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Die Erfindung betrifft eine Verstärkereinrichtung, umfassend wenigstens einen Operationsverstärker, wobei dem Eingang des Operationsverstärkers ein Transformator vorgeschaltet ist und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers oder ein aus diesem erzeugtes Signal über einen Pfad mit einem vorbestimmten Widerstand wieder an den Eingang des Operationsverstärkers rückgekoppelt ist.
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Operationsverstärker und Verstärkereinrichtungen mit Operationsverstärkern sind weit verbreitet in Nachrichtentechnik, Akustik und Sensortechnologie. Im Sinne optimaler Signalübertragung bei der Verstärkung muss zum einen eine Impedanzanpassung vorgenommen werden. Mit Impedanzanpassung bezeichnet man den Vorgang, die Quellimpedanz und die Impedanz eines Verbrauchers einander anzupassen, da damit die Leistungsübertragung maximiert wird und Reflektionen am Verbraucher minimiert werden. Zum anderen soll der Rauschfaktor N möglichst minimiert werden (Rauschanpassung). Dieser ergibt sich aus dem Quotienten des Eingangs-Signal-to-Noise-Ratios (Eingangs-SNR) und des Ausgangs-SNRs und gibt damit die Reduktion des SNRs an. Aus dem Rauschfaktor berechnet sich die gängige Rauschzahl zu NF = 10·logN. Da sich die Rauschzahl von der dem Operationsverstärker angebotenen Quellimpedanz abhängig zeigt, findet sich bei der Auslegung der Verstärkereingangsbeschaltung nicht zwingend ein gemeinsames Optimum für beide Qualitätskriterien.
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Dabei ist zwischen zwei Kenngrößen des Operationsverstärkers streng zu unterscheiden. Der so genannte Kleinsignaleingangswiderstand gibt den differentiellen widerstand zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers wieder und ist im Idealfall unendlich groß. Dieser Widerstand wird in der Impedanzanpassung an die Quellimpedanz (meist 50 Ohm) angepasst.
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Davon zu unterscheiden ist der so genannte äquivalente Rauscheingangswiderstand, der sich aus dem Quotienten der Rauschspannungsdichte und der Rauschstromdichte der äquivalenten Ersatzquellen des Operationsverstärkers ergibt. Diese Größe liegt meist im kΩ-Bereich und ist kein wirklich messbarer Widerstand, sondern gibt letztendlich einen Anpassungswert an andere Widerstände im System wieder. Ein hiervon stark abweichender Innen-Widerstand der Quelle verursacht ein hohes Rauschen und damit eine hohe Rauschzahl.
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In der einfachsten bekannten Methode zur Impedanzanpassung wird das Eingangssignal des Operationsverstärkers bei einer Quellimpedanz von 50 Ω über einen weiteren 50 Ω-Widerstand mit Masse verbunden, womit eine Anpassung des Kleinsignaleingangswiderstands vorgenommen ist. Da bei typischen Verstärkern der äquivalente Rauscheingangswiderstand jedoch im kΩ-Bereich liegt, so dass die Werte um Größenordnungen voneinander abweichen und zudem der Abschlusswiderstand einen zusätzlichen Rauschbeitrag liefert, wird eine sehr große Rauschzahl erzeugt.
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Eine Verstärkereinrichtung zur gleichzeitigen Leistungs- und Rauschanpassung ist im Datenblatt zum Operationsverstärker CLC425 der Firma National Semiconductor Corporation, 2900 Semiconductor Drive, Santa Clara, California, 95051 U. S. A., vorgeschlagen (National Semiconductor CLC425 Ultra Low Noise Wideband Op Amp, 8. Mai 2001, im Internet verfügbar). Die Anpassung an die Quellimpedanz wird dabei über eine resistive Rückkopplung des Verstärkerausgangssignals auf den Verstärkereingang erreicht. Diese aktive Art der Anpassung vermeidet die oben beschriebene Zwangsanpassung über den rauschbehafteten Terminierungswiderstand am Verstärkereingang und führt somit zu einer reduzierten Rauschzahl des Verstärkers. Zur Rauschanpassung ist der Schaltung ein Transformator vorgeschaltet. Die für die negative Rückkopplung notwendige Signalinvertierung wird in der vorgeschlagenen Anordnung im Signalausgangspfad über einen aktiven Funktionsblock (Inverter) realisiert. Diese Verstärkereinrichtung weist jedoch einige Nachteile auf. Durch die Verwendung des Inverters tritt in demselben eine Verlustleistung auf. Zudem benötigt der Inverter als zusätzliches Bauteil einen gewissen Raum. Schließlich stellt der Inverter als aktives Element selbst eine Rauschquelle dar, was die Rauschzahl weiter verschlechtert.
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Aus der
DE 3023151 A1 und
EP 157187 B1 sind Verstärkerschaltungen mit einer Rückkopplung über einen Transformator bekannt.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkereinrichtung mit Operationsverstärker zu schaffen, die eine verbesserte Rauschzahl bei gleichzeitiger Impedanzanpassung ermöglicht.
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Die Aufgabe wird durch eine Verstärkereinrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
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Zur Lösung dieser Aufgabe ist bei einer Verstärkereinrichtung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß vorgesehen, dass das Rückkopplungssignal vor dem Eingang des Transformators rückgekoppelt ist, wobei der Transformator signalinvertierend ausgestaltet oder verschaltet ist.
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Auch mit Hilfe dieser Schaltung ist eine simultane Rausch- und Impedanzanpassung durch die gleichzeitige Verwendung eines Transformators zur Rauschanpassung und eines Rückkopplungspfades zur Impedanzanpassung möglich. Im Unterschied zum Stand der Technik schlägt die vorliegende Erfindung jedoch vor, die Signalinvertierung passiv und damit rauscharm über den bereits zur Rauschanpassung eingesetzten Transformator vorzunehmen. Die Signalinvertierung findet also im Signaleingangspfad statt. Es ist also keine Signalinvertierung auf dem Rückkopplungspfad vorgesehen, diese findet erst durch den Transformator statt. Vorteilhafterweise entfällt somit das rauscherzeugende und platz- sowie leistungsintensive aktive Inverterelememt sowie dessen Rauschen. Ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Verstärkereinrichtung ist, dass die Rückkopplung auf den Verstärkereingang über den Transformator hinweg stattfindet. Dadurch wird das Zusatzrauschen noch weiter minimiert.
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In weiterer Ausgestaltung der Erfindung können zwei Operationsverstärker vorgesehen sein, die durch den zur Aufspaltung des Signals in zwei Teilsignale ausgebildeten Transformator angesteuert werden und einen Gegentaktverstärker bilden. Diese Anordnung verbindet auf einfache Weise die genannten Vorteile mit denen eines Gegentaktverstärkers und eignet sich daher besonders für verzerrungsarme Anwendungen, deren Nutzfrequenzbereich sich über mehr als eine Oktave erstreckt. Beispiele für solche Verstärkereinrichtungen sind Breitbandverstärker, Empfänger-Zwischenfrequenzverstärker oder HiFi-Audioverstärker. Ein Gegentaktverstärker ermöglicht eine Unterdrückung der geradzahligen Verzerrungsprodukte (geradzahlige Harmonische). Zudem muss jeder einzelne Verstärker nur jeweils die Hälfte der Ausgangsleistung liefern.
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Dabei kann dem Gegentaktverstärker ein zweiter Transformator zur Zusammenführung der verstärkten Teilsignale nachgeschaltet sein. Zusätzlich zur Zusammenführung der Teilsignale bietet der weitere Transformator über die Variation des Übersetzungsverhältnisses noch den Vorteil eines weiteren Freiheitsgrades bei der Optimierung. Die Windungszahl des ersten Transformators wird durch die Rauschanpassung bestimmt. Durch den zusätzlichen Freiheitsgrad kann auch bei niedrigen Verstärkungsfaktoren ein praktikables Übersetzungsverhältnis des Eingangstransformators gefunden werden, ohne die Vorgabe eines Verstärkungsfaktors ≥ 1 zu verletzen.
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Da bei einem Gegentaktverstärker eine Leistungsteilung zwischen beiden Operationsverstärkern stattfindet und das Signal des zweiten Operationsverstärkers eine Phasenverschiebung von 180° aufweist, entspricht der Spannungsverlauf des Teilsignals am Ausgang des ersten Operationsverstärkers dem Spannungsverlauf im Signaleingangspfad, so dass es möglich ist, entweder nur ein verstärktes Teilsignal rückzukoppeln oder die zusammengeführten verstärkten Teilsignale rückzukoppeln, so der zweite Transformator vorgesehen ist. Der Widerstand im Rückkopplungspfad muss dabei gegebenenfalls anders dimensioniert werden.
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Soll die Verstärkereinrichtung unmittelbar an eine symmetrisch belastbare Vorrichtung anschließbar oder angeschlossen sein, so ist ein zweiter Transformator zur Zusammenführung der Signale nicht notwendig und es kann ein verstärktes Teilsignal, nämlich in Abhängigkeit des Wicklungssinns des Eingangstransformators entweder das des phasenverschobenen oder das des nicht phasenverschoben arbeitenden Operationsverstärkers, rückgekoppelt sein. Dabei ist vorzugsweise das nichtrückgekoppelte verstärkte Teilsignal über einen Lastwiderstand mit Masse verbunden. Dadurch wird eine gleiche Belastung beider Teilsignalpfade erreicht.
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Weitere Vorteile und Einzelheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus den im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispielen sowie anhand der Zeichnungen. Dabei zeigen:
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1 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkereinrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel mit eingetragenen Ersatzrauschquellen,
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2 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkereinrichtung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel als Gegentaktverstärker mit zweitem Transformator und eingetragenen Ersatzrauschquellen,
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3 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkereinrichtung gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel in der Ausführung als Gegentaktverstärker zum Anschluss an einen symmetrisch speisbaren Verbraucher mit eingetragenen Ersatzrauschquellen und
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4 das Schaltbild einer Verstärkereinrichtung gemäß dem Stand der Technik, und
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5 das komplette Ersatzschaltbild einer erfindungsgemäßen Gegentakt-Verstärkereinrichtung mit einer Spannungsverstärkung von 8 dB.
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1 zeigt einen Schaltplan einer Verstärkereinrichtung
1 gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dabei ist ein mit seiner Spannungsverstärkung G
n bezeichneter Operationsverstärker
2 vorgesehen, dessen Ersatzrauschquellen
3 eine Rauschspannungsdichte e
Gn bzw. Rauschstromdichte i
Gn aufweisen. Zur Rauschanpassung ist dem Operationsverstärker
2 ein mit einem Windungszahlverhältnis von 1:n ausgestalteter Transformator
4 vorgeschaltet. Wie
1 leicht zu entnehmen ist, ist dieser invertiert beschaltet, wirkt also zusätzlich signalinvertierend. Vom Ausgang des Verstärkers
2 wird das Ausgangssignal über einen Pfad
5 mit einem vorbestimmten Widerstand R
F und dessen mit der Rauschspannungsdichte e
RF bezeichneten Ersatzrauschquelle vor dem Eingang des Transformators
4 rückgekoppelt. Mit R
S ist die Quellimpedanz bezeichnet, mit e
RS die Rauschspannungsdichte der zugehörigen Ersatzrauschquelle. Der Impedanzabgleich wird in der mit Z
IN bezeichneten Ebene vorgenommen. Sind die Rauschspannungsdichte e
Gn und die Rauschstromdichte i
Gn nicht von der Verstärkung G
n abhängig, so können mit Hilfe der Gesetze der Elektrotechnik mathematische Ausdrücke für die minimale Rauschzahl NF
min und das ideale Wicklungsverhältnis n
opt des Transformators
4 exakt angegeben werden. Wird die Gesamtverstärkung der Verstärkereinrichtung
1 mit G
v bezeichnet, so ergibt sich die minimale Rauschzahl in der Anordnung nach
1 zu: Gleichung (1)
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Diese minimale Rauschzahl stellt sich ein bei: Gleichung (2)
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2 zeigt mit der Verstärkereinrichtung 6 ein zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, worin zwei gleichartige Operationsverstärker 7, 8 mit der Spannungsverstärkung Gn durch den signalaufspaltenden Transformator 9 mit dem Wicklungsverhältnis 1:(n1 + n1) angesteuert werden, so dass sich ein Gegentaktverstärker ergibt. Zur Zusammenführung der Teilsignale ist ein zweiter Transformator 10 mit dem Wicklungsverhältnis (n2 + n2):1 vorgesehen. Das Ausgangssignal des zweiten Transformators 10 wird über einen Pfad 11 mit dem Widerstand RF2 wiederum vor dem ersten Transformator 9 rückgekoppelt. Wie 2 zu entnehmen ist, ist der erste Transformator 9 wiederum signalinvertierend beschaltet. Mit RS ist wiederum die Quellimpedanz bezeichnet. Auch die Bezeichnung der entsprechenden Ersatzrauschquellen wurde aus 1 entsprechend übernommen. Der am zweiten Transformator 10 angeschlossene Widerstand RX verbraucht die Leistung der geradzahligen Harmonischen und muss dementsprechend dimensioniert werden.
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Auch zum zweiten Ausführungsbeispiel lassen sich unter Zuhilfenahme der Gesetze der Elektrotechnik mathematische Ausdrücke für die minimale Rauschzahl und das optimale Windungsverhältnis des ersten Transformators
9 herleiten. Im zweiten Ausführungsbeispiel ergibt sich für die minimale Rauschzahl wiederum: Gleichung (3)
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Die minimale Rauschzahl stellt sich ein bei folgender idealer Wicklungszahl des ersten Transformators
9: Gleichung (4)
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3 zeigt schließlich mit der Verstärkereinrichtung 12 ein vereinfachtes drittes Ausführungsbeispiel mit einem Gegentaktverstärker zum direkten Anschluss an einen symmetrisch speisbaren Verbraucher. Der zweite Transformator ist hier entfallen, der Ausgang des oberen Operationsverstärkers 13 Outsym+, und der Ausgang des unteren Operationsverstärkers 14, dessen Signal um 180° phasenverschoben ist, Outsym– dienen direkt als Anschlüsse des symmetrisch speisbaren Verbrauchers. Die übrigen Bezeichnungen sind dieselben wie in 2. Hier ist allerdings direkt das Ausgangssignal des oberen Operationsverstärkers 13 vor dem Eingang eines Transformators 15 über den Widerstand RF2 im Pfad 16 rückgekoppelt. Um eine symmetrische Belastung beider Operationsverstärkerausgänge zu erreichen, ist zusätzlich der Widerstand RXX vorgesehen, der entsprechend dimensioniert ist. Für die minimale Rauschzahl und das optimale Verhältnis der Wicklungen des Transformators 15 ergeben sich dieselben Ausdrücke, die schon mit Gleichung (3) und (4) benannt wurden.
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4 zeigt das Schaltbild einer zum Vergleich dienenden Verstärkereinrichtung 17, wie sie dem Stand der Technik gemäß dem Datenblatt der Firma National Semiconductor Corporation, 2900 Semiconductor Drive, Santa Clara, California, 95051 U. S. A., zum Operationsverstärker CLC425 beschrieben ist. Dabei ist einem Operationsverstärker 18 ein weiteres aktives Element, ein Inverter 19, nachgeschaltet. Dessen Ersatzrauschquelle 20 erzeugt die Rauschspannungsdichte einv. Das Ausgangssignal des Inverters 19 wird über einen Pfad 21 mit einem Widerstand RF mit Rauschspannungsdichte eRF vor den Eingang des Operationsverstärkers 18 rückgekoppelt, also nach dem zur Rauschanpassung vorgesehenen Transformator 22. Gegenüber diesem nachteiligen Stand der Technik lässt sich die Verbesserung, die durch die vorliegende Erfindung erzielt wird, mit Hilfe von Faktoren a und b, um die sich die durch die Rauschspannungsdichten eGn und eRF verursachten Rauschleistungsdichten NPD (Noise Power Density) am Ausgang des Verstärkers vermindern, angeben.
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Diese sind Funktionen der Spannungsverstärkung G und des Transformatorwicklungsverhältnisses n. Gleichung (5)
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Aus Gleichung (5) lässt sich berechnen, bei welchen Spannungsverstärkungen G
V (a min) der Faktor a minimal wird und welchen Wert er dort einnimmt. Beispiele sind Tabelle 1 zu entnehmen, woraus sich erkennen lässt, dass der Rauschbeitrag vermindert wird. Tabelle 1
| n | Gv (a min) [dB] | a |
| 1 | n. a. | 1 |
| 2 | 6,02 | 0,79 |
| 3 | 7,78 | 0,69 |
| 4 | 9,03 | 0,63 |
| 5 | 10 | 0,592 |
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Für den Faktor b ergibt sich: Gleichung (6)
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Wie leicht zu erkennen ist, geht der Faktor b für große GV wie 1/n.
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Die Gesamt-Rauschleistungsdichte der Verstärkereinrichtung ergibt sich durch eine leistungsgewichtete Addition der einzelnen Beiträge. Die Verringerung dieses Wertes und damit der Rauschzahl hängt somit von der relativen Leistungsverteilung der einzelnen Rauschbeiträge ab. Eine allgemein gültige Angabe der Rauschzahlverringerung kann daher nicht hergeleitet werden, zumal der Rauschbeitrag des im Stand der Technik gemäß 4 vorgeschlagenen Inverters 19 unter Umständen eine bedeutende Rolle spielt.
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5 zeigt das komplette Schaltbild inklusive Ersatzrauschquellen für eine Verstärkereinrichtung 23 gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Es handelt sich um eine Gegentakt-Verstärkereinrichtung mit einer Gesamtspannungsverstärkung GV = 8 dB. Die Kenngrößen der Schaltung sind die Folgenden:
RS = 50 Ω, GV = 8 dB, NF = 2,4 dB, n1 = 3, n2 = 2, RF1 = 100 Ω, RF2 = 176 Ω, RG = 148 Ω.
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Um bei dem ersten Transformator 24 das Wicklungsverhältnis n1 = 3 realisieren zu können, ohne die Bedingung Gn = > 1 (jeweilige Verstärkung der Einzelverstärker 25, 26) zu verletzen, muss die Spannungsverstärkung, die sich alleine durch die Transformation ergibt, herabgesetzt werden, indem n2 = 2 für den zweiten Transformator 27 gewählt wird. Die Spannungsverstärkung der Operationsverstärker 25, 26 beträgt dann jeweils Gn = 4,5 dB.
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Aus den Gleichungen (1) und (3) sowie der entsprechenden Gleichung für die Verschaltung gemäß
4 können Rauschzahlen für ein praktisches Beispiel berechnet werden. Bei einer Verstärkereinrichtung mit einer Spannungsverstärkung von 8 dB und unter Verwendung eines sehr rauscharmen Operationsverstärkers (im Beispiel das Modell AD 797 von Analog Devices, Inc., P. O. Box 9106, Norwood, MA 02062-9106 U. S. A.) ergeben sich die in Tabelle 2 dargestellten Rauschzahlen (i
Gn und e
Gn ergeben sich aus den entsprechenden Datenblättern des AD 797). Tabelle 2
| Erstes Ausführungsbeispiel (Fig. 1) | NF = 4,0 dB |
| Drittes Ausführungsbeispiel (Fig. 5) | NF = 2,4 dB |
| Stand der Technik (Fig. 4) | NF = 6,8 dB |
| Stand der Technik (Fig. 4), Rauschbeitrag des Inverters vernachlässigt | NF = 4,8 dB |
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Bei der Berechnung der Rauschzahl der Anordnung nach dem Stand der Technik gemäß 4 wurde für den Widerstand des Inverters 17 ein Wert von 100 Ω zugrunde gelegt. Eine weitere Reduzierung dieses Wertes würde eine minimale Verringerung des Inverterrauschbeitrages zur Folge haben, doch steigt dabei auch die Belastung der Operationsverstärker, was negative Auswirkungen auf die Slew Rate, die Verzerrung des Ausgangssignals und den Stromverbrauch hätte.
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Wie aus Tabelle 2 hervorgeht, ergibt sich sogar ein Vorteil gegenüber der (natürlich nicht realisierbaren) Variante, in der ein rauschfreier Inverter verwendet würde.
