung unter Verwendung des Leistungsverstärkers 3 wirkt In diesem Fall kann ein Widerstand 12 parallel zu der am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 vorgesehenen Impedanz 9 vorgesehen sein, wodurch die innerhalb der Impedanz 9 vorgesehene Wicklung bedämpft wird.

Um innerhalb gewünschter Frequenzbereiche die Kompensationssignale zur Entzerrung zu vergrößern, kann gemäß F i g. 8 ein Parallelresonanzkreis 13 mit einer Induktivität und einer Kapazität in Serie zu der Impedanz 10 am Ausgang des Zusatzverstärkers 8 vorgesehen sein.

F i g. 9 und 10 zeigen Schaltkreise, so wie sie in Verbindung mit der Ausführungsform von F i g. 2 verwendet

werden können. Gemäß Fig.9 kann der Leistungsverstärker 3 aus einer dreistufigen Darlington-Schaltung bestehen, während der Zusatzverstärker 8 eine aus zwei Stufen bestehende Darlington-Schaltung besitzt. Bei der in Fig. 10 dargestellten Ausführungsform hingegen weisen die beiden Verstärker 3 und 8 ausreichende Verstärkungsfaktoren auf. In diesem Fall werden von der Speisung des Lcislungsverstärkers 30 sich unlerschcidene Spannungswertc ± V.. dem Zusal/.vcrstärker 8 zugeführt, so daß beide Kreise mit geringer Verzerrung betrieben werden. Die allgemeinen F.igenschaften der Verstärkeranordnung können auf diese Weise erheblich verbessert werden. Es ist jedoch einleuchtend, daß beide Verstärker von derselben Spciscqucllc aus angetrieben werden können.

Die dem Zusatzverstärker 8 zugeführten Kompcnsationssigruilc zur Entzerrung können amplituden- und

phasenmäßig nicht nur durch die zwischen den Verstärkern 3 und 8 vorgesehenen Impedanzen 9 und 10, sondern ebenfalls durch die Eigenschaften des Zusaizverstärkers 8 eingestellt werden. F i g. 9 zeigt eine Schaltanordnung.

bei welcher als Zusatzverstärker 8 ein Spannungsverstärker verwendet wird, wobei die Kapazität dieses Verstärkers als Teil der Impedanz 10 herangezogen wird. Demzufolge ist zwischen dem Zusatzverstärker 10 und der Last 7 einzig und allein ein Widerstand vorgesehen. Der Zusatzverstärker 8 kann dabei wie folgt ausgelegt werden: Wenn der Verstärkungsfaktor der beiden Verstärker 3 und 8 jeweils 1 beträgt, ist die Gleichung (18) erfüllt. Wenn hingegen die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 3 und 8 die Werte Ai und Aa besitzen, dann führt die Gleichung (18) zu folgendem Resultat:

55

XiA₄

Die allgemeinen Eigenschaften des Schaltkreises mit dem Zusatzverstärker 8 können so ausgelegt werden,

tu) daß diese Gleichung (28) erfüllt ist.

Fig. 12 zeigt eine weitere Alisführungsform der Erfindung, bei welcher zwischen dem Leistungsverstärker und der Last 7 eine erste Wicklung 4 angcordnetist, während zwischen der Impedanz 10 und der Last 7 eine zweite Wicklung 15 angeordnet ist, wobei die beiden Wicklungen 14 und 15 unier Verwendung eines vorgegebenen Kopplungskocffi/.ienten magnetisch gekoppelt sind. Aufgrund der ersten Wicklung 14 wird das Hochfre-

hs quenzband bedampft, so daß die Frequenzcharakteristik des von dem Leistungsverstärker 3 der Last 7 zugeführten Ausgangssignal entsprechend beeinflußt wird. Das am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 auftretende Signal wird durch die Wicklung 14 phasenmaßig verzögert, wahrend das am Ausgang des Zusatzverstärkers auftretende Signal bei NichtVerwendung der Wicklung 15 aufgrund der Kapazität der Impedanz 10 phascnmä-

Big nach vorne geschoben wird. Zwischen den beiden Verstärkern 3 und 8 tritt somit bei zunehmender Frequenz ein Signalstrom auf. Sobald der Strom dieses Signals zunimmt, ergibt sich innerhalb des Zusatzverstärkers 8 eine Verzerrung. Um dies zu vermeiden, ist die Wicklung 15 magnetisch mit der Wicklung 14 gekoppelt, so daß die Ausgangsphase des Zusatzverstärkers Ober einen begrenzten Frequenzbereich verzögert wird. Dies hat zur Folge, daß die Phasendifferenz zwischen den beiden Verstärkern 3 und 8 Null gemacht werden kann, um auf diese Weise durch den Zusatzverstärker 8 bedingte Veraerrungen zu verhindern. So wie dies ferner durch die gestrichelte Linie in Fig. 12 angedeutet ist, kann die magnetische Kopplung mit Hilfe eines Parallelresonanzkreises verstärkt werden, in welchem Fall parallel zu der zweiten Wicklung 15 ein Kondensator 16 angeordnet ist Die Güte des Resonanzkreises kann ferner erniedrigt werden, indem parallel zu der zweiten Wicklung 15 ein Widerstand vorgesehen ist.

F i g. 19 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die zwischen den Ein- und Ausgängen des Leistungsverstärkers 3 vorhandene Differentialspannung, d. h. das Verzerrungssignal, dem Zusatzverstärker 8 zugeführt wird, während eine Impedanz 17 auf der geerdeten Seiten der Last 7 eingefügt wird. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 wird der l.ast 7 zugeführt. Der Ausgangssirom des Zusaizverstärkers 7 wird über die Impedanz 10 dem Verbindungspunki zwischen der Last 7 und der Impedanz 17 zugeführt. In diesem Fall is werden die Ausgangssignale der beiden Verstärker 3 und 8 spannungs- und phasenmäßig durch die einen Summierkreis bildenden Impedanzen 10 und 17 aufeinander eingestellt, so daß die Verzerrungskomponentea des Leistungsverstärkers durch den von dem Zusatzverstärker 8 abgegebenen Kompensationsstrom aufgehoben werden. Ähnlich wie bei der Ausführungsform von F i g. 2 wird dabei die Rückkopplungsgröße des Ausgangssignals innerhalb des Hochfrequenzbandes reduziert, um auf diese Weise eine stabile negative Rückkopp- !•jp.g zu erzielen. Die Verzerrur.gskcmpoisen'.ei! am Ausgang des Leistungsverstärker 3 nehmen somit innerhalb des Hochfrequenzbandes zu. Zur Kompensation der Verzerrungskomponenten innerhalb des Summierkreises ist es demzufolge notwendig, daß der Strom innerhalb des Hochfrequenzbandes ebenfalls zunimmt Auf diesem Grunde kann ein aus einer Wicklung oder einer Wicklung und einem Widerstand bestehende Serienkreis als auf der geerdeten Seiten der Last 7 angeordnete Impedanz 17 verwendet werden, während als Impedanz 10 ein Serien- oder Serienparallelkreis mit einer Kapazität oder einer Kapazität und einem Widerstand Verwendung finden kann.

Zusammenfassend ergibt sich, daß im Rahmen der vorliegenden Erfindung eine elektronische Verstärkeranordnung geschaffen worden ist, welche in der Lage ist, die am Ausgang des Leistungsverstärkers innerhalb des Hochfrequenzbandes auftretende Verzerrung zu eliminieren, so daß über einen sehr weiten Frequenzbereich hinweg, ein verzerrungsfreies Ausgangssignal gebildet ist. Dies geschieht dadurch, daß ein negativer Rückkopplungspfad mit dem Vorwärtskreis kombiniert wird und indem Werte der mit den Ausgangsklemmen der beiden Verstärker verbundenen Impedanzen in der richtigen Weise gewählt werden. Die erfindungsgemäße Verstätkeranordnung besteht dabei aus einem Vorverstärker und einem ausgangsseitig von dem Vorverstärker angeordneten Leistungsverstärker relativ schlechter Linearität. Zusätzlich ist eine erste impedanz vorgesehen, um das Ausgangssignal des Leistungsvcrsiärkers der Last zuzuführen. Ferner ist ein negativer Rückkopplungspfad vorgesehen, um das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers dem Eingang des Vorververstärkers zuzuführen. Ferner ist ein Zusatzverstärker relativ niedriger Leistung und relativ guter Linearität vorgesehen, um das Eingangssignal des Leistungsverstärkers zu verstärken und ein Signal über eine zweite Impedanz der Last zuzuführen. Die Verstärkeranordnung ist dabei derart ausgebildet, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes die durch den Leistungsverstärker bewirkte Verzerrung mit Hilfe der beiden Impedanzen und dem Zusatzverstärker aufgehoben wird.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

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Claims (17)

Patentansprüche:

1. Elektronische Verstärkeranordnung, mit einem Vorverstärker (2), einem mit dem Vorverstärker verbundenen ersten Verstärker (3), einem das Ausgangssignal (α>) des ersten Verstärkers dem Eingang des Vorverstärkers (2) zuführenden Gegenkopplungspfad (5), einem mit der Eingangsklemme des ersten Verstärkers (3) verbundenen zweiten Verstärker (8), wobei zwischen der Ausgangsklemme des ersten Verstärkers (3) und der Last (7) eine Impedanz (9) vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Ausgangsklemme des zweiten Verstärkers (8) und der Last (7) ebenfalls eine Impedanz (10) vorgesehen ist, und daß die beiden Impedanzen (9, 10) so eingestellt sind, daß die durch den ersten Verstärker (3) bewirkte

ίο Verzerrung durch das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers (8) kompensiert wird.

2. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Impedanzen (9,10) so gewählt sind.daß innerhalb des Hochfrequenzbandes die Verzerrung kompensiert ist.

3. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (10) aus einem Widerstand besteht, der in Serie zu einem aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehenden

υ Parallelkreis liegt.

4. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (10) aus einem aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehenden Serienkreis besteht.

5. Verslärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (l0) aus einem Kondensator besteht.

6. Verslärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (9) aus einem Widerstand und einer induktivität besteht.

7. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (10) eine Induktivität aufweist.

8. Verstärkeranordnung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (9) einen Kondensator aufweist

9. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, diß der erste Versiärker (3) ein Leistungsverstärker mit relativ schlechter Linearität ist und daß der zweite Verstärker (8) ein Verstärker niedriger Leistung und relativ guter Linearität ist.

10. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (9) im wesentlichen aus einer ersten Induktivität (14) besteht, während die zweite Impedanz (10) mit einer zweiten Induktivität (15) verbunden ist, wobei die beiden Induktivitäten (14.15) magnetisch miteinander gekuppelt sind, um auf diese Weise dir- am Ausgang des zweiten Verstärkers (8) auftretende Verzerrung zu reduzieren.

11. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die zwischen den einen Ausgängen des ersten Verstärkers (".) auftretende Differentialspannung dem zweiten Verstärker (8) zugeführt ist, während auf der geerdeten Seiten der Last (7) eine dritte Impedanz (17) vorgesehen ist, und daß der Ausgang des zweiten Verstärkers (8) über die zweite Impedanz mit dem die Last (7) mit der dritten Impedanz (17) verbindenden Klemmenpunkt verbunden ist, während der Ausgang des ersten Verstärkers (3) direkt an die Last (7) geführt ist.

12. Verstärkeranordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des ersten Verstärkers (3) über die erste Impedanz (9) mit der Last (7) verbunden ist, und daß der zweite Verstärker (8) das Eingangssignal des ersten Verstärkers (3) verstärkt und über die zweite Impedanz (10) ein Ausgangssignal der Last (7) zuführt, demzufolge die innerhalb des ersten Verstärkers (3) vorhandene Verzerrung kompensiert ist.

13. Verstärkeranordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz durch ein Impedanzelement innerhalb des zweiten Verstärkers (8) gebildet ist.

14. Verstärkeranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verstärker ein Spannungsverstärker ist und daß ein Teil der zweiten Impedanz (10) durch eine Impedanz des Spannungsverstärkers gebildet ist.

15. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1 oder 12. dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Impedanzen (9,10) so gewählt sind, daß sie der Gleichung

A(s)b

genügen, wobei die Transferfunktion der Leitung von dem ersten Verstärker (3) durch die erste Impedanz (9) zu der Last (7) die Funktion AO (s) besitzt, während die Transferfunktion der von dem zweiten Verstärker (8) über die zweite Impedanz (10) zu der Last (7) führende Leitung die Funktion X,^und die des Vorverstärkers (2) A(s)besitzt, wobei öeine Konstante des negativen Rückkopplungspfades(5) ist.

16. Verstärkeranordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (9) eine

to Induktivität (L) aufweist, die mil einem Widerstand (R₄) verbunden ist. während die zweite Impedanz (10) einen Widerstand (K\) besitzt, der mit einem aus einem Widerstand (/?.>) und einer Kapazität (Ct) bestehenden Purallelkreis verbunden ist. und dnli die Werte dieser rlemente entsprechend den folgenden Bedingungen gewühlt sind

wobei A_n der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers (2) ist.

17. Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Unterschied der Frequenzcharakteristik zwischen den beiden Impedanzen (9,10) 12 db/OCT und mehr beträgt

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Verstärkeranordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, so wie sie insbesondere zur Leistungsverstärkung von Audio-l'requen/.signa'en verwendet wird.

Wenn eine Leistungsverstärkungsstufe mit Leistungstransistoren in der Klasse B- bzw. Klasse AB-Konfiguration verwendet wird, dann ergeben sich starke Verzerrungen. Um derartige Verzerrungen zu verringern, wird bei modernen Audio-Frequenzverstärkern eine sehr starke negative Rückkopplung durchgeführt. Da über den negativen Rückkopplungspfad das Ausgangssignal des Verstärkers zurück zu dem Eingang geleitet wird, werden die Signale des Verstärkers mehrfach durch den Verstärker geleitet, was dazu führt, daß der Verstärkungskreis unstabil wird. Um dies zu vermeiden, wird ein Phasenkompensationskreis verwendet, wodurch die Größe der Rückkopplung im Hochfrequenzband reduziert wird. Mit zunehmender Verringerung der Rückkopplung bewirkt diss jedoch, daß innerhalb des Verstärkers die Größe der Verzerrung im Hochfrequenzband vergrößert wird. Die Schaltverzerrung der Transistoren tritt jedoch in der Regel verstärkt innerhalb des Hochfrequenzbandes auf. Bei einem Verstärker, bei welchem eine negative Rückkopplung vorgenommen wird, ergibt sich somit innerhalb des Hochfrequenzbandes eine relativ große Verzerrung.

Um derartige Verzerrungen zu vermeiden, ist es bekannt, eine Vorwärtsspeisung vorzunehmen. So wie dies in F i g. i gezeigt ist, wird über eine Eingangsklemme 1 ein Signal einem Vorverstärker 2 zugeführt, dessen Ausgangssignal einem Leistungsverstärker 3 zugeleitet wird. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 wird über einen negativen Rückkopplungspfad 5 dem Eingang des Vorverstärkers 2 zugeführt. Der Ausgang des Leistungsverstärkers 3 wird über eine Impedanz 6 einer Last 7 zugeführt. Die Anordnung ist dabei derart getroffen, daß die an den Eingängen des Leistungsverstärkers 3 vorhandenen Verzerrungskomponenten über einen als Stromverstärker ausgebildeten Zusat/verstärker 4 dem Verbindungspunkt zwischen der Impedanz 6 und der Last 7 zugeführt werden, wobei es zu einer Signaladdierung kommt. Auf diese Weise wird versucht, die Verzerrung des Leistungsverstärkers 3 zu kompensieren. Es zeigt sich jedoch, daß bei der in F i g. 1 dargestellten bekannten Anordnung die im Hochfrequenzband des Ausgangssignals des Leistungsverstärkers 3 auftretende Verzerrung nicht eliminiert werden kann. Da der Leistungsverstärker 3, welcher durch die Ausgangssignale des als Stromverstärker ausgebildeten Zusatzverstärkers kompensiert wird, ein Spannungsverstärker ist, ergibt sich ferner die Notwendigkeit, daß der ausgangsseitige Kompensationsstrom des Zusatzverstärkers 4 sehr groß wird, wenn die Impedanz der Last sehr klein ist. Da der bei der konventionellen Anordnung verwendete Zusatzverstärker 4 ein Stromverstärker ist, wird zugelassen, daß eine konstante Strommenge von demselben abgegeben wird, so daß Impedanzänderungen der Last, welche beispielsweise aus Lautsprechern besteht, nicht durch entsprechende Änderungen des Ausgangsstroms des Zusatzverstärkers 4 gefolgt werden können. Bei der in F i g. 1 dargestellten bekannten Anordnung kann somit keine zufriedenstellende Kompensierung der an den Ausgängen da Leistungsverstärkers 3 auftretenden Verzerrungen vorgenommen werden.

Es ist ferner bereits eine Schaltanordnung bekannt (siehe US-PS 39 70 953, F i g. 2), bei welcher zwei Verstärker in Kaskadenkonfiguration angeordnet sind, wobei das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers sowohl zu dem Eingang des ersten Verstärkers wie auch zum Eingang des zweiten Verstärkers geleitet wird. Das Eingangssignal des zweiten Verstärkers wird dabei über einen ersten Widerstand an einen Verbindungspunkt zwischen der Last und einem mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers verbundenen zweiten Widerstand zugeführt, wobei sich erne Signaladdition ergibt. Bei dieser Anordnung ergibt sich eine Aufhebung der Verzerrung, solange die Schaltelemente so gewählt sind, daß der Brückenkreis abgeglichen ist. Es zeigt sich jedoch, daß bei der bekannten Anordnung eine Verzerrung mit einer Sekundärcharakteristik von 12 dB/OCT innerhalb der Verstärker nicht durch die Primärcharakteristik von 6 dB/OCT innerhalb des Brückenabgleichkreises ausgeglichen werden kann. Dabei ist es bekannt, daß bei Verstärkern der Verstärkungsfaktor mit einem Wert von mehr als 6 dB/OCT, beispielsweise 12 dB/OCT abfällt, was beispielsweise durch Streukapa?.itäten und die Eingangskapazität der einzelnen Schaltkreise bewirkt wird. Da in dem betreffenden Fall einerseits zwischen dem Eingang des zweiten Verstärkers und der Last und andererseits zwischen dem Ausgang des zweiten Verstärkers und der Last Widerstände verwendet werden, wird bei der Kompensation der in dem Ausgangssignal des zweiten Verstärkers vorhandenen Verzerrung die Frequenzcharakteristik nicht berücksichtigt.

Es ist ferner eine Schaltanordnung bekannt (siehe US-PS 39 70 953, Fig.3), bei welcher zwischen dem Ausgang eines zweiten Verstärkers und der Last eine Induktanz vorgesehen ist, während zwischen dem Eingang des zweiten Verstärkers und der Last ein Widerstand vorhanden ist. Dabei nimmt das Signal zur Kompensation der Verzerrung innerhalb des zweiten Verstärkers, d. h. die Größe der Vorwär.sspeisung nur mit einem Wert von etwa 6 dB/OCT zu.

Es ergibt sich somit, daß in keinem der Ausführungsbeispiele der erwähnten US-PS innerhalb des Hochfrrquenzbandes ein Abfall der Verstärkungscharakteristik mit einem Wert von 12 dB/OCT. so wie er bei praktischen Verstärkern auftritt, kompensiert werden kann bzw. die Verzerrungscharakteristik mit ebensolchem Wert erhöht werden kann. Der Vorwärtsspeisungseffekt in bezug auf die Signalfrequenz kann nämlich nur an einem Frequenzpunkt Erreicht werden, bei weichein die Frequenzcharakteristik-Kurven von !2dB/OCT und 6dB/ OCT einander kt-euzer., jedoch nicht an Frequenzpunkten, die außerhalb davon liegen. Eine Verzerrungskompensation wird dabei praktisch innerhalb des Hochfrequenzbandes nicht erreicht.

Zur Erzielung eines Brückenabgleiches ist es ferner notwendig, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers unendlich groß gemacht wird, wobei es sich jedoch zeigt, daß in der Praxis nur begrenzte Verstärkungsfaktoren