DE3027333A1 - Elektronische verstaerkeranordnung - Google Patents
Elektronische verstaerkeranordnungInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Verstärkeranordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs
1, so wie sie insbesondere zur Leistungsverstärkung von Audio-FrequenzSignalen verwendet wird.
Wenn eine Leistungsverstärkungsstufe mit Leistungstransistoren
in der Klasse B- bzw. Klasse AB-Konfiguration verwendet wird, dann ergeben sich starke Verzerrungen. Um derartige
Verzerrungen zu verringern, wird bei modernen Audio-Frequenzverstärkern eine sehr starke negative Rückkopplung durchgeführt.
Da über den negativen Rückkopplungspfad das Ausgangssignal des Verstärkers zurück zu dem Eingang geleitet
wird, werden die Signale des Verstärkers mehrfach durch den Verstärker geleitet, was dazu führt, daß der Verstärkungskreis
unstabil wird. Um dies zu vermeiden, wird ein Phasenkompensationskreis verwendet, wodurch die Größe der
Rückkopplung im Hochfrequenzband reduziert wird. Mit zunehmender Verringerung der Rückkopplung bewirkt dies jedoch,
daß innerhalb des Verstärkers die Größe der Verzerrung im Hochfrequenzband vergrößert wird. Die Schaltverzerrung der
Transistoren tritt jedoch in der Regel verstärkt innerhalb des Hochfrequenzbandes auf. Bei einem Verstärker, bei welchem
eine negative Rückkopplung vorgenommen wird, ergibt sich somit innerhalb des Hochfrequenzbandes eine relativ große Verzerrung.
Um derartige Verzerrungen zu vermeiden, ist es bekannt, eine Vorwärtsspeisung vorzunehmen. So wie dies in Fig. 1 gezeigt ist,
wird über eine Eingangsklemme 1 ein Signal einem Vorverstärker 2 zugeführt, dessen Ausgangssignal einem Leistungsverstärker
3 zugeleitet wird. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 wird über einen negativen Rückkopplungspfad 5 dem Eingang des Vorverstärkers 2 zugeführt. Der
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Ausgang des Leistungsverstärkers 3 wird über eine Impedanz einer Last 7 zugeführt. Die Anordnung ist dabei derart getroffen,
daß die an den Eingängen des Leistungsverstärkers 3 vorhandenen Verzerrungskomponenten über einen als Stromverstärker
ausgebildeten Zusatzverstärker 4 dem Verbindungspunkt zwischen der Impedanz 6 und der Last 7 zugeführt werden,
wobei es zu einer Signaladdierung kommt. Auf diese Weise wird versucht, die Verzerrung des Leistungsverstärkers 3 zu kompensieren.
Es zeigt sich jedoch, daß bei der in Fig. 1 dargestellten bekannten Anordnung die im Hochfrequenzband des
Ausgangssignals des Leistungsverstärkers 3 auftretende Verzerrung nicht eliminiert werden kann. Da der Leistungsverstärker
3, welcher durch die Ausgangssignale des als Stromverstärker ausgebildeten Zusatzverstärkers kompensiert wird,
ein Spannungsverstärker ist, ergibt sich ferner die Notwendigkeit, daß der ausgangsseitige Kompensationsstrom des
Zusatzverstärkers 4 sehr groß wird, wenn die Impedanz der Last sehr klein ist. Da der bei der konventionellen Anordnung
verwendete Zusatzverstärker 4 ein Stromverstärker ist,
wird zugelassen, daß eine konstante Strommenge von demselben abgegeben wird, so daß Impedanzänderungen der Last, welche
beispielsweise aus Lautsprechern besteht, nicht durch entsprechende Änderungen des AusgangsStroms des Zusatzverstärkers
4 gefolgt werden können. Bei der in Fig.1 dargestellten bekannten Anordnung kann somit keine zufriedenstellende
Kompensierung der an den Ausgängen des Leistungsverstärkers 3 auftretenden Verzerrungen vorgenommen werden.
Es ist ferner bereits eine Schaltanordnung bekannt (siehe US-PS 3 970 953, Fig. 2), bei welcher zwei Verstärker in
Kaskadenkonfiguration angeordnet sind, wobei das Ausgangssignal des zweiten Verstärkers sowohl zu dem Eingang des
ersten Verstärkers wie auch zum Eingang des zweiten Verstärkers geleitet wird. Das Eingangssignal des zweiten Verstärkers
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wird dabei über einen ersten Widerstand an einen Verbindungspunkt zwischen der Last und einem mit dem Ausgang des
zweiten Verstärkers verbundenen zweiten Widerstand zugeführt, wobei sich eine Signaladdition ergibt. Bei dieser Anordnung
ergibt sich eine Aufhebung der Verzerrung, solange die Schaltelemente■so gewählt sind, daß der Brückenkreis abgeglichen
ist. Es zeigt sich jedoch, daß bei der bekannten Anornung eine Verzerrung mit einer Sekundärcharakteristik
von 12 dB/OCT innerhalb der Verstärker nicht durch die Primärcharakteristik von 6 dB/OCT innerhalb des Brückenabgleichkreises
ausgeglichen werden kann. Dabei ist es bekannt, daß bei Verstärkern der Verstärkungsfaktor mit einem Wert von
mehr als 6 dB/OCT»beispielsweise 12 dB/OCT abfällt, was
beispielsweise durch Streukapazitäten und die Eingangskapazität der einzelnen Schaltkreise bewirkt wird. Da in dem
betreffenden Fall einerseits zwischen dem Eingang des zweiten Verstärkers und der Last und andererseits zwischen dem
Ausgang des zweiten Verstärkers und der Last Widerstände verwendet werden, wird bei der Kompensation der in dem Ausgangssignal
des zweiten Verstärkers vorhandenen Verzerrung die Frequenzcharakteristik nicht berücksichtigt.
Es ist ferner eine Schaltanordnung bekannt (siehe US-PS
3 970 953, Fig. 3), bei welcher zwischen dem Ausgang eines zweiten Verstärkers und der Last eine Induktanz vorgesehen
ist, während zwischen dem Eingang des zweiten Verstärkers und der Last ein Widerstand vorhanden ist. Dabei nimmt das
Signal zur Kompensation der Verzerrung innerhalb des zweiten Verstärkers, d.h. die Größe der Vorwärtsspeisung nur mit einem
Wert von etwa 6 dB/OCT zu.
Es ergibt sich somit, daß in keinem der Ausführungsbeispiele der erwähnten US-PS innerhalb des Hochfrequenzbandes ein
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Abfall der Verstärkungscharakteristik mit einem Wert von 12 dB/OCTfSO wie er bei praktischen Verstärkern auftritt,
kompensiert werden kann bzw. die Verzerrungscharakteristik mit ebensolchem Wert erhöht werden kann. Der Vorwärtsspeisungseffekt
in bezug auf die Signalfrequenz kann nämlich nur an einem Frequenzpunkt erreicht werden, bei welchem die Frequenzcharakteristik-Kurven
von 12 dB/OCT und 6 dB/OCT einander kreuzen, jedoch nicht an Frequenzpunkten, die außerhalb davon
liegen. Eine Verzerrungskompensation wird dabei praktisch innerhalb des Hochfrequenzbandes nicht erreicht.
Zur Erzielung eines Brückenabgleiches ist es ferner notwendig, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers unendlich
groß gemacht wird, wobei es sich jedoch zeigt, daß in der Praxis nur begrenzte Verstärkungsfaktoren erzielbar sind.
Wenn berücksichtigt wird, daß die beiden Verstärker eine Verstärkereinheit bilden, kann zur Kompensation der Verzerrung
kein ausreichend großer Strom abgeleitet werden, da der Strom von dem Verstärker abgezogen und über den ersten
Widerstand der Last zugeführt wird. Die Last beeinflußt ferner den zweiten Verstärker, weil das Ausgangssignal des
zweiten Verstärkers über den Widerstand mit dem Eingang des zweiten Verstärkers addiert wird, so daß dieser Verstärker
nicht richtig arbeitet. Wenn somit der Lastwiderstand sehr klein wird, wird der direkt zu der Last von dem Eingang
des zweiten Verstärkers über den ersten Widerstand geleitete Strom sehr groß, während der Eingangsstrom des zweiten
Verstärkers klein wird, so daß es schwierig ist, von dem zweiten Verstärker ausreichend Ausgangsstrom abzuleiten.
Wenn der Verstärkungsfaktor des zweiten Verstärkers ferner größer als 1 ist, wird über den positiven Rückkopplungspfad einschließlich des ersten Widerstandes eine Schwingung
erzeugt.
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Es ist demzufolge Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine elektronische Verstärkeranordnung zu schaffen, bei
welcher unter Vermeidung einer Kompensation im Rahmen eines Brückenabgleiches über einen sehr weiten Frequenzbereich
hinweg eine weitgehende Kompensation der Verzerrung selbst sekundärer und höherer Ordnung möglich ist.
Erfindungsgemäß wird dies durch Vorsehen der im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale erreicht.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich anhand der Unteransprüche.
.Die Erfindung soll nunmehr anhand von Ausfuhrungsbeispielen
näher erläutert und beschrieben werden, wobei auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen ist. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer bekannten Ver
stärkeranordnung ,
Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Ausführungsform
der Erfindung,
Fig. 3 ein Kurvendiagramm unter Darstellung des
Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit der Frequenz bei einem im Rahmen der vorliegenden
Erfindung verwendeten Vorverstärker,
Fig. 4 ein Schaltdiagramm eines Addierkreises
so wie er bei der Ausführungsform von Fig. 2 verwendbar ist,
Fig. 5A bis 5C Schaltdiagramme zur Erzielung der Transferfunktion des Summierkreises,
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Fig. 6A bis 6C Schaltdiagramme weiterer Ausführungsformen des Summierkreises gemäß der
Erfindung,
Fig. 7 und 8 Blockdiagramme von anderen Ausführungsformen der Verstärkeranordnung gemäß der
Erfindung,
Fig. 9 und 10 Schaltdiagramme von Ausführungsformen
gemäß der Erfindung,
Fig. 11 ein Schaltdiagramm einer Ausführungsform,
bei welcher der Summierkreis Teil des Verstärkers ist und
Fig. 12 und 13 Blockdiagramme von weiteren Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung
.
Die in Fig. 2 dargestellte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkeranordnung besitzt Eingangsklemmen 1, welchen
das zu verstärkende Eingangssignal zugeführt wird. Ferner ist ein phasenkompensierter Vorverstärker 2 vorgesehen,
dessen nicht invertierten Eingang das von den Eingangsklemmen 1 zugeführte Eingangssignal zugeführt wird.
Dieser Vorverstärker 2 ist so ausgelegt,- daß innerhalb des Hochfrequenzbandes der Verstärkungsfaktor verringert
ist, um auf diese Weise eine stabile negative Rückkopplung zu erzielen. Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 2 wird
einem Leitungsverstärker 3 zugeführt, dessen nicht lineare Verstärkungscharakteristik eine relativ starke Verzerrung
bewirkt. Ferner ist ein Zusatzverstärker 8 niedriger Leistung vorgesehen, welcher das Ausgangssignal des Vorverstärkers
2 verstärkt und welcher aufgrund seiner linearen
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Charakteristik eine relativ geringe Signalverzerrung bewirkt. Zwischen dem Ausgang des Leistungsverstärkers 3 und
dem invertierten Eingang des Vorverstärkers 2 ist ein negativer Rückkopplungspfad 5 vorgesehen. Der Leistungsverstärker
3 ist ausgangsseitig über eine erste Impedanz 9 mit einer Last 7 verbunden, während der Zusatzverstärker 3
ausgangsseitig über eine zweite Impedanz 10 mit der Last 7 verbunden ist.
Die Kompensation der Verzerrungs- und Rauschkomponenten des Leistungsverstärkers 3 soll nunmehr im Hinblick auf die
vorgesehene Rückkopplung beschrieben werden. Die Bedingungen, unter welchen eine durch den Leistungsverstärker 3 bewirkte
Verzerrung nicht an der Lastklemme auftritt, wirkt unter Verwendung der folgenden Gleichungen berechnet. Dabei sei
aus Einfachheitsgründen angenommen, daß die Verstärkungsfaktoren der Verstärker 3 und 8 gleich 1 sind. Für den Vorverstärker
2 und Leistungsverstärker 3 von Fig. 2 kann die folgende Gleichung (1) angesetzt werden:
ei = eg + beo
wobei e. die Eingangssignalspannung, e die Eingangsspannung des Vorverstärkers 2, b eine Konstante des negativen
Rückkopplungspfades 5 und e die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 3 ist. Dies Gleichung (1) kann
wie folgt umgeformt werden:
eg = ei - beo
Ferner kann eine Gleichung (3) der folgenden Form aufgestellt werden:
e = η + Ae (3)
030067/0795
BAD ORIGINAL
wobei η die Verzerrung von Rauschkomponenten des Leistungsverstärkers 3 und A der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers
ist. Mit Hilfe der Gleichungen (2) und (3) kann die folgende Gleichung (4) gebildet werden:
eQ = η + A{e± - beQ) (4)
Diese Gleichung (4) kann im Hinblick auf e wie folgt
umgeformt werden:
(1 + Ab)eQ = η + Ae ± (5)
η + Ae.
6O = (6)
6O = (6)
Vorausgesetzt, daß die Verzerrungs- und Rauschkomponenten der Ausgangsspannung e durch e dargestellt werden, läßi
sich die folgende Gleichung (7) ableiten:
eon = 1 + Ab
Unter der Voraussetzung,daß der Zusatzverstärker 8 keine Verzerrungs-
und Rauschkomponenten besitzt, ist die Ausgangsspannung e1 des Zusatzverstärkers 8 gleich der Eingangsspannung des Leistungsverstärkers 3. Es ergibt sich demzufolge:
e1 = eo ~ n
Mit Hilfe der Gleichungen (6) und (8) lassen sich dann
die folgenden Gleichungen (9) und (10) ableiten:
η + Ae.
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-Abn + Ae.
1 (10)
1 + AB
Unter der Voraussetzung, daß die Verzerrung von Rauschkomponenten der Ausgangs spannung e.. durch, e.. dargestellt wer
den können, läßt sich die folgende Gleichung (11) ableiten:
-Abn M1.
e1n = TT-Äb (11)
Die Verzerrungskoinponenten e und e.. der Ausgangs spannungen
des Leistungsverstärkers 3 bzw. des Zusatzverstärkers 8 sind phasenmäßig entgegengesetzt und unterscheiden sich im
Hinblick auf die Spannung. Falls die Ausgangsspannungen e
und e.. der beiden Verstärker 3 und 8 über ihre entsprechenden
Impedanzen 9 und 10 mit Impedanzwerten Z1 und Z„ der
einen Impedanzwert Z1. aufweisenden Last 7 zugeführt wird,
dann sind die Bedingungen,unter welchen die Verzerrungsund Rauschkomponenten e und e.. sich gegenseitig kompensieren,
und demzufolge nicht an der eine Spannung e aufweisenden Lastklemme auftreten, durch die folgende Gleichung
12 festgelegt:
W, , -Abn _
X + X
X + X
I + Ab X Z1 + Z2//ZL + 1 + Ab X Z2 + V/ZL
(12)
X Z - Z2 χ Ζ
und Z//Z gleich
1
wobei Z1//ZL gleich und Z2//ZL gleich ^^γ
wobei Z1//ZL gleich und Z2//ZL gleich ^^γ
ist. Mit Hilfe der Gleichung (12) lassen sich die folgenden Gleichungen (13) und (14) ableiten:
030067/0795
+ z2//zL - **>
' z2 + Z
- Z2//Zl· Z2 + Zl //ZL
" Z1 + z2//zL V/zl
Falls der Schleifenverstärkungsfaktor Ab und die Impedanzen
Z1 , Z0 und Z so eingestellt sind, daß die Gleichung
(14) erfüllt ist, dann ergibt sich an der eine Spannung e_ aufweisenden Belastungsklemme ein Ausgangssignal,
welches keine Verzerrung enthält. Um die Spannungen und Phasenwerte genau einstellen zu können, erweist
es sich als notwendig, als Impedanz 9, welche das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 zugeführt wird,
einen aus einer Induktivität oder einer Induktivität und einem Widerstand bestehenden Serienkreis zu verwenden,
während als Impedanz, der das Ausgangssignal des Zusatzverstärkers 8 zugeführt wird, ein Serien- oder Parallelkreis
Verwendung findet, der einen Widerstand und eine Kapazität oder einen Widerstand besitzt.
Die obigen Ausführungen befassen sich mit dem technischen Grundkonzept der vorliegenden Erfindung. Ein praktischer
Addierkreis mit den Impedanzen 9 und 10 soll im folgenden
beschrieben werden.
Im Fall eines Vorverstärkers, dessen Verstärkungsfaktor innerhalb des Hochfrequenzbandes mit einem Wert von 12 dB/OCT
abfällt, kann die Transferfunktion A(s) des Vorverstärkers durch die folgende Gleichung (15) ausgedrückt werden:
(s + ü>3) (D1 ω,
A(s) = (s + O)1) (s + «2) * τς— * Ao (15)
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wobei A den Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers darstellt. Ein Beispiel der frequenzabhängigen Verstärkungsfaktorcharakteristik
des Vorverstärkers, so wie er durch die Transferfunktion A(s) dargestellt wird, ist in der
Fig. 3 dargestellt. Der Verstärkungsfaktor nimmt dabei zwischen den Frequenzwerten OJ1 und uü^ mit einem Wert
von 6 dB/OCT ab, während er zwischen den Frequenzwerten CAJ 2 un<^ ω3 mi-t einem Wert von 12 dB/OCT abfällt. Dies entspricht
ungefähr der Charakteristik eines praktisch verfügbaren Vorverstärkers.
Ein in der Praxis verwendbarer Summierkreis soll nunmehr in Verbindung mit einem Vorverstärker beschrieben werden,
dessen Transferfunktion durch die Gleichung (15) ausdrückbar
ist. Vorausgesetzt, daß die Transferfunktion von den in
Fig. 2 dargestellten Punkten a nach c durch die Funktion X1(s) und die Transferfunktion von dem Punkt b nach c durch
die Funktion X (s) ausdrückbar ist, dann ist die Bedingung, unter welcher die innerhalb des Leistungsverstärkers 3 erzeugte
Verzerrung an der Lastklemme c aufgrund des Rückkopplungsvorgangs nach Null gebracht werden kann, durch
die folgende Gleichung (16) ausdrückbar.
e1nVs) + e1oVs) ■
Mit Hilfe der Gleichung (12) können dann die folgenden
Gleichungen (17) und (18) abgeleitet werden:
A(s)b x xoisi " °
- A(s)b (18)
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Es ergibt sich demzufolge
(s + ω-) ω, ω-
J . J- ^ A b
(s + ω,) (s + ω-) ω~ ο
Die die Gleichung (19) erfüllenden Impedanzen Z und Z-können
ungefähr mit dem in Fig. 4 dargestellten Stromkreis gebildet werden. Zwischen der Eingangsklemme a des Zusatzverstärkers
8 und der Klemme c der einen Widerstandswert R., besitzenden Last 7 ist in diesem Fall ein Serienkreis angeordnet,
der aus einem Widerstand R und einem Parallelkreis mit einem Widerstand R- und einer Kapazität C1 besteht,
während zwischen der Lastklemme c und der Ausgangsklemme b des Leistungsverstärkers 4 ein aus einer Induktanz 11 und
einem Widerstand R. bestehender Serienkreis angeordnet ist.
Im folgenden soll nunmehr die Art und Weise beschrieben werden, wie die Werte der Impedanzen Z1 und Z? unter Verwendung
der Funktionen X1(s) und X (s) bei einem Schaltkreis
gemäß Fig. 4 festgelegt werden können. Die Funktion X1(s) kann durch Berechnung der Transferfunktion gemäß
Fig. 5A abgeleitet werden, indem die Eingangsklemme des in Fig. 4 gezeigten Kreises mit Erde verbunden wird. Es
ergibt sich dabei
R3(R4 + SL)
R- + R. + SL
X1(S) ■ -TW (20)
Rl + 1 + SCR- + R- + R. + sL
2 3 4
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In der Praxis gelten dann zusätzlich die folgenden Ungleichungen
Unter Verwendung der oben erwähnten Ungleichungen kann die Gleichung (20) wie folgt geschrieben werden
(1 + SCR-)(1 + !^) ρ
X (S) = it 'T-
(22)
1 (1 + SCR,)(1 + 1^) K2
1 K,
Unter der Voraussetzung, daß die folgenden Bedingungen gelten
R4 1 1 R3
= Ti' wb = cR7' % = cr7' wd = -T ··· (23)
läßt sich die Gleichung (22) wie folgt umformen
(s + ü)a) (s + üib) ü)c ü>d R4
Xl(s) = (s + ω) (s + ω,) * ωΛ ω. * Έ.
ab 2
Die Funktion X (s) soll nunmehr durch Berechnung der Transferfunktion
gemäß Fig. 5B bei KurzSchließung der Klemme a des Kreises von Fig. 4 abgeleitet werden. Fig. 5B kann
dabei durch einen äquivalenten Kreis gemäß Fig. 5C unter Berücksichtigung der Bedingung der Gleichung (21) angenähert
werden.
xo(s) =iirhc = irTir <25>
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Mit Hilfe der Gleichungen (24) und (25) läßt sich somit die folgende Gleichung aufstellen:
X1(S) (s + ioa) (s + ü)a) (s + ωο)
(s + ω ) 2
(s + ω3) (s
Da die Gleichung (26) der Gleichung (19) entspricht,
lassen sich die folgenden Gleichungen festlegen:
ω1 = Wa = Λ' ω2 = % = CR^ ' ω3 =
(27)
Sobald der Schleifen-Verstärkungsfaktor A b des Verstärkers festgelegt ist, können somit die Werte R., R„, R4, L und C
festgelegt werden. Es ergibt sich somit, daß die die Gleichung 16 erfüllenden Impedanzelemente so festgelegt werden
können, daß an der Lastklemme c eine Verzerrung von Null auftritt.
Mit Hilfe der in den Fig. 6A bis 6D gezeigten Summierkreise kann im wesentlichen derselbe Effekt erzielt werden. Bei
der in Fig. 6A gezeigten Anordnung sind zwischen den Klemmen a und c zwei Kondensatoren vorgesehen. Bei der in Fig. 6B
gezeigten Anordnung hingegen sind zwischen den Klemmen b und c
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zwei Induktivitäten vorgesehen. Bei der in Fig. 6C dargestellten Anordnung sind zwischen den Klemmen b und c zwei
Kondensatoren vorgesehen, während bei der Anordnung von Fig. 6D zwischen den Klemmen a und c zwei Induktivitäten
vorgesehen sind. Die Summierkreise können dabei derart ausgelegt werden, daß die Transferfunktionen zwischen den
Klemmen a und c und den Klemmen b und c, d.h. die Impedanzen Z„ und Z1,eine Frequenzcharakteristik von 12 dB/OCT besitzen.
Wenn bei der Ausführungsform von Fig. 2 über den Vorverstärker 2 und den Leistungsverstärker 3 eine Addition in bezug
auf das Eingangssignal vorgenommen wird, dann ergibt sich innerhalb des leistungsverstärkers 3 eine Verzerrung. Das
eine derartige Verzerrung besitzende Ausgangssignal wird über den negativen Rückkopplungspfad 5 dem Eingang des Vorverstärkers
2 zugeführt. Dieses Rückkopplungssignal wird mit dem Eingangssignal verglichen, um auf diese Weise ein
Verzerrungssignal zu extrahieren. Bei Verwendung einer negativen Rückkopplung ist das Verzerrungssignal polaritätsmäßig
invertiert und wird nach einer Verstärkung in dem Vorverstärker 2 dem Eingang des Leistungsverstärkers 3 zugeführt.
Da das Verzerrungssignal aufgrund der negativen Rückkopplung polaritätsmäßig invertiert ist, und in dieser
Weise dem Leistungsverstärker 3 zugeführt wird, wird die am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 auftretende Verzerrung
verbessert. So wie dies anhand von Fig. 3 erkennbar ist, ist die frequenzabhängige Verstärkungsfaktor-Charakteristik
des Ausgangssignals des Vorverstärkers 2 derart, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes ein Abfall von 12 dB/OCT
auftritt. Innerhalb des Hochfrequenzbandes bewirkt das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 3 bei der Rückkopplung
einer Verringerung dieses Wertes, wodurch die Verzerrung innerhalb des Hochfrequenzbandes vergrößert wird.
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Die dem Eingang des Leistungsverstärkers 3 mit invertierter
Polarität addierte Verzerrungskomponente wird von dem Zusatzverstärker 8 ausgeglichen. Demzufolge besitzt das
Verzerrungssignal auf der Ausgangsseite des Zusatzverstärkers 8 eine flache Frequenzcharakteristik. Bei dem in Fig.
gezeigten Summierkreis steigt das verzerrte Ausgangssignal des Zusatzverstärkers 8 mit einem Wert von 6 db/OCT, während
das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers mit einem Wert von 6dB/OCT abnimmt, was zur Folge hat, daß der Differenzwert zwischen beiden Signalen 12 dB/OCT beträgt. Die Verzerrungskomponenten
des Ausgangssignals des Hauptverstärkers 3, welche innerhalb des Hochfrequenzbandes mit einem
Wert von 12 dB/OCT ansteigen, können somit kompensiert werden. Im Fall, daß die in Fig. 6A bis 6D gezeigten Summierkreise
verwendet werden, können die Verzerrungskomponenten auf der Ausgangsseite der Verstärker 3 und 8 mit Hilfe des
Summierkreises gegeneinander aufgehoben werden.
Bei der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sind die Impedanzwerte Z1 und Z2 der Impedanzen 9 und 10 des
Summierkreises derart gewählt, daß die Verzerrungskomponente auf der Ausgangsseite des Leistungsverstärkers 3 durch die
Verzerrungssignale des Zusatzverstärkers kompensiert werden, so daß auf diese Weise die im Hochfrequenzband auf
der Ausgangsseite des Leistungsverstärkers 3 vorhandene Verzerrung und ebenfalls die im Nieder.frequenzband befindliche
Verzerrung zu Null gemacht wird. Auf diese Weise kann bei einer Frequenzcharakteristik von 12 dB/OCT und mehr
die Verzerrung eliminiert werden. Innerhalb des Frequenzbereiches, innerhalb welchem die negative Rückkopplung verwendet
wird, beispielsweise innerhalb des Bereiches von Null bis 1 MHz,wird die Verzerrung des Leistungsverstärkers
vollkommen entfernt. Dabei ist es einleuchtend, daß je nach der Konstruktion der Verstärkeranordnung der Frequenz-
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bereich, innerhalb welchem eine Verzerrung eliminiert wird, über den Wert von 1 MHz erhöht werden kann. Die vorliegende
Erfindung erlaubt somit innerhalb eines sehr weiten Frequenzbereiches eine vollständige Eliminierung der Verzerrungskomponenten
.
Solange der Summierkreis so ausgebildet ist, daß er in etwa der Gleichung 18 genügt, kann im wesentlichen derselbe
Effekt erreicht werden, so wie dies bei der oben beschriebenen Ausführungsform der Erfindung der Fall ist.
Der im Rahmen der vorliegenden Erfindung verwendete Zusatzverstärker
8 niedriger Leistung ist im wesentlichen ein Spannungsverstärker. Wenn die Impedanz der Last 7 demzufolge
sehr niedrige Werte aufweist, nimmt das von dem Zusatzverstärker 8 abgeleitete !Compensationssignal zu, um
auf diese Weise die in dem Ausgangssignal des Leistungsverstärkers vorhandene Verzerrung zu kompensieren. Da der
Zusatzverstärker 8 zwischen dem Ein- und Ausgang des Leistungsverstärkers 3 angeordnet ist, wird das Ausgangssignal des
Leistungsverstärkers 3 dem Eingang desselben nicht positiv rückgekoppelt. Es kann somit ein sehr stabiler Betrieb erreicht
werden, ohne daß Oszillationen auftreten, selbst wenn der Verstärkungsfaktor des Leistungsverstärkers mehr als 1
ist. Selbst wenn die Impedanz der Last 7 sehr niedrige Werte einnimmt, wird ferner aufgrund des vorgesehenen Zusatzverstärkers
8 der Eingang des Leistungsverstärkers 3 nicht beeinflußt, so daß letzterereine normale Verstärkung durchführen
kann. Da im Rahmen der vorliegenden Erfindung kein Brückenabgleich vorgenommen wird, muß der Verstärkungsfaktor
des Vorverstärkers 2 nicht unendlich groß gemacht werden. Eine sehr genaue Kompensierung der Verzerrung kann somit
mit einem Verstärker erreicht werden, dessen Verstärkungs-
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faktor endliche Werte besitzt.
Fig. 7 zeigt eine Abwandlung der Verstärkeranordnung von
Fig. 2, bei welcher ein Schalter 11 zwischen der am Ausgang
des Zusatzverstärkers 8 befindlichen Impedanz 10 und der Last 7 angeordnet ist, wodurch sich die Möglichkeit ergibt,
daß das Ausgangssignal des Zusatzverstärkers 8 abgeschaltet wird, in welchem Fall der Schaltkreis einzig und
allein als Verstärkerkreis mit negativer Rückkopplung unter Verwendung des Leistungsverstärkers 3 wirkt. In diesem Fall
kann ein Widerstand 12 parallel zu der am Ausgang des Leistungsverstärkers
3 vorgesehenen Impedanz 9 vorgesehen sein, wodurch die innerhalb der Impedanz 9 vorgesehene Wicklung
bedämpft wird.
Um innerhalb gewünschter Frequenzbereiche die Kompensationssignale
zur Entzerrung zu vergrößern, kann gemäß Fig. 8 ein Parallelresonanzkreis 13 mit einer Induktivität und
einer Kapazität in Serie zu der Impedanz 10 am Ausgang des Zusatzverstärkers 8 vorgesehen sein.
Fig. 9 und 10 zeigen Schaltkreise, so wie sie in Verbindung
mit der Ausführungsform von Fig. 2 verwendet werden können. Gemäß Fig. 9 kann der Leistungsverstärker 3 aus einer dreistufigen
Darlington-Schaltung bestehen, während der Zusatzverstärker 8 eine aus zwei Stufen bestehende Darlington-Schaltung
besitzt. Bei der in Fig. 10 dargestellten Ausführungsform hingegen weisen die beiden Verstärker 3 und 8
ausreichende Verstärkungsfaktoren auf. In diesem Fall werden von der Speisung des-Leistungsverstärkers 30 sich
unterscheidene Spannungswerte ±ν2 dem Zusatzverstärker 8
zugeführt, so daß beide Kreise mit geringer Verzerrung betrieben werden. Die allgemeinen Eigenschaften der Verstärkeranördnung
können auf diese Weise erheblich verbessert
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werden. Es ist jedoch einleuchtend, daß beide Verstärker von derselben Speisequelle aus angetrieben werden
können.
Die dem Zusatzverstärker 8 zugeführten Kompensationssignale zur Entzerrung können amplituden- und phasenmäßig nicht
nur durch die zwischen den Verstärkern 3 und 8 vorgesehenen Impedanzen 9 und 10,sondern ebenfalls durch die Eigenschaften
des Zusatzverstärkers 8 eingestellt werden. Fig. 9 zeigt eine Schaltanordnung, bei welcher als Zusatzverstärker
8 ein Spannungsverstärker verwendet wird, wobei die Kapazität dieses Verstärkers als Teil der Impedanz 10 herangezogen
wird. Demzufolge ist zwischen dem Zusatzverstärker 10 und der Last 7 einzig und allein ein Widerstand vorgesehen.
Der Zusatzverstärker 8 kann dabei wie folgt ausgelegt werden: Wenn der Verstärkungsfaktor der beiden Verstärker
3 und 8 jeweils 1 beträgt, ist die Gleichung (18) erfüllt. Wenn hingegen die Verstärkungsfaktoren der Verstärker
3 und 8 die Werte A3 und A- besitzen, dann führt die Gleichung (18) zu folgendem Resultat:
Ab = =r-§- (28)
X1A4
Die allgemeinen Eigenschaften des Schaltkreises mit dem Zusatzverstärker 8 können so ausgelegt werden, daß diese
Gleichung (28) erfüllt ist.
Fig. 12 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher zwischen dem Leistungsverstärker 3 und der
Last 7 eine erste Wicklung 14 angeordnet ist, während zwischen der Impedanz 10 und der Last 7 eine zweite Wicklung
15 angeordnet ist, wobei die beiden Wicklungen 14 und 15
030067/079S
unter Verwendung eines vorgegebenen Kopplungskoeffizienten
magnetisch gekoppelt sind. Aufgrund der ersten Wicklung 14 wird das Hochfrequenzband bedämpft, so daß die
Frequenzcharakteristik des von dem Leistungsverstärker 3 der Last 7 zugeführten Ausgangssignal entsprechend beeinflußt
wird. Das am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 auftretende Signal wird durch die Wicklung 14 phasenmäßig verzögert,
während das am Ausgang des Zusatzverstärkers 8 auftretende Signal bei NichtVerwendung der Wicklung 15 aufgrund
der Kapazität der Impedanz 10 phasenmäßig nach vorne geschoben wird. Zwischen den beiden Verstärkern 3 und 8
tritt somit bei zunehmender Frequenz ein Signalstrom auf. Sobald der Strom dieses Signals zunimmt, ergibt sich innerhalb
des Zusatzverstärkers 8 eine Verzerrung. Um dies zu vermeiden, ist die Wicklung 15 magnetisch mit der Wicklung
14 gekoppelt, so daß die Ausgangsphase des Zusatzverstärkers über einen begrenzten Frequenzbereich verzögert wird.
Dies hat zur Folge, daß die Phasendifferenz zwischen den beiden Verstärkern 3 und 8 Null gemacht werden kann, um
auf diese Weise durch den Zusatzverstärker 8 bedingte Verzerrungen zu verhindern. So wie dies ferner durch die gestrichelte
Linie in Fig. 12 angedeutet ist, kann die magnetische Kopplung mit Hilfe eines Parallelresonanzkreises
verstärkt werden, in welchem Fall parallel zu der zweiten Wicklung 15 ein Kondensator 16 angeordnet ist. Die
Güte des Resonanzkreises kann ferner erniedrigt werden, indem parallel zu der zweiten Wicklung 15 ein Widerstand vorgesehen
ist.
Fig. 19 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher die zwischen den Ein- und Ausgängen des Leistungsverstärkers
3 vorhandene Differentialspannung, d.h. das Verzerrungssignal, dem Zusatzverstärker 8 zugeführt wird,
030067/079S
während eine Impedanz 17 auf der geerdeten Seiten der Last 7 eingefügt wird. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers
3 wird der Last 7 zugeführt. Der Ausgangsstrom des Zusatzverstärkers 7 wird über die Impedanz 10
dem Verbindungspunkt zwischen der Last 7 und der Impedanz 17 zugeführt. In diesem Fall werden die Ausgangssignale
der beiden Verstärker 3 und 8 spannungs- und phasenmäßig durch die einen Summierkreis bildenden Impedanzen 10 und 17
aufeinander eingestellt, so daß die Verzerrungskomponenten des Leistungsverstärkers durch den von dem Zusatzverstärker
8 abgegebenen Kompensationsstrom aufgehoben werden. Ähnlich wie bei der Ausführungsform von Fig. 2 wird dabei
die Rückkopplungsgröße des Ausgangssignals innerhalb des Hochfrequenzbandes reduziert, um auf diese Weise eine stabile
negative Rückkopplung zu erzielen. Die Verzerrungskomponenten am Ausgang des Leistungsverstärkers 3 nehmen somit innerhalb
des Hochfrequenzbandes zu. Zur Kompensation der Verzerrungskomponenten innerhalb des Summierkreises ist es demzufolge
notwendig, daß der Strom innerhalb des Hochfrequenzbandes ebenfalls zunimmt. Auf diesem Grunde kann ein aus
einer Wicklung oder einer Wicklung und einem Widerstand bestehende Serienkreis als auf der geerdeten Seiten der Last
angeordnete Impedanz 17 verwendet werden, während als Impedanz 10 ein Serien- oder Serienparallelkreis mit einer
Kapazität oder einer Kapazität und einem Widerstand Verwendung finden kann.
Zusammenfassend ergibt sich, daß im Rahmen der vorliegenden Erfindung eine elektronische Verstärkeranordnung geschaffen
worden ist, welche in der Lage ist, die am Ausgang des Leistungsverstärkers innerhalb des Hochfrequenzbandes auftretende
Verzerrung zu eliminieren, so daß über einen sehr weiten Frequenzbereich hinweg, ein verzerrungsfreies Ausgangssignal
gebildet ist. Dies geschieht dadurch, daß ein
030067/079S
negativer Rückkopplungspfad mit dem Vorwärtskreis kombiniert wird und indem Werte der mit den Ausgangsklemmen
der beiden Verstärker verbundenen Impedanzen in der richtigen Weise gewählt werden. Die erfindungsgemäße Verstärkeranordnung
besteht dabei aus einem Vorverstärker und einem ausgangsseitig von dem Vorverstärker angeordneten
Leistungsverstärker relativ schlechter Linearität. Zusätzlich ist eine erste Impedanz vorgesehen, um das Ausgangssignal
des Leistungsverstärkers der Last zuzuführen. Ferner ist ein negativer Rückkopplungspfad vorgesehen, um
das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers dem Eingang des Vorverstärkers zuzuführen. Ferner ist ein Zusatzverstärker
relativ niedriger Leistung und relativ guter Linearität vorgesehen, um das Eingangssignal des Leistungsverstärkers zu verstärken und ein Signal über eine zweite
Impedanz der Last zuzuführen. Die Verstärkeranordnung ist dabei derart ausgebildet, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes
die durch den Leistungsverstärker bewirkte Verzerrung mit Hilfe der beiden Impedanzen und dem Zusatzverstärker
aufgehoben wird.
030067/0795
■Il·
Leerseite
Claims (17)
1. Elektronische Verstärkeranordnung mit einem Vorverstärker,
einem mit dem Vorverstärker verbundenen ersten Verstärker sowie einem das Ausgangssignal des ersten Verstärkers
dem Eingang des Vorverstärkers zuführenden negativen Rückkopplungspfad, dadurch gekennzeichnet,
daß mit der Eingangsklemme des ersten Verstärkers (3) ein zweiter Verstärker (8) verbunden ist und daß zwischen der
Ausgangsklemme des ersten Verstärkers (3) und der Last (7) einerseits und zwischen der Ausgangsklemme des zweiten Verstärkers
(8) und der Last (7) andererseits je eine Impedanz (9, 10) vorgesehen sind, wobei diese beiden Impedanzen
(9, 10) so eingestellt sind, daß die durch den ersten Verstärker (3) bewirkte Verzerrung durch das
030067/079 S'
Ausgangssignal des zweiten Verstärkers (8) kompensiert
ist.
2. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet , daß die beiden Impedanzen (9, 10) so gewählt
sind, daß innerhalb des Hochfrequenzbandes die Verzerrung kompensiert ist.
3. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Impedanz (10) aus einem
Widerstand besteht, der in Serie zu einem aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehenden Parallelkreis liegt.
4. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Impedanz (10) aus einem
aus einem Widerstand und einem Kondensator bestehenden Serienkreis besteht.
5. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Impedanz (10) aus einem Kondensator
besteht.
6. Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet , daß die erste Impedanz (9) aus einem Widerstand und einer Induktivität besteht.
7. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η ζ
eichnet, daß die zweite Impedanz (10) eine Induktivität aufweist.
8. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Impedanz (9) einen Kondensator
aufweist.
030067/0795
9. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch g e kennzeichnet , daß der erste Verstärker (3) ein
Leistungsverstärker mit relativ schlechter Linearität ist und daß der zweite Verstärker (8) ein Verstärker niedriger
Leistung und relativ guter Linearität ist.
10. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Impedanz (9) im
wesentlichen aus einer ersten Induktivität (14) besteht, während die zweite Impedanz (10) mit einer zweiten Induktivität
(15) verbunden ist, wobei die beiden Induktivitäten (14, 15) magnetisch miteinander gekuppelt sind, um auf diese
Weise die am Ausgang des zweiten Verstärkers (8) auftretende Verzerrung zu reduzieren.
11. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die zwischen den einen Ausgängen
des ersten Verstärkers (3) auftretende Differentialspannung dem zweiten Verstärker (8) zugeführt ist, während
auf der geerdeten Seiten der Last (7) eine dritte Impedanz (17) vorgesehen ist,und daß der Ausgang des zweiten
Verstärkers (8) über die zweite Impedanz mit dem die Last
(7) mit der dritten Impedanz (17) verbindenden Klemmenpunkt
verbunden ist, während der Ausgang des ersten Verstärkers (3) direkt an die Last (7) geführt ist.
12. Verstärkeranordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß der
Ausgang des ersten Verstärkers (3) über die erste Impedanz
(9) mit der Last (7) verbunden ist,und daß der zweite Verstärker
(8) das Eingangssignal des ersten Verstärkers (3) verstärkt und über die zweite Impedanz (10) ein Ausgangssignal
der Last (7) zuführt, demzufolge die innerhalb des ersten Verstärkers (3) vorhandene Verzerrung kompensiert ist.
030067/079S
13. Verstärkeranordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet , daß die zweite Impedanz durch ein
Impedanzelement innerhalb des zweiten Verstärkers (8) gebildet ist.
14. Verstärkeranordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß der zweite Verstärker ein
Spannungsverstärker ist und daß ein Teil der zweiten Impedanz (10) durch eine Impedanz des Spannungsverstärkers gebildet
ist.
15. Verstärkeranordnung nach Anspruch 1 oder 12, dadurch
gekennzeichnet , daß die beiden Impedanzen (9, 10) so gewählt sind, daß sie der Gleichung
Xo(s)
genügen, wobei die Transferfunktion der Leitung von dem ersten Verstärker (3) durch die erste Impedanz (9) zu der
Last (7) die Funktion X (s) besitzt, während die Transferfunktion der von dem zweiten Verstärker (8) über die
zweite Impedanz (10) zu der Last (7) führende Leitung die Funktion X1 (s) und die des Vorverstärkers (2) A(s) besitzt,
wobei b eine Konstante des negativen Rückkopplungspfades (5) ist.
16. Verstärkeranordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die erste Impedanz (9) eine
Induktivität (L) aufweist, die mit einem Widerstand (R4)
verbunden ist, während die zweite Impedanz (10) einen Widerstand (R1") besitzt, der mit einem aus einem Widerstand (R3)
und einer Kapazität (C1) bestehenden Parallelkreis verbunden
ist,und daß die Werte dieser Elemente entsprechend den
030067/0785
folgenden Bedingungen gewählt sind
4 1 1
ω1 L ' 2 CR2 ' 3 CR1 '
R2
ο R4
ο R4
wobei A der Verstärkungsfaktor des Vorverstärkers (2)
ist.
17. Verstärkeranordnung nach einem der Ansprüche 1 und 12,
dadurch gekennzeichnet , daß der Unterschied der Frequenzcharakteristik zwischen den beiden Impedanzen
(9, 10) 12 db/OCT und mehr beträgt.
030067/07ÖS
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JP10005079U JPS6133703Y2 (de) | 1979-07-19 | 1979-07-19 | |
JP10005179U JPS6133704Y2 (de) | 1979-07-19 | 1979-07-19 | |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE3027333A1 true DE3027333A1 (de) | 1981-02-12 |
DE3027333C2 DE3027333C2 (de) | 1984-07-26 |
Family
ID=27309126
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Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3027333C2 (de) |
GB (1) | GB2058501B (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3933805A1 (de) * | 1989-10-10 | 1991-04-18 | Rohde & Schwarz | Hochfrequenz-verstaerkerschaltung |
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US3970953A (en) * | 1974-01-17 | 1976-07-20 | The Acoustical Manufacturing Company Limited | Distortion-free amplifiers |
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- 1980-07-11 GB GB8022696A patent/GB2058501B/en not_active Expired
- 1980-07-18 DE DE19803027333 patent/DE3027333C2/de not_active Expired
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Also Published As
Publication number | Publication date |
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DE3027333C2 (de) | 1984-07-26 |
GB2058501A (en) | 1981-04-08 |
GB2058501B (en) | 1984-05-23 |
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