DE3027333C2 - Elektronische Verstärkeranordnung - Google Patents
Elektronische VerstärkeranordnungInfo
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- DE3027333C2 DE3027333C2 DE19803027333 DE3027333A DE3027333C2 DE 3027333 C2 DE3027333 C2 DE 3027333C2 DE 19803027333 DE19803027333 DE 19803027333 DE 3027333 A DE3027333 A DE 3027333A DE 3027333 C2 DE3027333 C2 DE 3027333C2
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Description
erzielbar sind. Wenn berücksichtigt wird, daß die beiden Verstärker eine Verstärkereinheit bilden, kann zur
Kompensation der Verzerrung kein ausreichend großer Strom abgeleitet werden, da der Strom von dem
Verstärker abgezogen und über den ersten Widerstand der Last zugeführt wird. Die Last beeinflußt ferner den
zweiten Verstärker, weil das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers über den Widerstand mit dem Eingang des
zweiten Verstärkers addiert wird, so daß dieser Verstärker nicht richtig arbeitet. Wenn somit der Lastwiderstand
sehr klein wird, wird der direkt zu der Last von dem Eingang des zweiten Verstärkers über den ersten
Widerstand geleitete Strom sehr groß, während der Eingangsstrom des zweiten Verstärkers klein wird, so daß es
schwierig ist, von dem zweiten Verstärker ausreichend Ausgangsstrom abzuleiten. Wenn der Verstärkungsfaktor
des zweiten Verstärkers ferner größer als I ist, wird über den positiven Rückkopplungspfad einschließlich
ίο des ersten Widerstandes eine Schwingung erzeugt.
Es ist demzufolge Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine elektronische Verstärkeranordnung zu schaffen,
bei welcher unter Vermeidung einer Kompensation im Rahmen eines Brückenabgleiches über einen sehr weiten
Frequenzbereich hinweg eine weitgehende Kompensation der Verzerrung selbst sekundärer und höherer
Ordnung möglich ist.
Erfindungsgemäß wird dies durch Vorsehen der im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 aufgeführten
Merkmale erreicht.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich anhand der Unteransprüche.
Die Erfindung so!! nunmehr anhand von Ansführungsbeisnielen näher erläutert und beschrieben werden,
wobei auf die Zeichnung Bezug genommen ist. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten Verstärkeranordnung, F i g. 2 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung.
F i g. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten Verstärkeranordnung, F i g. 2 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung.
Fig.3 ein Kurvendiagramm unter Darstellung des Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit der Frequenz bei
einem im Rahmen der vorliegenden Erfindung verwendeten Vorverstärker, F i g. 4 ein Schaltdiagramm eines Addierkreises so wie er bei der Ausführungsform von F i g. 2 verwendbar ist,
Fig. 5A bis 5C Schaltdiagramme zur Erzielung der Transferfunktion des Summierkreises,
F i g. 6A bis 6C Schaltdiagramme weiterer Ausführungsformen cies Summierkreises gemäß der Erfindung,
Fi g. 7 und 8 Blockdiagramme von anderen Ausfiihrungsformcr der Verstärkeranordnung gemäß der Erfindung,
F i g. 9 und 10 Schaltdiagramme von Ausführungsformen gemäß der Erfindung,
Fig. U ein Schaltdiagramm einer Ausführungsform, bei welcher der Summierkreis Teil des Verstärkers ist
und
Fi g. 12 und 13 Blockdiagramme von weiteren Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung.
Die in Fig.2 dargestellte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung besitzt Eingangsklemmen
1, welchen das zu verstärkende Eingangssignal zugeführt wird. Ferner ist ein phasenkompensierter
Vorverstärker 2 vorgesehen, dessen nicht invertierten Eingang das von den Eingangsklemmen 1 zugeführte
Eingangssignal zugeführt wird. Dieser Vorverstärker 2 ist so ausgelegt, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes
der Verstärkungsfaktor verringert ist. um auf diese Weise eine stabile negative Rückkopplung zu erzielen. Das
Ausgangssignal des Vorverstärkers 2 wird einem Leistungsverstärker 3 zugeführt, dessen nicht lineare Verstärkungscharakteristik
eine relativ starke Verzerrung bewirkt. Ferner ist ein Zusatzverstärker 8 niedriger Leistung
vergesehen, welcher das Ausgangssignal des Vorverstärkers 2 verstärkt und welcher aufgrund seiner linearen
Charakteristik eine relativ geringe Signalverzerrung bewirkt. Zwischen dem Ausgang des Leistungsverstärkers
3 und dem invertierten Eingang des Vorverstärkers 2 ist ein negativer Rückkopplungspfad 5 vorgesehen. Der
Leistungsverstärker 3 ist ausgangsseitig über eine erste Impedanz 9 mit einer Last 7 verbunden, während der
Zusatzverstärker 3 ausgangsseitig über eine zweite Impedanz 10 mit der Last 7 verbunden ist.
Die Kompensation der Verzerrungs- und Rauschkomponenien des Leistungsverstärkers 3 soll nunmehr im
Hinblick auf die vorgesehene Rückkopplung beschrieben werden. Die Bedingungen, unter welchen eine durch
den Leistungsverstärker 3 bewirkte Verzerrungen nicht an der Lastklemme auftritt, wirkt unter Verwendung
der folgenden Gleichungen berechnet. Dabei sei aus Einfachheitsgründen angenommen, daß die Verstärkungsso
faktoren der Verstärker 3 und 8 gleich 1 sind. Für den Vorverstärker 2 und Leistungsverstärker 3 von Fi ·;. 2
kann die folgende Gleichung (1) angesetzt werden:
e, = e,.. + ben (0
wobei e, die Eingangssignalspannung, e,. die Eingangsspannung des Vorverstärkers 2, b eine Konstante des
negativen Rückkopplungspfades 5 und en die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 3 ist. Diese Gleichung
(1) kann wie folgt umgeformt werden:
e,. = e, - Oe0 (2)
Ferner kann eine Gleichung (3) der folgenden Form aufgestellt werden:
Ca = η + Ac,:
(3)
b5 wobei η Verzerrungs- und Rauschkomponenten des Leistungsverstärkers 3 und A der Verstärkungsfaktor des
Vorverstärkers ist. Mit Hilfe der Gleichungen (2) und (3) kann die folgende Gleichung (4) gebildet werden:
en = π + A(e, — bea) (4)
Diese Gleichung (4) kann im Hinblick auf eo wie folgt umgeformt werden:
(1 + Ab)e0 = η + Ae1 (5)
Vorausgesetzt, daß die Verzerrungs- und Rauschkomponenten der Ausgangsspannung t\>
durch ev„ dargestellt werden, läßt sich die folgende Gleichung (7) ableiten:
Unter der Voraussetzung, daß der Zusat/.vcrsiärker 8 keine Verzerrungs- und Rauschkomponenten besitzt, ist
die Ausgangsspannung C\ des Zusatzverstärkers 8 gleich der Eingangsspannung des Leistungsvertärkers 3. Es
ergibt sich demzufolge:
f. = es — η (8)
Mit Hilfe der Gleichungen (6) und (8) lassen sich dann die folgenden Gleichungen (9) und (10) ableiten:
- 1T^t-
«·
Unter der Voraussetzung, daß die Verzerrung von Rauschkomponenten der Ausgangsspannung ei durch ei„
dargestellt werden können, läßt sich die folgende Gleichung (11) ableiten:
-Abn
Die Verzerrungskomponenten e,„> und e.„ der Ausgangsspannungen des Leistungsverstärkers 3 bzw. des
Zusatzverstärkers 8 sind phasenmäßig entgegengesetzt und unterscheiden sich im Hinblick auf die Spannung.
Falls die Ausgangsspannungen eo und ei der beiden Verstärker 3 und 8 über ihre entsprechenden Impedanzen 9
und 10 mit Impedanzwerten Zi und Zi der einen Impedanzwert Z/, aufweisenden Last 7 zugeführt wird, dann sind
die Bedingungen, unter welchen die Verzerrungs- und Rauschkomponenten en« und c\„ sich gegenseitig kompensieren,
und demzufolge nicht an der eine Spannung ei. aufweisenden Lastklemme auftreten, durch die folgende
Gleichung 12 festgelegt:
" χ WZ!. + -Abn Z,//Z2 =
I +Ab Z1 + Z1IIZl \ + Ab Z2 + ZxIIZ1 U'
wobei Zi/ IZi. gleich
Z] + ZL
und ZiI IZl gleich
Z1 + ZL
ist Mit Hilfe der Gleichung (12) lassen sich die folgenden Gleichungen (13) und (14) ableiten:
A. ZxIiZ1
Zx+Z1IIZ1 Z2 + ZxIIZl K ' „
_ Z1IIZl Z2 + ZxIIZL
Zx + Z1IIZ1. ZxIIZ1 ' (lV
Falls der Schleifenverstärkungsfaktor Ab und die Impedanzen Zi. Z2 und ZL so eingestellt sind, daß die
Gleichung (14) erfüllt ist, dann ergibt sich an der eine Spannung eL aufweisenden Belastungsklemme ein Ausgangssignal,
welches keine Verzerrung enthält Um die Spannungen und Phasenwerte genau einstellen zu
können, erweist es sich als notwendig, als Impedanz 9, welche das Ausg ."igssignal des Leistungsverstärkers 3
zugeführt wird, einen aus einer Induktivität oder einer Induktivität und einem Widerstand bestehenden Serienkreis
zu verwenden, während als Impedanz, der das Ausgangssignal des Zusatzverstärkers 8 zugeführt wird, ein
Serien- oder Parallelkreis Verwendung findet, der einen Widerstand und eine Kapazität oder einen Widerstand
besitzt.
Die obigen Ausführungen befassen sich mit dem technischen Grundkonzept der vorliegenden Erfindung. Ein
praktischer Addierkreis mit den Impedanzen 9 und 10 soll im folgenden beschrieben werden.
Im Fall ciiles Vorverstärkers, dessen Verstärkungsfaktor innerhalb des Hochfrequenzbandes mit einem Wert
von von 12dB/OCT abfällt, kann die Transferfunktion A(s) des Vorverstärkers durch die folgende Gleichung
ίο (15) ausgedrückt werden:
^A, (15)
wobei /4(i den Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers darstellt. Ein Beispiel der frequenzabhängigen Verstärkungsfaktorcharakteristik
des Vorverstärkers, so wie er durch die Transferfunktiön /4ft} dargestellt wird, ist ir.
der Fig.3 dargestellt. Der Verstärkungsfaktor nimmt dabei zwischen den Frequenzwerten <wi und Uwj mit
einem Wert von 6 dB/OCT ab, während er zwischen den Frcqucn/.werten a* und toj mit einem Wert von
12 dB/OCT abfällt. Dies entspricht ungefähr der Charakteristik eines praktisch verfügbaren Vorverstärkers.
Ein in der Praxis verwendbarer Summierkreis soll nunmehr in Verbindung mit einem Vorverstärker beschrieben
werden, dessen Transferfunktion durch die Gleichung (15) ausdrückbar ist. Vorausgesetzt, daß die Transferfunktion
von den in F i g. 2 dargestellten Punkten a nach e durch die Funktion X\(s)ünA die Transferfunktion von
dem Punkt fcnach cdurch die Funktion Xn(s) ausdrückbar ist, dann ist die Bedingung, unter welcher die innerhalb
des Leistungsverstärkers 3 erzeugte Verzerrung an der Lastklemme c aufgrund des Rückkopplungsvorgangs
nach Null gebracht werden kann, durch die folgende Gleichung (16) ausdrückbar.
= 0 (16)
Mit Hilfe der Gleichung (12) können dann die folgenden Gleichungen (17) und (18) abgeleitet werden:
Es ergibt sich demzufolge
O3) <J><»3 . . ,,„χ
X0(S) _ (s + O3) <J>1<»3
«ι)
Die die Gleichung (19) erfüllenden Impedanzen Z\ und Z>
können ungefähr mit dem in Fig.4 dargestellten
Stromkreis gebildet werden. Zwischen der Eingangsklemnic a des Zusat/.verstärkers 8 und der Klemme cder
einen Widerstandswert /?j besitzenden Last 7 ist in diesem Fall ein Serienkreis angeordnet, der aus einem
Widerstand R\ und einem Parallelkreis mit einem Widersland Ri und einer Kapazität G besteht, während
zwischen der Lastklemme cund der Ausgangsklemme ödes Leistungsverstärkers 4 ein aus einer Induktanz Il
und einem Widerstand R* bestehender Serienkreis angeordnet ist.
Im folgenden soll nunmehr die Art und Weise beschrieben werden, wie die Werte des Impedanzen Z\ und Zi
so unter Verwendung der Funktionen X\(s) und Xo(s) bei einem Schaltkreis gemäß Fig.4 festgelegt werden
können. Die Funktion X<(s) kann durch Berechnung der Transferfunktiön gemäß F i g. 5A abgeleitet werden,
indem die Eingangsklemme des in F i g. 4 gezeigten Kreises mit Erde verbunden wird. Es ergibt sich dabei
Ri(R4 +sL)
1 1 + jCÄ2 A3 + A4 + sL
W) In der Praxis gelten dann zusätzlich die folgenden Ungleichungen
W) In der Praxis gelten dann zusätzlich die folgenden Ungleichungen
Ä, ·< R1. Ra
< Ri.Ri<
R; (21)
Unter Verwendung der oben erwähnten Ungleichungen kann die Gleichung (20) wie folgt geschrieben
werden
(1+JCA1) (!+-£-'
Unter der Voraussetzung, daß die folgenden Bedingungen gelten
läßt sich die Gleichung (22) wie folgt umformen
(i + 6)„) (i + (U4) (Uf(U1, R4
(s + ω,) (s + ω,,) ωα (ub
(24)
Die Funktion Xo(s) soll nunmehr durch Berechnung der Transferfunktion gemäß Fig. 5B bei Kurzschließung
der Klemme a des Kreises von Fig.4 abgeleitet werden. Fig.5B kann dabei durch einen äquivalenten Kreis
gemäß F i g. 5C unter Berücksichtigung der Bedingung der Gleichung (21) angenähert werden.
(25)
aL + A3 s + ud
Mit Hilfe der Gleichungen (24) und (25) läßt sich somit die folgende Gleichung aufstellen:
X0 (j) _ ωα (ί + 6>c) (S + ωά) Ί>αω6 Ri U+*>c) <U,(Ut A2
X1 (s) (s + U)0) (j + u>„) (j + W4) (Ufω, R4 (i + <u„) (i + ω6) <uc R4 ,5
(26)
Da die Gleichung (26) der Gleichung (19) entspricht, lassen sich die folgenden Gleichungen festlegen:
R4 1 1 . R2 /<sf \
L
C/\j UA] /C4
Sobald der Schleifen-Verstärkungsfaktor A„b des Verstärkers festgelegt ist, können somit die Werte R\, Ri, R4,
L und C festgelegt werden. Es ergibt sich somit, daß die die Gleichung 16 erfüllenden Impedanzelemente so
festgelegt werden können, daß an der Lastklemme ceine Verzerrung von Null auftritt.
Mit Hilfe der in den F i g. 6A bis 6D gezeigten Summierkreise kann im wesentlichen derselbe Effekt erzielt
werden. Bei der in Fig.6A gezeigten Anordnung sind zwischen den Klemmen a und c zwei Kondensatoren
vorgesehen. Bei der in Fig.6B gezeigten Anordnung hingegen sind zwischen den Klemmen b und c zwei
Induktivitäten vorgesehen. Bei der in Fig.6C dargestellten Anordnung sind zwischen den Klemmen b und c
zwei Kondensatoren vorgesehen, während bei der Anordnung von F i g. 6D zwischen den Klemmen a und czwei
Induktivitäten vorgesehen sind. Die Summiekreise können dabei derart ausgelegt werden, daß die Transferfunktionen
zwischen den Klemmen a und c und den Klemmen b und c, d.h. die Impedanzen Z>
und Zi, eine Frequenzcharakteristik von 12 db/OCT besitzen.
Wenn bei der Ausführungsform von F i g. 2 über den Vorverstärker 2 und den Leistungsverstärker 3 eine
Addition in bezug .auf das Eingangssignal vorgenommen wird, dann ergibt sich innerhalb des Leistungsverstärkers
3 eine Verzerrung. Das eine derartige Verzerrung besitzende Ausgangssignal wird über den negativen
Rückkopplungspfad 5 dem Eingang des Vorverstärkers 2 zugeführt. Dieses Rückkopplungssignal wird mit dem
Eingangssignal verglichen, um auf diese Weise ein Verzerrungssignal zu extrahieren. Bei Verwendung einer
negativen Rückkopplung ist das Verzerrungssignal polaritätsmäßig invertiert und wird nach einer Verstärkung
in dem Vorverstärker 2 dem Eingang des Leistungsverstärkers 3 zugeführt. Da das Verzerrungssignal aufgrund
der negativen Rückkopplung polaritätsmäßig invertiert ist, und in dieser Weise dem Leistungsverstärker 3
zugeführt wird, wird die am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 auftretende Verzerrung verbessert. So wie dies
anhand von F i g. 3 erkennbar ist, ist die frequenzabhängige Verstärkungsfaktor-Charakteristik des Ausgangssignals
des Vorverstärkers 2 derart, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes ein Abfall von 12 dB/OCT auftritt.
Innerhalb des Hochfrequenzbandes bewirkt das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 bei der Rückkopplung
einer Verringerung dieses Wertes, wodurch die Verzerrung innerhalb des Hochfrequenzbandes vergrößert
wird.
Die dem Eingang des Leistungsverstärkers 3 mit invertiener Polarität addierte Verzerrungskomponente wird
von dem Zusatzverstärker 8 ausgeglichen. Demzufolge besitzt das Verzerrungssignal auf der Ausgangsseite des
Zusatzverstärkers 8 eine flache Frequenzcharakteristik. Bei dem in F i g. 4 gezeigten Summierkreis steigt das
verzerrte Ausgangssigna! des Zusatzverstärkers 8 mit einem Wert von 6 db/OCT, während das Ausgangssignal
des Leistungsverstärker mit einem Wert von 6 dB/OCT abnimmt, was zur Folge hat, daß der Differenzwert
zwischen beiden Signalen 12 dB/OCT beträgt Die Verzerrungskomponenten des Ausgangssignals des Hauptverstärkers
3, welche innerhalb des Hochfrequenzbandes mit einem Wert von 12 dB/OCT ansteigen, können
somit kompensiert werden. Im Fall, daß die in Fig.6A bis 6D gezeigten Summierkreise verwendet werden,
können die Verzerrungskomponenten auf der Ausgangsseite der Verstärker 3 und 8 mit Hilfe des Summierkreises
gegeneinander aufgehoben werden.
Bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sind die Impedanzwerte Z1 und Zi der Impedanzen 9
und 10 des Summierkreises derart gewählt, daß die Vt\2errungskomponente auf der Ausgangsseite des Lei-
stungsverstärkers 3 durch die Verzerrungssignale des Zusatzverstärkers kompensiert werden, so daß auf diese
Weise die im Hochfrequenzband auf der Ausgangsseite des Leistungsverstärkers 3 vorhandene Verzerrung und
ebenfalls die im Niederfrequenzband befindliche Verzerrung zu Null gemacht wird. Auf diese Weise kann bei
einer Frequenzcharakteristik von 12 dB/OCT und mehr die Verzerrung eliminiert werden. Innerhalb des Frequenzbereichs,
innerhalb welchem die negative Rückkopplung verwendet wird, beispielsweise innerhalb des
Bereiches vaa Null bis 1 MrIz, wird die Verzerrung des Leistungsverstärkers vollkommen entfernt Dabei ist es
einleuchtend, daß je nach der Konstruktion der Verstärkeranordnung der Frequenzbereich, innerhalb welchem
eine Verzerrung eliminiert wird. Ober den Wert von 1 MHz erhöht werden kann. Die vorliegende Erfindung
erlaubt somit innerhalb eines sehr weiten Frequenzbereiches eine vollständige Eliminierung der Verzerrungskomponenten.
Solange der Summierkreis so ausgebildet ist, daß er in etwa der Gleichung 18 genügt, kann im wesentlichen
derselbe Effekt erreicht werden, so wie dies bei der oben beschriebenen Ausführungsform der Erfindung der Fall
ist
Der im Rahmen der vorliegenenden Erfindung verwendete Zusatzverstärker 8 niedriger Leistung ist im
wesentlichen ein Spannungsverstärker. Wenn die Impedanz der Last 7 demzufolge sehr niedrige Werte aufweist
nimmt das von dem Zusatzverstärker 8 abgeleitete Kompensationssignal zu, um auf diese Weise die in dem
Ausgsngssignal des Leistungsverstärkers vorhandene Verzerrung zu kompensieren. Da der Zusatzverstärker 8
zwischen dem Ein- und Ausgang des Leistungsverstärkers 3 angeordnet ist wird das Ausgangssignal des
Leistungsverstärkers 3 dem Eingang desselben nicht positiv rückgekoppelt Es kann somit ein sehr stabiler
Betrieb erreicht werden, ohne daß Oszillationen auftreten, selbst wenn der Verstärkungsfaktor des Leistungsverstärkers mehr als ! ist Selbst wenn die Impedanz der Ijisi 7 sehr niedrige Werte einnimmt, wird ferner
aufgrund des vorgesehenen Zusatzverstärkers 8 der Eingang des Leistungsverstärkers 3 nicht beeinflußt, so daß
letzterer eine normale Verstärkung durchführen kann. Da im Rahmen der vorliegenden Erfindung kein Brückenabglcich
vorgenommen wird, muß der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers 2 nicht unendlich groß gemacht
werden. Eine sehr genaue Kompensierung der Verzerrung kann somit mit einem Verstärker erreicht werden,
dessen Verstärkungsfaktor endliche Werte besitzt.
F i g. 7 zeigt eine Abwandlung der Verstärkeranordnung von F i g. 2. bei welcher ein Schalter 11 zwischen der
am Ausgang des Zusatzverstärkers 7 befindlichen Impedanz 10 und der Last 7 angeordnet ist, wodurch sich die
Möglichkeit ergibt, daß das Ausgangssignal des Zusatzverstärkers 8 abgeschaltet wird, in welchem Fall der
Schaltkreis einzig und allein als Verstärkerkreis mit negativer Rückkopplung unter Verwendung des Leistungsverstärkers 3 wirkt In diesem Fall kann ein Widerstand 12 parallel zu der am Ausgang des Leistungsverstärkers
3 vorgesehenen Impedanz 9 vorgesehen sein, wodurch die innerhalb der Impedanz 9 vorgesehene Wicklung
bedämpft wird.
Um innerhalb gewünschter Frequenzbereiche die Kompensationssignale zur Entzerrung zu vergrößern, kann
gemäß F i g. 8 ein Parallelresonanzkreis 13 mit einer Induktivität und einer Kapazität in Serie zu der Impedanz
10 am Ausgang des Zusatzverstärkers 8 vorgesehen sein.
F i g. 9 und 10 zeigen Schaltkreise, so wie sie in Verbindung mit der Ausführungsform von F i g. 2 verwendet
werden können. Gemäß Fig.9 kann der Leistungsverstärker 3 aus einer dreistufigen Darlington-Schaltung
bestehen, während der Zusatzverstärker 8 eine aus zwei Stufen bestehende Darlington-Schaltung besitzt. Bei
der in Fig. 10 dargestellten Ausführungsform hingegen weisen die beiden Verstärker 3 und 8 ausreichende
Verstärkungsfaktoren auf. In diesem Fall werden von der Speisung des Lcislungsverstärkers 30 sich unlerschcidene
Spannungswertc ± V.. dem Zusal/.vcrstärker 8 zugeführt, so daß beide Kreise mit geringer Verzerrung
betrieben werden. Die allgemeinen F.igenschaften der Verstärkeranordnung können auf diese Weise erheblich
verbessert werden. Es ist jedoch einleuchtend, daß beide Verstärker von derselben Spciscqucllc aus angetrieben
werden können.
Die dem Zusatzverstärker 8 zugeführten Kompcnsationssigruilc zur Entzerrung können amplituden- und
phasenmäßig nicht nur durch die zwischen den Verstärkern 3 und 8 vorgesehenen Impedanzen 9 und 10, sondern
ebenfalls durch die Eigenschaften des Zusaizverstärkers 8 eingestellt werden. F i g. 9 zeigt eine Schaltanordnung.
bei welcher als Zusatzverstärker 8 ein Spannungsverstärker verwendet wird, wobei die Kapazität dieses Verstärkers
als Teil der Impedanz 10 herangezogen wird. Demzufolge ist zwischen dem Zusatzverstärker 10 und der
Last 7 einzig und allein ein Widerstand vorgesehen. Der Zusatzverstärker 8 kann dabei wie folgt ausgelegt
werden: Wenn der Verstärkungsfaktor der beiden Verstärker 3 und 8 jeweils 1 beträgt, ist die Gleichung (18)
erfüllt. Wenn hingegen die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 3 und 8 die Werte Ai und Aa besitzen, dann
führt die Gleichung (18) zu folgendem Resultat:
55
XiA4
Die allgemeinen Eigenschaften des Schaltkreises mit dem Zusatzverstärker 8 können so ausgelegt werden,
tu) daß diese Gleichung (28) erfüllt ist.
Fig. 12 zeigt eine weitere Alisführungsform der Erfindung, bei welcher zwischen dem Leistungsverstärker
und der Last 7 eine erste Wicklung 4 angcordnetist, während zwischen der Impedanz 10 und der Last 7 eine
zweite Wicklung 15 angeordnet ist, wobei die beiden Wicklungen 14 und 15 unier Verwendung eines vorgegebenen
Kopplungskocffi/.ienten magnetisch gekoppelt sind. Aufgrund der ersten Wicklung 14 wird das Hochfre-
hs quenzband bedampft, so daß die Frequenzcharakteristik des von dem Leistungsverstärker 3 der Last 7 zugeführten
Ausgangssignal entsprechend beeinflußt wird. Das am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 auftretende
Signal wird durch die Wicklung 14 phasenmaßig verzögert, wahrend das am Ausgang des Zusatzverstärkers
auftretende Signal bei NichtVerwendung der Wicklung 15 aufgrund der Kapazität der Impedanz 10 phascnmä-
Big nach vorne geschoben wird. Zwischen den beiden Verstärkern 3 und 8 tritt somit bei zunehmender Frequenz
ein Signalstrom auf. Sobald der Strom dieses Signals zunimmt, ergibt sich innerhalb des Zusatzverstärkers 8 eine
Verzerrung. Um dies zu vermeiden, ist die Wicklung 15 magnetisch mit der Wicklung 14 gekoppelt, so daß die
Ausgangsphase des Zusatzverstärkers Ober einen begrenzten Frequenzbereich verzögert wird. Dies hat zur
Folge, daß die Phasendifferenz zwischen den beiden Verstärkern 3 und 8 Null gemacht werden kann, um auf
diese Weise durch den Zusatzverstärker 8 bedingte Veraerrungen zu verhindern. So wie dies ferner durch die
gestrichelte Linie in Fig. 12 angedeutet ist, kann die magnetische Kopplung mit Hilfe eines Parallelresonanzkreises
verstärkt werden, in welchem Fall parallel zu der zweiten Wicklung 15 ein Kondensator 16 angeordnet
ist Die Güte des Resonanzkreises kann ferner erniedrigt werden, indem parallel zu der zweiten Wicklung 15 ein
Widerstand vorgesehen ist.
F i g. 19 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die zwischen den Ein- und Ausgängen
des Leistungsverstärkers 3 vorhandene Differentialspannung, d. h. das Verzerrungssignal, dem Zusatzverstärker
8 zugeführt wird, während eine Impedanz 17 auf der geerdeten Seiten der Last 7 eingefügt wird. Das Ausgangssignal
des Leistungsverstärkers 3 wird der l.ast 7 zugeführt. Der Ausgangssirom des Zusaizverstärkers 7 wird
über die Impedanz 10 dem Verbindungspunki zwischen der Last 7 und der Impedanz 17 zugeführt. In diesem Fall is
werden die Ausgangssignale der beiden Verstärker 3 und 8 spannungs- und phasenmäßig durch die einen
Summierkreis bildenden Impedanzen 10 und 17 aufeinander eingestellt, so daß die Verzerrungskomponentea
des Leistungsverstärkers durch den von dem Zusatzverstärker 8 abgegebenen Kompensationsstrom aufgehoben
werden. Ähnlich wie bei der Ausführungsform von F i g. 2 wird dabei die Rückkopplungsgröße des Ausgangssignals
innerhalb des Hochfrequenzbandes reduziert, um auf diese Weise eine stabile negative Rückkopp-
!•jp.g zu erzielen. Die Verzerrur.gskcmpoisen'.ei! am Ausgang des Leistungsverstärker 3 nehmen somit innerhalb
des Hochfrequenzbandes zu. Zur Kompensation der Verzerrungskomponenten innerhalb des Summierkreises
ist es demzufolge notwendig, daß der Strom innerhalb des Hochfrequenzbandes ebenfalls zunimmt Auf diesem
Grunde kann ein aus einer Wicklung oder einer Wicklung und einem Widerstand bestehende Serienkreis als auf
der geerdeten Seiten der Last 7 angeordnete Impedanz 17 verwendet werden, während als Impedanz 10 ein
Serien- oder Serienparallelkreis mit einer Kapazität oder einer Kapazität und einem Widerstand Verwendung
finden kann.
Zusammenfassend ergibt sich, daß im Rahmen der vorliegenden Erfindung eine elektronische Verstärkeranordnung
geschaffen worden ist, welche in der Lage ist, die am Ausgang des Leistungsverstärkers innerhalb des
Hochfrequenzbandes auftretende Verzerrung zu eliminieren, so daß über einen sehr weiten Frequenzbereich
hinweg, ein verzerrungsfreies Ausgangssignal gebildet ist. Dies geschieht dadurch, daß ein negativer Rückkopplungspfad
mit dem Vorwärtskreis kombiniert wird und indem Werte der mit den Ausgangsklemmen der beiden
Verstärker verbundenen Impedanzen in der richtigen Weise gewählt werden. Die erfindungsgemäße
Verstätkeranordnung besteht dabei aus einem Vorverstärker und einem ausgangsseitig von dem Vorverstärker
angeordneten Leistungsverstärker relativ schlechter Linearität. Zusätzlich ist eine erste impedanz vorgesehen,
um das Ausgangssignal des Leistungsvcrsiärkers der Last zuzuführen. Ferner ist ein negativer Rückkopplungspfad vorgesehen, um das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers dem Eingang des Vorververstärkers zuzuführen.
Ferner ist ein Zusatzverstärker relativ niedriger Leistung und relativ guter Linearität vorgesehen, um das
Eingangssignal des Leistungsverstärkers zu verstärken und ein Signal über eine zweite Impedanz der Last
zuzuführen. Die Verstärkeranordnung ist dabei derart ausgebildet, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes die
durch den Leistungsverstärker bewirkte Verzerrung mit Hilfe der beiden Impedanzen und dem Zusatzverstärker
aufgehoben wird.
Hierzu 7 Blatt Zeichnungen
- —
Claims (17)
1. Elektronische Verstärkeranordnung, mit einem Vorverstärker (2), einem mit dem Vorverstärker verbundenen
ersten Verstärker (3), einem das Ausgangssignal (α>) des ersten Verstärkers dem Eingang des Vorverstärkers
(2) zuführenden Gegenkopplungspfad (5), einem mit der Eingangsklemme des ersten Verstärkers (3)
verbundenen zweiten Verstärker (8), wobei zwischen der Ausgangsklemme des ersten Verstärkers (3) und
der Last (7) eine Impedanz (9) vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Ausgangsklemme
des zweiten Verstärkers (8) und der Last (7) ebenfalls eine Impedanz (10) vorgesehen ist, und
daß die beiden Impedanzen (9, 10) so eingestellt sind, daß die durch den ersten Verstärker (3) bewirkte
ίο Verzerrung durch das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers (8) kompensiert wird.
2. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Impedanzen (9,10) so
gewählt sind.daß innerhalb des Hochfrequenzbandes die Verzerrung kompensiert ist.
3. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (10) aus
einem Widerstand besteht, der in Serie zu einem aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehenden
υ Parallelkreis liegt.
4. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (10) aus
einem aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehenden Serienkreis besteht.
5. Verslärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (l0) aus
einem Kondensator besteht.
6. Verslärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz
(9) aus einem Widerstand und einer induktivität besteht.
7. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (10) eine
Induktivität aufweist.
8. Verstärkeranordnung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (9) einen
Kondensator aufweist
9. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, diß der erste Versiärker (3) ein
Leistungsverstärker mit relativ schlechter Linearität ist und daß der zweite Verstärker (8) ein Verstärker
niedriger Leistung und relativ guter Linearität ist.
10. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (9) im wesentlichen
aus einer ersten Induktivität (14) besteht, während die zweite Impedanz (10) mit einer zweiten
Induktivität (15) verbunden ist, wobei die beiden Induktivitäten (14.15) magnetisch miteinander gekuppelt
sind, um auf diese Weise dir- am Ausgang des zweiten Verstärkers (8) auftretende Verzerrung zu reduzieren.
11. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die zwischen den einen Ausgängen
des ersten Verstärkers (".) auftretende Differentialspannung dem zweiten Verstärker (8) zugeführt ist,
während auf der geerdeten Seiten der Last (7) eine dritte Impedanz (17) vorgesehen ist, und daß der Ausgang
des zweiten Verstärkers (8) über die zweite Impedanz mit dem die Last (7) mit der dritten Impedanz (17)
verbindenden Klemmenpunkt verbunden ist, während der Ausgang des ersten Verstärkers (3) direkt an die
Last (7) geführt ist.
12. Verstärkeranordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der
Ausgang des ersten Verstärkers (3) über die erste Impedanz (9) mit der Last (7) verbunden ist, und daß der
zweite Verstärker (8) das Eingangssignal des ersten Verstärkers (3) verstärkt und über die zweite Impedanz
(10) ein Ausgangssignal der Last (7) zuführt, demzufolge die innerhalb des ersten Verstärkers (3) vorhandene
Verzerrung kompensiert ist.
13. Verstärkeranordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz durch ein
Impedanzelement innerhalb des zweiten Verstärkers (8) gebildet ist.
14. Verstärkeranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Verstärker ein Spannungsverstärker
ist und daß ein Teil der zweiten Impedanz (10) durch eine Impedanz des Spannungsverstärkers
gebildet ist.
15. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1 oder 12. dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Impedanzen
(9,10) so gewählt sind, daß sie der Gleichung
A(s)b
genügen, wobei die Transferfunktion der Leitung von dem ersten Verstärker (3) durch die erste Impedanz (9)
zu der Last (7) die Funktion AO (s) besitzt, während die Transferfunktion der von dem zweiten Verstärker (8)
über die zweite Impedanz (10) zu der Last (7) führende Leitung die Funktion X,^und die des Vorverstärkers
(2) A(s)besitzt, wobei öeine Konstante des negativen Rückkopplungspfades(5) ist.
16. Verstärkeranordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (9) eine
to Induktivität (L) aufweist, die mil einem Widerstand (R4) verbunden ist. während die zweite Impedanz (10)
einen Widerstand (K\) besitzt, der mit einem aus einem Widerstand (/?.>) und einer Kapazität (Ct) bestehenden
Purallelkreis verbunden ist. und dnli die Werte dieser rlemente entsprechend den folgenden Bedingungen
gewühlt sind
wobei An der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers (2) ist.
17. Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Unterschied
der Frequenzcharakteristik zwischen den beiden Impedanzen (9,10) 12 db/OCT und mehr beträgt
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Verstärkeranordnung gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1, so wie sie insbesondere zur Leistungsverstärkung von Audio-l'requen/.signa'en verwendet
wird.
Wenn eine Leistungsverstärkungsstufe mit Leistungstransistoren in der Klasse B- bzw. Klasse AB-Konfiguration
verwendet wird, dann ergeben sich starke Verzerrungen. Um derartige Verzerrungen zu verringern, wird
bei modernen Audio-Frequenzverstärkern eine sehr starke negative Rückkopplung durchgeführt. Da über den
negativen Rückkopplungspfad das Ausgangssignal des Verstärkers zurück zu dem Eingang geleitet wird, werden
die Signale des Verstärkers mehrfach durch den Verstärker geleitet, was dazu führt, daß der Verstärkungskreis unstabil wird. Um dies zu vermeiden, wird ein Phasenkompensationskreis verwendet, wodurch die Größe
der Rückkopplung im Hochfrequenzband reduziert wird. Mit zunehmender Verringerung der Rückkopplung
bewirkt diss jedoch, daß innerhalb des Verstärkers die Größe der Verzerrung im Hochfrequenzband vergrößert
wird. Die Schaltverzerrung der Transistoren tritt jedoch in der Regel verstärkt innerhalb des Hochfrequenzbandes
auf. Bei einem Verstärker, bei welchem eine negative Rückkopplung vorgenommen wird, ergibt sich somit
innerhalb des Hochfrequenzbandes eine relativ große Verzerrung.
Um derartige Verzerrungen zu vermeiden, ist es bekannt, eine Vorwärtsspeisung vorzunehmen. So wie dies in
F i g. i gezeigt ist, wird über eine Eingangsklemme 1 ein Signal einem Vorverstärker 2 zugeführt, dessen
Ausgangssignal einem Leistungsverstärker 3 zugeleitet wird. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3
wird über einen negativen Rückkopplungspfad 5 dem Eingang des Vorverstärkers 2 zugeführt. Der Ausgang des
Leistungsverstärkers 3 wird über eine Impedanz 6 einer Last 7 zugeführt. Die Anordnung ist dabei derart
getroffen, daß die an den Eingängen des Leistungsverstärkers 3 vorhandenen Verzerrungskomponenten über
einen als Stromverstärker ausgebildeten Zusat/verstärker 4 dem Verbindungspunkt zwischen der Impedanz 6
und der Last 7 zugeführt werden, wobei es zu einer Signaladdierung kommt. Auf diese Weise wird versucht, die
Verzerrung des Leistungsverstärkers 3 zu kompensieren. Es zeigt sich jedoch, daß bei der in F i g. 1 dargestellten
bekannten Anordnung die im Hochfrequenzband des Ausgangssignals des Leistungsverstärkers 3 auftretende
Verzerrung nicht eliminiert werden kann. Da der Leistungsverstärker 3, welcher durch die Ausgangssignale des
als Stromverstärker ausgebildeten Zusatzverstärkers kompensiert wird, ein Spannungsverstärker ist, ergibt sich
ferner die Notwendigkeit, daß der ausgangsseitige Kompensationsstrom des Zusatzverstärkers 4 sehr groß wird,
wenn die Impedanz der Last sehr klein ist. Da der bei der konventionellen Anordnung verwendete Zusatzverstärker
4 ein Stromverstärker ist, wird zugelassen, daß eine konstante Strommenge von demselben abgegeben
wird, so daß Impedanzänderungen der Last, welche beispielsweise aus Lautsprechern besteht, nicht durch
entsprechende Änderungen des Ausgangsstroms des Zusatzverstärkers 4 gefolgt werden können. Bei der in
F i g. 1 dargestellten bekannten Anordnung kann somit keine zufriedenstellende Kompensierung der an den
Ausgängen da Leistungsverstärkers 3 auftretenden Verzerrungen vorgenommen werden.
Es ist ferner bereits eine Schaltanordnung bekannt (siehe US-PS 39 70 953, F i g. 2), bei welcher zwei Verstärker
in Kaskadenkonfiguration angeordnet sind, wobei das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers sowohl zu
dem Eingang des ersten Verstärkers wie auch zum Eingang des zweiten Verstärkers geleitet wird. Das Eingangssignal
des zweiten Verstärkers wird dabei über einen ersten Widerstand an einen Verbindungspunkt zwischen
der Last und einem mit dem Ausgang des zweiten Verstärkers verbundenen zweiten Widerstand zugeführt,
wobei sich erne Signaladdition ergibt. Bei dieser Anordnung ergibt sich eine Aufhebung der Verzerrung, solange
die Schaltelemente so gewählt sind, daß der Brückenkreis abgeglichen ist. Es zeigt sich jedoch, daß bei der
bekannten Anordnung eine Verzerrung mit einer Sekundärcharakteristik von 12 dB/OCT innerhalb der Verstärker
nicht durch die Primärcharakteristik von 6 dB/OCT innerhalb des Brückenabgleichkreises ausgeglichen
werden kann. Dabei ist es bekannt, daß bei Verstärkern der Verstärkungsfaktor mit einem Wert von mehr als
6 dB/OCT, beispielsweise 12 dB/OCT abfällt, was beispielsweise durch Streukapa?.itäten und die Eingangskapazität
der einzelnen Schaltkreise bewirkt wird. Da in dem betreffenden Fall einerseits zwischen dem Eingang des
zweiten Verstärkers und der Last und andererseits zwischen dem Ausgang des zweiten Verstärkers und der Last
Widerstände verwendet werden, wird bei der Kompensation der in dem Ausgangssignal des zweiten Verstärkers
vorhandenen Verzerrung die Frequenzcharakteristik nicht berücksichtigt.
Es ist ferner eine Schaltanordnung bekannt (siehe US-PS 39 70 953, Fig.3), bei welcher zwischen dem
Ausgang eines zweiten Verstärkers und der Last eine Induktanz vorgesehen ist, während zwischen dem Eingang
des zweiten Verstärkers und der Last ein Widerstand vorhanden ist. Dabei nimmt das Signal zur Kompensation
der Verzerrung innerhalb des zweiten Verstärkers, d. h. die Größe der Vorwär.sspeisung nur mit einem Wert
von etwa 6 dB/OCT zu.
Es ergibt sich somit, daß in keinem der Ausführungsbeispiele der erwähnten US-PS innerhalb des Hochfrrquenzbandes
ein Abfall der Verstärkungscharakteristik mit einem Wert von 12 dB/OCT. so wie er bei praktischen
Verstärkern auftritt, kompensiert werden kann bzw. die Verzerrungscharakteristik mit ebensolchem Wert
erhöht werden kann. Der Vorwärtsspeisungseffekt in bezug auf die Signalfrequenz kann nämlich nur an einem
Frequenzpunkt Erreicht werden, bei weichein die Frequenzcharakteristik-Kurven von !2dB/OCT und 6dB/
OCT einander kt-euzer., jedoch nicht an Frequenzpunkten, die außerhalb davon liegen. Eine Verzerrungskompensation
wird dabei praktisch innerhalb des Hochfrequenzbandes nicht erreicht.
Zur Erzielung eines Brückenabgleiches ist es ferner notwendig, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers
unendlich groß gemacht wird, wobei es sich jedoch zeigt, daß in der Praxis nur begrenzte Verstärkungsfaktoren
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