DE3023151A1

DE3023151A1 - Vorverstaerker

Info

Publication number: DE3023151A1
Application number: DE19803023151
Authority: DE
Inventors: George Andre Cavigelli; Thomas Kipling Naylor
Original assignee: American Optical Corp
Current assignee: Warner Lambert Co LLC
Priority date: 1979-06-28
Filing date: 1980-06-20
Publication date: 1981-01-22
Also published as: GB2053607A; CA1135804A; GB2053607B; US4255769A; JPS566509A; FR2460520A1

Description

PATENTANWALT-DR. HERMANN O. TH. DIEHL-ßlPLOMPHYSIKER D-8000 MÖNCHEN 19 - FLOGGENSTRASSE 17-TELEFON=089/177061

A 1362-D

Anmelder:

American Optical Corporation

Southbridge, Massachusetts / USA

Vorverstärker

030064/0731

Postscheckkonto München Nr. 948 54-807 Reuachelbank München (BLZ 700 303 00) Konto Nr. 423.11343 Telex 5215145 Zeus Telegrammadresse/Cable Adress: Zeuspatent

PATENTANWALT-DR. HERMANN O. TH. DIEHL DIPLOMPHYSIKER D-8000 MÖNCHEN 19 - FLÖGGEN S-T RASSE 17 ■ TE LE FO N: O 8 9/17 70 61

Jf

Anmelder:

American Optical Corporation,

Southbridge, Massachusetts / USA

Vorvers tärker

Die Erfindung betrifft einen Vorverstärker und insbesondere einen rauscharmen Vorverstärker für in einem Wiedergabekopf erzeugte Signale.

Magnetbänder, die EKG- und andere biologische Daten enthalten, werden mit erhöhten Geschwindigkeiten beim Signalverlauf-Überwachen/Analysieren einschließlich Holter-Abtasten rückgespielt. Insbesondere werden die Bänder mit 60 X und 120 X rückgespielt. In einem menschliehen EKG-Signal liegt der interessierende Echtzeit-Frequenzbereich im allgemeinen zwischen ca. 0,03 Hz und 130 bis 140 Hz; jedoch liegt das untere Ende dieses Frequenzbereichs für 60 X bei ca. 1,8 Hz, und das obere Ende

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Postscheckkonto München Nr. 948 54-807 Reuachelbank München (BLZ 700 303 00) Konto Nr. 423.11343 Telex 5215145 Zeus Telegrammadresse/Cable Adress: Zeuspatent

dieses Bereiches für 120 X liegt bei ca. 16 kHz. Insbesondere sind die Signalspannungen, die in einem Band-Wiedergabekopf erzeugt werden, über den das Magnetband verläuft, sehr klein, wobei die tatsächliche Signalspannung in der Größenordnung von Mikrovolt liegt und - was bedeutender ist - eine Funktion der Frequenz ist, mit der sich das Signal ändert, wenn es am Kopf vorbeiläuft. D.h., infolge des beim Wiedergabekopf auftretenden relativ weiten Frequenzbereiches (d.h. 1,8 Hz bis 16 kHz) weicht die sich ergebende Signalspannungsverstärkung stark vom unteren Ende des Frequenzbereiches zum oberen Ende ab, wobei die kleinere Signalspannungsverstärkung am unteren Ende des Frequenzbereiches und die größere Spannungsverstärkung entsprechend am oberen Ende des Frequenzbereiches auftreten.

Es wird bevorzugt, daß die Verstärkung des entwickelten Signales nach Einspeisung in verschiedene Analysier- und/oder Überwachungsschaltungen eine relativ gleichmäßige Größe über dem Frequenzbereich aufweist. Während die vom Wiedergabekopf abgeleiteten Signale einem Verstärker oder einer Reihe von Verstärkern zugeführt werden können, die die notwendige Verstärkung insbesondere am unteren Ende des Frequenzbereiches liefern, tritt eine weitere Schwierigkeit durch die Auswirkungen des Rauschens auf, das jeder derartigen Verstärkungsschaltung eigen ist. D.h., es gibt ein sogenanntes 1/f-Rauschen, das in der Konzentration zunimmt, wenn die Signalfrequenz abnimmt, und es sei daran erinnert, daß bei so niederen Frequenzen die im Wiedergabekopf entwickelte Signalspannung gewöhnlich die kleinste ist. Dies führt daher zu einer Situation, in der der Rauschabstand insbesondere am unteren Frequenzende des Bandbreitenspektrums nicht annehmbar ist.

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Zur Erzielung eines linearen Ansprechens über dem Frequenzbereich werden bisher mehrere wählbare Integrierer verwendet, die mit dem Ausgang eines Vorverstärkers verbunden sind, der seinerseits an den Ausgang des Band-Wiedergabekopfes angeschlossen ist. Der Verstärker besteht notwendigerweise aus mehreren stabilisierten Verstärkereinheiten, die in Kaskade geschaltet sind, um die erforderliche Verstärkung und Bandbreite zu ergeben, worauf sich der für einen bestimmten Frequenzbereich gewählte Integrierer anschließt, der das Verstärker-Ausgangssignal mit zunehmender Frequenz dämpft. Diese Anordnung ist jedoch aufwendig, kompensiert nicht vollständig die Auswirkungen eines 1/f-Rauschens, das in der Verstärkerschaltung vorhanden ist, kann sich von einer transienten oder kurzzeitigen überlast nur langsam erholen und kompensiert nicht die Streukapazität des Kopfes und der Verdrahtung.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, für in einem . Wiedergabekopf erzeugte Signale eine Verstärkerschaltung einschließlich des Wiedergabekopfes anzugeben, die ein relativ lineares Ansprechen über einem weiten Frequenzbereich liefert und durch 1/f-Rauschen im unteren Teil der Signalbandbreite relativ unbeeinflußt ist.

Diese Aufgabe wird bei einem Vorverstärker nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnendem Teil angegebenen Merkmale gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Patentansprüchen 2 bis 18. 35

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Erfindungsgemäß ist also ein Vorverstärker für Kleinsignalspannungen vorgesehen, die in einem induktiven Wiedergabekopf durch die Relativbewegung eines magnetischen Aufzeichnungsmediums, wie z.B. eines Bandes,

mit darauf aufgezeichneten Signalen erzeugt werden, das neben dem Wiedergabekopf verläuft. Der Vorverstärker umfaßt eine Verstärkereinrichtung, deren Ausgang bezüglich des Einganges umgekehrt oder invertiert ist, und eine vom Ausgang mit dem ELngang des Verstärkers verbundene Rückkopplungsschaltung, um einen vollständigen Integrierer zu liefern, der Amplitudenschwankungen löscht,.die auf Änderungen in der Bandgeschwindigkeit beruhen. D.h., die Impedanz der Rückkopplungsschaltung und die Impedanz der zum Verstärker ausgedehnten Signalquelle sind so eingestellt, daß das Ausgangssignal des Verstärkers das Integral der im induktiven Kopf über einem weiten Frequenzband erzeugten Spannung ist. Insbesondere umfaßt die Rückkopplungsschaltung eine Kapazität und einen Widerstand und die Signalquelle weist .die Induktivität und den Widerstand des Wiedergabekopfes auf.

Zusätzlich hat der Vorverstärker einen Transformator zwischen dem Wiedergabekopf und dem Verstärkerausgang zum Anpassen der Signalleistung an die Rauschleistung. Weiterhin dient eine betriebsmäßig mit dem Transformator verbundene Schaltungseinrichtung zum Ausdehnen des Frequenz-Ansprechbereiches über den Bereich hinaus, der gewöhnlich einem derartigen Transformator eigen ist. Insbesondere dehnt eine Überbückungskapazität den oberen Frequenz-Ansprechbereich des Signalübertragungssystems aus. Weiterhin ist der Transformator vorzugsweise ein Spartransformator, um die Gesamtabmessung des Transformators wirtschaftlich zu machen und weiterhin eine Ausdehnung von Nieder- und Hochfrequenz-Signalen für den Verstärker zu erlauben.

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Eine Grundlinien-Wiederherstellungsschaltung mit einer vorgespannten Schalteinrichtung zur Steuerung eines nichtlinearen Widerstands-Dämpfungsgliedes dient dazu, eine Grundlinien-Versetzung möglichst klein zu machen und/oder rasch den Skalenendwert überschreitende Signalpegel auf einen annehmbaren Pegel zurückzuführen.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung nachfolgend beispielsweise näher erläutert. Es zeigen: 10

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines

herkömmlichen Wiedergabe-Vorverstärkers,

Fig. 2 eine Darstellung eines Wiedergabekopf-Signales und eines Verstärker-Rauschens

in Abhängigkeit von der durch die Wiedergabegeschwindigkeit bestimmten Frequenz,

Fig. 3 eine schematische Darstellung des erfindungsgemäßen Wiedergabe-Vorverstärkers,

Fig. 4 eine schematische Darstellung eines anderen Ausführungsbexspiels des erfindungsgemäßen Wiedergabe-Vorverstärkers, und 25

Fig. 5 ein Schaltbild des erfindungsgemäßen Wiedergabekopf-Vorverstärkers .

Fig. 1 zeigt schematisch einen herkömmlichen Vorverstärker, der einem Wiedergabekopf für magnetische Aufzeichnungsmedien zugeordnet ist, wie z.B. einem Magnetband, das insbesondere beim Rückspielen oder Wiedergeben von Holter-Elektrokardiographie-(EKG)-Aufzeichnungen verwendet wird. Insbesondere erfolgen derartige Holter-Aufzeichnungen mit sehr langsamer Geschwindigkeit, wobei eine einzige Kassette gewöhnlich 24 Stunden von

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EKG-Signalen eines Patienten enthält. Weiterhin wird das Band» insbesondere für ein Eingangssignal in einen Elektronenstrahlztöhren-Abtaster und/oder ein anderes Sichtgerät, eine analytische und/oder Aufzeichnungsanlage,wesentlich rascher rückgespielt oder wiedergegeben als aufgezeichnet. Rückspielgeschwindigkeiten des 60- bis 120-fachen Wertes der Aufzeichnungsgeschwindigkeiten sind typisch.

Ein Wiedergabekopf ist in Fig. 1 durch einen Block
10 angedeutet und umfaßt insbesondere eine Mehrwindungs-Induktionswicklung L mit einem inneren Reihenwiderstand r . Wenn das Band, auf dem EKG-Signale aufgezeichnet sind, relativ hinter den Wiedergabekopf

10 läuft, induziert es in der Wiedergabekopf-Schaltung eine Signalspannung, wie dies durch e in Fig. 1.. angedeutet ist. Selbstverständlich induziert ein bestimmtes aufgezeichnetes Signal, das am Wiedergabekopf 10 mit einer bestimmten Geschwindigkeit vorbeiläuft,

im Wiedergabekopf eine Signalspannung e einer bestimmten Größe, während die im Kopf 10 entwickelte
Signalspannung e bei rascherem Vorbeilaufen des Bandes am Kopf 10 eine größere Amplitude, jedoch eine kürzere Zeitdauer als für die geringere Geschwindigkeit hat.

Dies bedeutet tatsächlich, daß die im Wiedergabekopf 10 entwickelte Signalspannung die Ableitung des auf
dem Band aufgezeichneten Signales ist, wobei diese
Ableitung eine Funktion der Bandgeschwindigkeit nach dem Kopf ist.

Fig. 2 zeigt diese Beziehung, in der die Signalspan nung, die als ein konstanter Pegel auf dem Band aufgezeichnet wurde, zunimmt, wenn deren Frequenz und/
oder die Geschwindigkeit des Bandes nach dem Kopf 10 anwächst.

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Eine dem Wiedergabekopf IO und der Verdrahtung zugeordnete Kapazität C, tritt an der Wicklung L, dem Reihenwiderstand r, und der Spannungsquelle e auf und speist das Eingangssignal in den Verstärker 12 bei hoher Frequenz.

Bisher werden eine oder gewöhnlich mehrere Verstärkungsstufen 12 zum Verstärken des vom Wiedergabekopf 10 empfangenen Signales verwendet,· um den notwendigen Verstärkungsgrad für das Signal zu liefern. Da außerdem die Amplitude des Signales mit steigender Wiedergabe- oder Rückspxelgeschwindigkeit anwächst, und da das Ausgangssignal des Vorverstärkers so linear oder flach als möglich über dem interessierenden Frequenzbereich sein soll, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 12 relativ durch einen Integrierer 14 gedämpft, wenn die Frequenz ansteigt. Während dies zu einem im allgemeinen befriedigenden Ansprechen führen kann, erfordert es mehrere in Kaskade geschaltete Verstärker und/oder mehrere diskrete Integrierer, die einzeln lediglich für Frequenzbereiche kleiner als der gesamte interessierende Frequenzbereich geeignet sind und eine Auswahl aufgrund der Band-Rückspie!geschwindigkeit erfordern.

Bei der Analyse von menschlichen EKG-Signalen in einem System mit Hochgeschwindigkeits-Rückspielfaktoren von 60 X und 120 X wird das untere Ende des interessierenden Frequenzbereiches beim Rückspielen mit den hohen Geschwindigkeitswerten durch 60 χ 0,03 Hz = 1,8 Hz wiedergegeben, und das obere Ende des Frequenzbereiches wird durch 120 χ etwa 130 bis 140 Hz wiedergegeben, was ca. 16 kHz ergibt. Ein derartiger Bereich ist wenigstens 10 mal größer als der Bereich, der gewohnlich durch einen Ton- oder Niederfrequenzverstärker eingenommen wird, und somit erklärt sich der Bedarf für die Mehrverstärkerstufen 12 beim Stand der

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Technik. Der Ausdruck "weiter Bereich" wird hier verwendet, um einen Frequenzbereich zu bezeichnen, der etwas unter 2 Hz beginnt und sich nach oben bis 16 kHz oder darüber hinaus erstreckt.
5

Erfindungsgemäß ist anstelle der mehreren Verstärkungsstufen und der mehreren nachgeschalteten wählbaren Integrierer des Standes der Technik eine durch das Blockschaltbild der Fig. 3 dargestellte Vorver-Stärkungsschaltung angeordnet, in der sich der Ausgang des Wiedergabekopfes 10 zum Eingang eines Verstärkers 16 erstreckt und die außerdem eine bestimmte Gegenkopplung vom Ausgang des Verstärkers 16 zu dessen Eingang aufweist. D.h., die Impedanz der Rückkopplungsschaltung und die Impedanz der durch den Wiedergabekopf 10 dargestellten Signalquelle sind so gewählt, daß das Ausgangssignal des Verstärkers das Integral der im induktiven Kopf über einem weiten Frequenzband erzeugten Spannung ist. Der in Fig. 3 gezeigte Verstärker kann mehrere aktive und/oder .passive Verstärkungsstufen darstellen, wobei das Ausgangssignal bezüglich des EingangsSignales umgekehrt oder invertiert ist.

Üblicherweise wird in einer Verstärkerschaltung, die eine Gegenkopplung verwendet und in der der Eingangswiderstand durch Z, und die Gegenkopplungsimpedanz durch Z_? angegeben sind, die Ausgangsspannung als der negative Wert der Eingangsspannung multipliziert mit dem Verhältnis von Z„ zu Z dargestellt. Indem dies auf die vereinfachte Schaltung der Fig. für Eingangssignal-Frequenzen unter ca. 200 Hz ausgedehnt wird, wird die Rückkopplungsimpedanz im wesentlichen lediglich durch den Kondensator und die Eingangsimpedanz im wesentlichen lediglich durch den Wiedergabekopf-Widerstand r, dargestellt. Daher wird

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(rl·)

das Ausgangssignal durch den Ausdruck -e

T ,X^ in Z =r, () e 1 h

wiedergegeben, der weiter in r.C S in umgeformt werden kann. Dies ist - worauf hingewiesen werden soll - der Ausdruck für einen vollkommenen Integrator, der mit einer Konstanten, nämlich —^, multipliziert wird. Für Frequenzen größer als ca. 200 Hz wird die Rückkopplungsimpedanz im wesentlichen lediglich durch den Widerstand R dargestellt, und die Eingangsimpedanz wird durch die Induktivität L so dargestellt, daß für

die Ausgangsspannung e = -e. —r~ gilt/ was wieder-Tj ι ο xn LS

um gleich ^—(—Je. ist. Es ist zu ersehen, daß ii o 3-η

dieser Ausdruck ebenfalls einen vollkommenen Integrator darstellt, der mit einer Konstanten, nämlich —, multipliziert ist. Die integrierenden Wirkungen

Xj

dieser Schaltung sind im wesentlichen die gleichen über, bei und unter dem Bereich von 200 Hz, wenn —■= =

R ^"Ti

— vorliegt.

Lj

Somit kann der Vorverstärker als ein integrierender Vorverstärker bezeichnet werden, wobei die Integration mittels einer widerstands-kapazitiven Rückkopplungs-Schaltung und einer widerstands-induktiven Eingangsschaltung erfolgt. Die gewünschte integrierende Wirkung über dem Bereich von 2 Hz bis 16 kHz wird am besten erzielt (vgl. oben), indem r, C "gleich oder etwa gleich — gemacht wird. In den meisten Fällen werden

XV

die Werte der Kapazität C und des Widerstandes R durch die Induktivität L und den Innenwiderstand r, des

bestimmten, für eine Verwendung gewählten Wiedergabekopfes festgelegt.

Ein weiterer Vorteil liegt darin, daß die dem Wiedergabekopf 10 zugeordnete Kapazität C, nicht länger das Belasten oder Eingeben des Kopfes bei hohen Frequenzen beeinträchtigt, da dieser nunmehr praktisch beim Summierübergangspunkt am Eingang in den Verstärker 16 geerdet

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ist und daher einen vernachlässigbaren Strom aus dem Kopf 10 entnimmt.

Hinsichtlich eines anderen Gesichtspunktes der. Erfindung zeigt Fig. 2 die Auswirkungen eines 1/f-Rauschens abhängig von der Frequenz. Ein derartiges Rauschen tritt gewöhnlich in der Verstärkungsschaltung selbst eher als im Eingangssignal vor dessen Einspeisung in die Verstärkungsschaltung auf. Es ist zu beobachten, daß die Amplitude eines derartigen Rauschens in den niederen Frequenzbereichen so groß sein kann, daß sie die Stärke des Eingangssignales selbst überschreitet, was eine nicht annehmbare Situation hervorruft. Es wird gewöhnlich angestrebt, einen so großen Rauschabstand wie möglich zu haben, wobei die Signalamplitude wenigstens größer als diejenige des Rauschens ist. Entsprechend ist in der Schaltung der Fig. 4 ein Transformator 18 gezeigt, um die Signalspannung hinauf zu transformieren, ohne proportional ein hinauftransformiertes Spannungsrauschen . einzuführen, das durch einen aktiven Verstärker hervorgerufen würde. Jedoch führt die Verwendung des Transformators 18 zu einer Steigerung des Stromrauschens, das durch den aktiven Verstärker 20 eingeführt wird, der notwendig in der Schaltung zur Leistungsverstärkung vorhanden ist.

Es sei betont, daß in der vereinfachten Schaltung der Fig. 4 der Transformator 18 und der Verstärker 20 zusammen den Verstärker 16 der Fig. 3 aufweisen, und daß die Impedanz Z des Wiedergabekopfes 10 die Induktivität L und den Widerstand r von Fig. 3 umfaßt, wobei die Rückkopplungsschaltung der Fig. 3 in Fig. 4 weggelassen ist. In der Schaltung der Fig. 4 besitzt der Transformator 18 ein Aufwärtstransformier-Windungsverhältnis von N:l, d.h. von N. Der Verstärker 20 ist die Quelle einer Spannungsrauschkomponente, e und einer Strom-

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rauschkomponente i einschließlich des 1/f-Typs. Das durch den Wiedergabekopf 10 erzeugte Signal wird durch e dargestellt, und somit kann der Rauschabstand durch ausgedrückt werden. Die Komponente i Z stellt

+frT ausgedrückt werden. Die Komponente i η η 3^_e Rauschspannung dar, die durch das Stromrauschen i verursacht wird, das durch die Impedanz Z verläuft, wie wenn kein Transistor 18 vorhanden wäre. Jedoch bewirkt das Vorliegen des Aufwärtstransformators 18 mit einem Aufwärtstransformier-Verhältnis von N, daß die in der Sekundärseite auftretende Signalspannung einen Wert von N besitzt und die zur Sekundärseite reflektierte Spannungskomponente aufgrund des durch die Impe-

danz Z verlaufenden Stromrauschens i den Wert N Zi

η η

aufweist. Dieser letztere Ausdruck beruht auf der Tatsache, daß die auf der Sekundärseite des Transformators 18 ermittelte Impedanz Z durch das Quadrat des Windungsverhältnisses N gesteigert ist. Entsprechend ist der früher angegebene Rauschabstand S/N nun-

mehr ausdrückbar durch SIN= ^{Ne e}

e'+N^Zi e +Ni z" η η η η

N Aus diesem Ausdruck ist zu ersehen, daß mit steigendem Windungsverhältnis des Transformators 18 sich der lediglich auf dem Spannungsrauschen e_n beruhende Rauschabstand verbessert; jedoch ist weiterhin zu ersehen, daß eine derartige Zunahme im Windungsverhältnis eine entsprechende Steigerung in der Rauschspannung bedingt, die durch das Stromrauschen i hervorgerufen ist, wodurch die Signal-Rausch-Verstärkungversetzt wird. In Anbetracht dieser Analyse und entsprechend einem Gesichtspunkt der Erfindung sind die aktiven Schaltungselemente . des Verstärkers 20 so gewählt, daß sie in sich ein so kleines Stromrauschen i wie möglich besitzen. D.h., der aktive Verstärker 20 verwendet vorzugsweise Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFET), die eine insbesondere niedere Strom-Rausch-Kennlinie besitzen,

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sowie einen rauscharmen Operationsverstärker.

Entsprechend einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung, die in der weiter unten erläuterten Fig. 5 in Einzelheiten dargestellt ist, umfaßt der allgemeine Transformator 18 der Fig. 4 vorzugsweise einen Spartransformator, um Raumbedarf und Materialien wirtschaftlich zu gestalten und eine Niederfrequenz- und Hochfrequenz-Verbindung zwischen dem Wiedergabekopf 10 und der nachgeschalteten Verstärkungsschaltung vorzusehen. Bei oder in der Nähe von einem Gleichstrom werden die Primärseite und die Sekundärseite des Spartransformators verbundene Widerstände. Bei hohen Frequenzen, wo das Ansprechen eines herkömmlichen Transformators stark verschlechtert ist, weist der Spartransformator wenigstens eine Einheitsverstärkung bzw. einen Verstärkungsfaktor 1 auf.

Im folgenden wird auf die Schaltung der Fig. 5 Bezug genommen, die ein ausführliches und spezielles Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Integrier-Vorverstärkers zeigt und in der' die Merkmale und Prinzipien der oben erläuterten verallgemeinerten Ersatzschaltungen ausgeführt sind. Der Wiedergabekopf 10 und der gesamte Vorverstärker 16 in Fig. 5 entsprechen genau den mit den gleichen Bezugszeichen versehenen Bauteilen der Fig. 3. Der Spartransformator 18' der Fig. 5 entspricht allgemein dem Transformator 18 der Fig. 4. Weiterhin entsprechen Widerstände R

l gemein dem Widerstand R bzw. der Kapazität C von Fig.

und R₀ sowie Kondensatoren C und C der Fig. 5 all-

Wenn ein EKG-Signale von einem Patienten enthaltendes (nicht gezeigtes) Magnetband rasch nach bzw. hinter den Wiedergabekopf 10 transportiert wird, d.h., mit der 60-oder 120-fachen Geschwindigkeit wie beim Aufzeichnen , so wird eine EKG-Signalspannung a in

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den Wicklungen L des Wiedergabekopfes induziert und zum invertierenden Eingang des Vorverstärkers 16 über einen Eingangsleiter 20 geleitet. Das andere Ende des Wiedergabekopfes 10 ist wie der nicht invertierende Eingang des Vorverstärkers 16 geerdet.

Die Signalspannung e liegt an der Primärseite P eines Spannungs-Aufwärts-Spartransformators 18' mit einem Windungsverhältnis der Primärseite P und der Sekundärseite S zur Primärseite P (d.h. P +S : P) von ca. 13:1.

Die hinauftransformierte Spannung des Signales e liegt am Eingang oder Gate-Anschluß eines Sperrschicht-Feldeffekttransistors 30 über einen Versetzungs- oder Offset-Kompensierwiderstand 32 von der Transformator-Sekundärseite S. Der Sperrschicht-Feldeffekttransistor 30 ist wegen seiner Kennlinie als ein Verstärker mit kleinem Verstärkungsfaktor(d.h. X = 10 - 15) gewählt, der nur eine sehr kleine Komponente eines Stromrauschens (i ) in die Schaltung einführt. Die Source-• Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors 30 ist mit einer hoch eingestellten, nicht umkehrenden, negativen Quelle 33 über einen Teil eines Abgleichwiderstandes 34 verbunden. Das Ausgangssignal von der Drain-Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors 30 wird an einem Lastwiderstand 38 entwickelt und erstreckt sich zum nicht invertierenden Eingang eines rauscharmen Operationsverstärkers 36. Der Sperrschicht-Feldeffekttransistor 30 ist ein invertierender Verstärker.

Der Operationsverstärker 36 empfängt positive und negative Versorgungsspannungen von der hoch eingestellten, eine positive bzw. negative Spannung nicht umkehrenden Strom- bzw. Spannungsquelle 38 bzw. 33 . Der Operationsverstärker 36 hat einen Verstärkungs-

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faktor, der zwischen ca. 30.000 bei Gleichstrom und 60 bei einem Wechselstrom von 15 kHz liegt.

Das Ausgangssignal vom Verstärker 36 tritt an einem Knotenpunkt 40 auf, von wo es über einen Leiter 42 zu einer weiteren Verstärkungs- und Signalverarbeitungsschaltung (nicht gezeigt) entsprechend einer Holter-Signalverarbeitung weitergeleitet wird.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 36 und somit des Vorverstärkers 16 wird auch über einen Rückkopplungsleiter 44 durch die Widerstände R und R„ und die Kondensatoren C und C₂ zum summierenden Knotenpunkt am invertierenden Eingang des Vorverstärkers 16 gespeist. Die Widerstände R und R„ liegen in Reihe , wobei der Widerstand R₁ einen Widerstandswert von 34,8 kOhm aufweist und der Widerstand R_ ein veränderlicher 100 kOhm-Widerstand ist. Ein Kondensator 46 überbrückt die Reihenwiderstände R und R₂, um Hochfrequenz-Stabilität zu erzeugen.

Die Kondensatoren C₁ und C₃ liegen parallel zueinander und in Reihe mit den Widerständen R₁ und R . Die Kapazität des Kondensators C₂ beträgt 13,7 nF, und die Kapazität des Kondensators C ist aufgrund der Induktivität L und des Widerstandes r, des Kopfes gewählt, wobei die Widerstandseinstellung des Widerstandes R erfolgt, um allgemein die Beziehung

1 R

—^r = — zu erfüllen, mit C = C. +C- und R = R₁ +R₀.

^h

Ein großer Widerstand 4 8 liegt auch parallel zu den Kondensatoren C und C„ zur Offset-Steuerung bei Gleichstrom.

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Die Widerstands- und kapazitive Rückkopplungsschaltung führt dazu, daß der Vorverstärker 16 ein Integrier-Vorverstärker ist, so daß das Ausgangssignal auf dem Leiter 42 eine relativ konstante Verstärkung über dem weiten Bereich der benötigten Frequenzen erfährt, und der Rauschabstand ist angemessen. Dieses Ansprechen wird erhalten, ohne die mehrfach in Kaskade geschalteten stabilisierten Verstärker zu benötigen, denen ein wahlweise veränderlicher Integrierer nachgeschaltet ist.

Weiterhin ist bei der Erfindung eine Grundlinien-Wiederherstellungsschaltung 50 vorgesehen, die in einer Rückkopplungsstrecke vom Ausgang 40 des Vor-Verstärkers 16 zur Gate-Elektrode eines zweiten Sperrschicht-Feldeffekttransistors 54 liegt. Die Gate-Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors 54 ist auch mit Erde über einen Dämpfungs- und Of fset-Kompensierwiderstand 56 verbunden. Die Source-Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors 54 ist an die negative Spannungsquelle 33 über den restlichen Teil des Abgleichwiderstandes 34 angeschlossen, und das Ausgangssignal von der Drain-Elektrode wird an einem Lastwiderstand 58 aufgebaut und zum inver-

25' tierenden Eingang des Operationsverstärkers 36 gespeist. Die Widerstände 38 und 58 sind vorzugsweise zum Abgleich identisch.

Die Grundlinien-Wiederherstellungsschaltung 50 umfaßt einen invertierenden Verstärker 61 mit einem Reihenwiderstand 60, der an dessen invertierenden. Eingang vom Ausgang 40 des Vorverstärkers 16 angeschlossen· ist. Der nicht invertierende Eingang des invertierenden Verstärkers 61 ist über einen Widerstand 90 auf Erde bezogen. Der Ausgang des invertierenden Verstärkers 61 liefert eine Rückkopplung zur Gate-Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors 54

des Vorverstärkers 16 über ein in Kaskade geschaltetes, nicht lineares Widerstands-Dämpfungsglied. Das Dämpfungsglied umfaßt im Normalfall eine erste Dämpfungseinheit aus Spannungsteiler-Widerständen 62 (274 kOhm) und 63 (1 kOhm) und eine zweite Dämpfungseinheit, die in Kaskade mit der ersten Dämpfungseinheit geschaltet ist und Spannungsteiler-Widerstände 64 (274 kOhm) und 56 (1 kOhm) aufweist, bei denen ein Ende des Widerstandes 64 an dem Verbindungspunkt der Widerstände 62 und 63 und das andere Ende an die Gate-Elektrode des Sperrschicht-Feldeffekttransistors 54 angeschlossen sind.

Eine Widerstands-Grundlinien-Wiederherstellungsschaltung wird eher als die üblichere Integrier-Wiederher-Stellungsschaltung bevorzugt, da im vorliegenden Fall der Vorverstärker 16 bereits ein Integrier-Vorverstärker ist. Für eine "normale" kleine Amplitude, langsam ablaufende Signal-Versetzungen oder Auslenkungen der Grundlinie kehrt der Inverter 61 das Ausgangssignal des Vorverstärkers 16 um und koppelt einen stark gedämpften Teil dieses Ausgangssignales zur Gate-Elektrode des (invertierenden) Sperrschicht-Feldeffekttransistors 54 zurück, dessen Ausgang wiederum an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 36 angeschlossen ist.

Dies liefert das gewöhnlich benötigte Korrektursignal.

Jedoch umfaßt die Schaltung 50 auch ein vorgespanntes Schaltglied zum schnelleren Wiederherstellen der Grundlinie für gewöhnlich rasche Versetzungen großer Skalen, die bestimmte Schwellenwertspannungen überschreiten. Insbesondere wird das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers 61 zu einer Diodenbrücke aus Dioden D , D„, D und D gespeist, wobei eine Zener-Diode Z

i. L. 3 ^

im Mittelzweig dieser Brücke liegt. Der Wert der Zener-Diode Z ist zu etwa 3,5 V gewählt, so daß eine Leitung durch geeignete zwei Dioden der Dioden D bis D., die

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Zener-Diode Z und den Basis-Emitter-Übergang des einen oder des anderen von zwei komplementären Transistoren 66 und 67 geringer Streuung auftritt, wenn die Spannung vom Inverter 61 den Wert - 5 V überschreitet.

Die Emitter der Transistoren 66 und 67 sind auch an einen Streu-Abflußwiderstand 65 angeschlossen, dessen anderes Ende mit Erde verbunden ist.

Wenn einer der Transistoren 66 oder 67 leitet, speist " dessen Basisschaltung einen Strom zu einer Suirunier-Verbindung am invertierenden Eingang des invertierenden Verstärkers 61, um das Ausgangssignal auf der Leitung 42 vom Verstärker 61 so festzuklemmen, daß jedes Sichtgerät o.dgl. im Maßstab bleibt. Auch liegen ein Kompensierkondensator 68 und ein Verstärkungswiderstand 69, die zueinander nebengeschlossen sind, zwischen dem Ausgang des Inverters 61 und der Summierverbindung an seinem invertierenden Eingang in üblicher Weise.

Von Bedeutung ist weiterhin, daß die Leitung eines der Transistoren 66 und 67 über dessen Kollektor-Emitter-Strecke zum wirksamen Kurzschließen des großen Widerstandes 62 (274 kOhm) der ersten Dämpfungseinheit dient, so daß lediglich die zweite Dämpfungseinheit der Widerstände 64 und 56 zurückbleibt. In einem derartigen Fall weist das Rückkopplungs-Wiederherstellungs-

signal anstelle von lediglich =■ des Ausgangs-

(274)^

signales des Verstärkers den Wert ·■ des Verstärker-Ausgangssignales auf, um dadurch wesentlich rascher die gewünschte Wiederherstellung der Grundlinie zu bewirken. Auf diese Weise wird das Widerstands-Dämpfungsglied als nicht linear betrachtet, wobei es einen Dämpfungswert für Ausgangssignale innerhalb der + 5 V-Schwelle des vorgespannten Schaltgliedes und einen anderen Wert für Ausgangssignale außerhalb

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dieses Wertes hat. Es sei auch betont, daß der invertierende Verstärker 61 noch eine weitere Verstärkung zum Vorverstärker 16 beiträgt/ dessen Ausgangssignal schließlich auf der Leitung 42 auftritt.

Eine Stabilisierschaltung aus einem Kondensator 70 in Reihe mit einem Widerstand 72 , die beide an den Eingängen des Operationsverstärkers 36 liegen, verhindert eine Schwingung des Vorverstärkers 16 bei hohen Frequenzen

Für lineares Ansprechen des Spartransformators 18 sind ein Widerstand 78 und ein Kondensator 74 , die in Reihe geschaltet sind, zur Transformator-Sekundärseite S nebengeschlossen. Der Widerstand 78 schließt die Transformator-Sekundärseite S oberhalb ca. 700 Hz ab, wie dies durch den Kondensator 74 bestimmt ist. Ein zum Widerstand 78 nebengeschlossener Kondensator überbrückt den Transformator bei hohen Frequenzen, um das System stabil zu halten.

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Claims

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Patentansprüche

I' 1 .j Vorverstärker für kleine Signale., die in einem induktiven Wiedergabekopf durch Relativbewegung zwischen =dem Wiedergabekopf und einem magnetischen Aufzeichnungsmedium ^erz-eugt sind,, auf dem die Signale aufgezeichnet · sind,
gekennzeichnet durch

■einen Verstärker {4 6) mit einem Eingang (20") jund einem Ausgang (40),
■— -eine Einrichtung zum Einspeisen des kleinen Signals "vom^Wiedergabekopf (10) in den Verstärker-Eingang (20) und

eine Huekkopplungseinrichtung (C-, C„, 48, 46, R₁, fU) -zwischen dem Ausgang <4O) und dem Eingang (20) des Verstärkers \V£>)-_t um eine Gegenkopplung eines 3"eiies—des am Eingang (20) liegenden Signals zu erzeugen, "Wobei die Rückkopplungseinrichtung wirksam ist, um am Verstärker-Ausgang das Integral des Signa-"les innerhalb des Wiedergabekopfes i10) zu erzeugen.

2» Vorverstärker -nach Anspruch 1 , 4-

2S dadurch gekennzeichnet, -daß die SRückkopplungseinrichtung eine Rückkopplungsimpedanz (¹R-, "R₀) aufweist,

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ORIGINAL INSPECTED

. 2

3023111

- daß der-Wiedergabekopf -(1OJ ^elne Induktivität -CLJ Und einen Widerstand <-r, ) -aufweist,, der wenigstens ein Teil einer Eingangsiaipedan« " in "Sen Verstärker fl-63 ist, und

Γ5 ~ 4aß jäie ^ücldcQpplun<jsxmpedanz ^R-^ R₂) und -die ,Eingangs impedanz (r. } wirksam -sind, um die im Wiedergabekopf <1O) erzeugte Spannung über einem weiten Frequenzband zu integrieren.'

3. Vorderstärker naeh Anspruch 2j

-^^ad-rurc-h'.ge kennz eixihne t , daß &&Szweite Fiequenzbaüd wenigstens den Frequenzbereich umfaßt, der sich von -ca- 1,8 Hz bis ca. 16 kHz -erstreckt.
J5

-4^ Vorverstärker ^ach_Änspruch 1^
dadurch geicenn^z^eiciinet, daß die RueiJcoppliingseinrichtiing eine ilückkoppluiigs— irapsdanz (R₃₇ R₂) aufweist,

- daß der Wiedergabekopf (JK)-) -eine" Induktivität ^L) und einen Widerstand ix. )-aufweist, ^er wenigstens einen Teil einer Eingangs impedanz -in -den Verstärker (ΐί) umfaßt, und

daß die ^ückk-opplungsiiapedanz und die Eingangsimpedaflz so bemessen sind., -daß das Ausgangs signal des ^Verstärkers (46J das Integral ^der im "Wiedergabekopf (lüj eS^eügten Spannung über einem weiten-Frequenzband ist.

5. Vorverstärker nach Auspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (16) einen Spartransformator (Ί8¹) aufweist.

6. Vorverstärker nach Anspruch^ 5, dadurch g^ekennzeiehnet, daß der Verstärker (16) weiterhin eine aktive Verstärkereinheit (30) aufweist, deren Eingang betriebsmäßig mit der Sekundärseite (S) des Spartransformators (I8^r) verbunden ist.

7-. Vorverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Spartransformator (18*) ein Spannungs-Aufwärtstransformator ist.

8. Vorverstärker nach Anspruch 5, dadurch gek. ennzeic,h.net, daß der Verstärker (16) weiterhin einen Sperrschicht-Feldeffekttransistor (30) aufweist, dessen Gate-Elektrode betriebsmäßig mit der .Sekundärseite (S) des Spartransformators (18*) verbunden ist, um dadurch das Stromrauschen in der Schaltung möglichst klein zu machen.

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9-i Vorverstärker nach Anspruch 4^ dadurch g.e fc e iriLZ ei chat t-_t daß die Rückkopplungsimpedanz eine Kapazität (C-, C_i und einen Widerstand (R.,, R_> aufweist»

10. Vorverstärker nach Anspruch 9, dadureh g. e k e η- η z- .e- i c h η er fe , daß

^rh^C ^ R
vorliegt, mit

E, = Innenwiderstand des Wiedergabekopfes (10) in Ohm, C = Kapazität der: Rückkopplungseinrichtung in uF, L = Induktivität des Wiedergabekopfes (TO) in H₁ und

R = Widerstandswert in der Rückkopplungseinrichtung ^1S · in Ohm.

11. Vorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennze-ierhnet, daß~ das magnetische Aufzeichnungsmedium ein Magnetband ist,

12. Vorverstärker nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine:. Grundlinien-Wiederherstellungseinrichtung (50), die betriebsmäßig in Gegenkopplung zum Verstärker (16) liegt und ein nichtlineares Widerstands-Dämpfungsglied

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(62, 63, 64, 56) aufweist.

13. Vorverstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeic h-n'e t , daß das nichtlineare Widerstands-Dämpfungsglied mehrere Stufen eines Dämpfungswiderstandes in'Kaskade (62,63,64, 56) und ein vorgespanntes Schaltglied (D bis D , Z) aufweist, das betriebsmäßig mit wenigstens einer der Stufen des Dämpfungswiderstandes verbunden ist, um wirksam wenigstens eine Stufe des Dämpfungswiderstandes von den mehreren Stufen als Funktion der -Größe des Ausgangssignales vom Verstärker (16) zu überbrücken.

14. Vorverstärker nach Anspruch 13,

.dadurch gekennzeichnet, daß das vorgespannte Schaltglied eine Halbleiteriscftwellenwert-Schalteinrichtung (Z) aufweist, die auf die Spannung des am Ausgang des Verstärkers (16) -auftretenden Signales anspricht, die einen bestimmten Spannungs-Schve&enwert überschreitet, um wirksam wenigstens die eine Stufe xles Dämpfungswiderstandes kurzzuschließen.

15, Vorverstärker iiach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiter-Schwellenwert-Schalteinrichtung

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aufweist:

-eine Diodenbrücke (D bis Dl, die betriebsmäßig mit dem Verstärker-Ausgang verbunden ist,

-eine Zener-Diode (2) , die die Brücke überspannt, und -ein komplementäres Paar τ^οη Transistoren (66, 67),

die betriebsmäßig mit der Brücke verbunden sind, -daß die Emitter-Kollektor-Strecken der Transistoren.

(66, 67) in Reihe zur Brücke liegen, und -daß die Emitter-Kollektor-Strecke jedes Transistors parallel zu wenigstens der einen Stufe des Dämpfungswiderstandes für ein leiten liegt, wenn der bestimmte Spannungs-Schwellenwert überschritten ist.

16. Vorverstärker nach Anspruch 6,

*5 gekennzeichnet durch eine Grundlinien-Wiederherstellungseinrichtung (5O), die betriebsmäßig zum aktiven Verstärker gegengekoppelt ist und ein nichtlineares Widerstands-Dämpfungsglied

aufweist.
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17. Vorverstärker ^aach Anspruch 1,

g-e "k ^e η η ζ e lehnet durch sine Uberspannungs*-Klemmeinrichtung, die betriebs- -mäßig mit dem Ausgang-des Verstärkers X16) verbunden ist und aufweist:

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-einen invertierenden Verstärker p61>, der betriebsmäßig mit dem Ausgang (40> des Verstärkers (16I verbunden ist,

-eine zweite Gegenkopplungseinrichtung zwischen dem Ausgang und der invertierenden Summierverbindung des invertierenden Verstärkers (16), und" -eine vorgespannte Schalteinrichtung , die betriebsmäßig mit dem Ausgang des invertierenden Verstärkers (61) verbunden und zur zweiten Gegenkopplungseinrichtung 10" nebengeschlossen ist, um wirksam die zweite Gegenkopplungseinrichtung zu überbrücken,- wenn die Spannung des am Ausgang des invertierenden Verstärkers (61) auftretenden Signales einen bestimmten Schwellenwert überschreitet, um dadurch die zusätzliche Verstärkung des invertierenden Verstärkers mögliehst klein zu machen.

T8. Vorverstärker nach Anspruch 17_Λ dadurch gekennzeichnet, - <2a& die vorgespannte Schalteinrichtung aufweist:

-eine Diodenbrücke (D^ bis D^), die betriebsmäßig mit dem Ausgang des invertierenden Verstärkers (61) verbunden ist,

-eine Zener-Diode (Z) im Mittenzweig der Diodenbrücke (D₁ bis D₄), und

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1 -ein komplementäres Paar von Transistoren (66, 67) die betriebsmäßig mit der Diodenbrücke (D.. bis D.) verbunden sind,

- daß die Emitter-Basis-Strecken der Transistoren in 5 Reihe zur Diodenbrücke (D.. bis D.) liegen, und

- daß die jeweiligen Basisanschlüsse der Transistoren (66, 67) betriebsmäßig mit dem invertierenden Summieranschluß des invertierenden Verstärkers (61) verbun-

10 den sind.

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