DE102013200040A1

DE102013200040A1 - Verstärker und Verstärkungsverfahren

Info

Publication number: DE102013200040A1
Application number: DE102013200040A
Authority: DE
Inventors: Masaru Sato
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2012-03-12
Filing date: 2013-01-03
Publication date: 2013-09-12
Also published as: US20130234798A1; JP2013191910A; JP5874456B2; US8988150B2

Abstract

Ein Verstärker umfasst einen Transformator mit einer Primärspule, dessen eines Ende mit einem Eingangsanschluss verbunden ist, und dessen anderes Ende mit einem Referenzpotenzial verbunden ist, und einer Sekundärspule, die mit der Primärspule magnetisch gekoppelt ist, und einen Transistor mit einer Source, die mit einem Ende der Sekundärspule verbunden ist, und einem Gate, das mit dem anderen Ende der Sekundärspule verbunden ist, und einem Drain, verbunden mit einer Ausgangsanschlussseite.

Description

ERFINDUNGSGEBIET
Die hier diskutierten Ausführungsformen betreffen einen Verstärker und ein Verstärkungsverfahren.
HINTERGRUND
Ein Common-Source-Verstärker, der sowohl eine hohe Verstärkung als auch eine hohe Eingangsimpedanz aufweist, ist ein Verstärker, der am häufigsten verwendet wird. Wenn jedoch eine Eingangssignalfrequenz hoch wird, fällt die Verstärkung des Common-Source-Verstärkers aufgrund des Miller-Effekts stark ab.
Der Miller-Effekt kann durch einen kreuzgekoppelten Differenzialverstärker unterdrückt werden, bei dem ein Paar von Common-Source-Verstärkern durch Kondensatoren kreuzgekoppelt werden. (Siehe z. B. Japanisches veröffentlichtes Patent mit der Veröffentlichungsnummer 2006-521748 .)
Der kreuzgekoppelte Differenzialverstärker weist jedoch das Problem eines großen Stromverbrauchs auf, da zwei Common-Source-Verstärker angesteuert werden.
ZUSAMMENFASSUNG
Entsprechend besteht eine Aufgabe in einem Aspekt der Erfindung in der Bereitstellung eines Verstärkers und eines Verstärkungsverfahrens mit einem geringen Stromverbrauch.
Gemäß einem Aspekt der Ausführungsformen umfasst ein Verstärker einen Transformator mit einer Primärspule, dessen eines Ende mit einem Eingangsanschluss verbunden ist, und dessen anderes Ende mit einem Referenzpotenzial verbunden ist, und eine Sekundärspule, die mit der Primärspule magnetisch gekoppelt ist, und einem Transistor mit einer Source, die mit einem Ende der Sekundärspule verbunden ist, und einem Gate, das mit dem anderen Ende der Sekundärspule verbunden ist, und einem Drain, verbunden mit einer Ausgangsanschlussseite.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Verstärkers gemäß einer Ausführungsform;
2A ist ein Diagramm zur Darstellung des Miller-Effekts;
2B ist ein Diagramm zur Darstellung des Miller-Effekts;
3A ist ein Diagramm zur Darstellung des Miller-Effekts des Common-Source-Verstärkers;
3B ist ein Diagramm zur Darstellung des Miller-Effekts eines Common-Source-Verstärkers;
4 ist ein Schaltungsdiagramm, bei dem der Transformator in dem Verstärker gemäß der Ausführungsform durch eine äquivalente Schaltung wiedergegeben ist;
5 ist eine äquivalente Small-Signal-Schaltung des Verstärkers gemäß der Ausführungsform;
6 stellt eine Frequenzcharakteristik des Verstärkers gemäß der Ausführungsform dar;
7 stellt eine Frequenzcharakteristik des Verstärkers mit einem Parameter der primären Induktivität dar;
8A ist ein Diagramm zur Darstellung eines kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers;
8B ist ein Diagramm zur Darstellung eines kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers;
9 stellt eine Frequenzcharakteristik des kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers dar, mit einem Parameter der Kapazität des kreuzgekoppelten Kondensators;
10 stellt eine Frequenzcharakteristik des Verstärkers gemäß der Ausführungsform dar, mit einem Parameter der primären Induktivität;
11 stellt ein Schaltungsdiagramm eines Common-Source-Verstärkers dar, bei dem ein Gate mit einem Drain durch eine Induktivität verbunden ist;
12 stellt eine Frequenzcharakteristik des in 11 gezeigten Common-Source-Verstärkers dar;
13 stellt eine äquivalente Schaltung des Verstärkers dar, wenn ein Rauschen des Transistors berücksichtigt wird;
14A ist ein Diagramm zur Darstellung einer Rauschspannung, die von dem Ausgangsanschluss ausgegeben wird;
14B ist ein Diagramm zur Darstellung einer Rauschspannung, die von dem Ausgangsanschluss ausgegeben wird;
14C ist ein Diagramm zur Darstellung einer Rauschspannung, die von dem Ausgangsanschluss ausgegeben wird;
15 ist ein Diagramm zur Darstellung eines ersten Umgestaltungsbeispiels; und
16 ist ein Diagramm zur Darstellung eines zweiten Umgestaltungsbeispiels.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Bevorzugte Ausführungsformen werden mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen erläutert. Identische Bezugszeichen werden entsprechenden Elementen hier gegeben, selbst in unterschiedlichen Zeichnungen, und deren Beschreibung wird weggelassen.
Gemäß der vorliegenden Vorrichtung ist es möglich, einen Verstärker bereitzustellen, der mit einer geringen Leistung betrieben wird, während der Miller-Effekt unterdrückt wird.
(1) Struktur
1 ist ein Schaltungsdiagramm eines Verstärkers 2 gemäß einer Ausführungsform.
Gemäß 1 umfasst der Verstärker 2 einen Transformator 4 und einen Transistor 6. In 1 wird hier auch eine Bias-Stromversorgung 9 für den Transistor 6 gezeigt.
Der Transformator 4 enthält eine Primärspule 10 und eine Sekundärspule 12, die mit der Primärspule 10 magnetisch gekoppelt ist.
Ein Ende der Primärspule 10 ist mit einem Eingangsanschluss (Eingangsterminal) 14 verbunden, während das andere Ende der Primärspule 10 mit einem Referenzpotenzial verbunden ist (Masse GND im Beispiel der 1).
Ein Ende der Sekundärspule 12 ist mit einer Source S des Transistors 6 verbunden, während das andere Ende der Sekundärspule 12 mit einem Gate G des Transistors 6 verbunden ist. Mit einem Drain D des Transistors 6 ist ferner ein Ausgangsanschluss (Ausgangsterminal) 16 verbunden. Eine Ansteuerspannung des Transistors 6 wird z. B. über den Ausgangsanschluss 16 an den Drain D geliefert.
Wie in 1 dargestellt, umfasst der Verstärker 2 ferner einen Kondensator 8 und einen Widerstand 20. Der Kondensator 18 ist zwischen dem Gate G des Transistors 6 und der Sekundärspule 12 angeordnet. Mit einem Ende des Widerstands 20 ist die Bias-Stromversorgung 8 über einen Bias-Anschluss (Bias-Terminal) 22 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 20 ist mit einem Knoten N zwischen dem Kondensator 18 und dem Gate G verbunden.
Ein zentraler Abschnitt der Sekundärspule 12 ist mit dem Referenzpotenzial verbunden. Mit dem Gate G des Transistors 6 wird daher eine Bias-Spannung angewendet, die durch die Bias-Schaltung 8 erzeugt wird. Da diese Bias-Spannung eine Gleichstromspannung ist, wird die Bias-Spannung durch den Kondensator 18 abgeschnitten, und liegt kaum an der Sekundärspule 12 an.
Der Widerstandswert des Widerstands 20 ist ausreichend größer als die Impedanz (genauer, der Absolutwert davon, was auch im Folgenden anwendbar ist) des Transformators 4 bei einer Eingangssignalfrequenz. Die Kapazität des Kondensators 18 ist ferner hoch genug, sodass die Impedanz des Kondensators 18 ausreichend geringer als die des Transformators 3 bei der Eingangssignalfrequenz ist. Ein Hochfrequenzsignal, das zwischen beiden Enden der Sekundärspule 12 erzeugt wird, ansprechend auf ein Eingangssignal, fließt daher kauf in die Bias-Schaltung 8, und wird zwischen der Source S und dem Gate G des Transistors 6 geliefert.
Die Impedanz des Transformators 4 bedeutet hier eine Impedanz aus Sicht der Seite des Transistors 6, wenn eine Eingangsschaltung mit dem Eingangsanschluss 14 verbunden ist.
Jedes Element (Transformator oder Transistor) des Verstärkers 2 ist z. B. auf einem Halbleitersubstrat (z. B. einem Si-Substrat) ausgebildet. Der Transistor 6 ist z. B. ein MOS-(engl. Metal Oxide Semiconductor)Feldeffekttransistor, der auf dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist. Die Primärspule 10 und die Sekundärspule 12 des Transformators 4 sind z. B. eine schlaufenförmige Verdrahtung, die sich über einem Interlayer-Isolationsfilm gegenüber liegen. Der Kondensator 18 ist z. B. ein Elektrodenpaar, das sich über einem Interlayer-Isolationsfilm gegenüber liegt. Der Widerstand 20 ist eine Störstellendiffusionsschicht, die auf dem Halbleitersubstrat ausgebildet ist.
(2) Betrieb
Zuerst wird die Bias-Stromversorgung 8 aktiviert, sodass eine Bias-Spannung an das Gate G des Transistors 6 angelegt wird. Ferner wird eine Ansteuerstromversorgung (nicht dargestellt) für den Transistor 6 aktiviert, sodass eine Ansteuerspannung an den Drain D des Transistors 6 über den Ausgangsanschluss 16 angelegt wird. In diesem Zustand wird ein Signal, das z. B. eine Frequenz von 10–100 GHz aufweist, in den Eingangsanschluss 14 eingegeben.
Das in den Eingangsanschluss 14 eingegebene Signal wird an die Primärspule 10 des Transformators 4 geliefert. Das eingegebene Signal wird dann durch Magnetkopplung an die Sekundärspule 12 übertragen. Die Sekundärspule 12 liefert das übertragene Signal zwischen die Source S und das Gate G des Transistors 6.
Der Transistor 6 verstärkt das Signal, das geliefert wird, und gibt dann das Signal von dem Ausgangsanschluss 16 aus. Zu diesem Zeitpunkt weist eine Gate-zu-Drain-Kapazität des Transistors 6 eine Resonanz mit einer Primärinduktivität des Transformators 4 auf, um die Reduzierung der Verstärkung, die durch den Miller-Effekt verursacht wird, zu unterdrücken.
Die 2A und 2B zeigen Diagramme zur Darstellung des Miller-Effekts.
Wie in 2A gezeigt wird ein Verstärker 2a betrachtet, der einen Kondensator 24 enthält, der den Eingangsanschluss 14a und einen Ausgangsanschluss 16a verbindet, sowie ein Verstärkungselement 3, das zwischen dem Eingangsanschluss 14a und dem Ausgangsanschluss 16a angeordnet ist. Die Kapazität des Kondensators 24 wird mit C definiert.
Im Folgenden sei ein Spannungsverstärkungsfaktor (Spannungsverstärkung) und ein Eingangssignal des Verstärkungselements 3 gleich –A(< 0) bzw. V_in. Das Ausgangssignal des Verstärkungselements 3 ist dann –AV_in. Daher wird an beiden Enden des Kondensators 24 eine Spannung von (1 + A)V_in(= V_in – (–AV_in)) angelegt. Dies erzeugt einen Strom C(1 + A)·d(V_in)/dt, der in den Kondensator 24 von dem Eingangsanschluss 14a fließt (t ist die Zeit).
Aus Sicht des Eingangsanschlusses 14a ist der in 2A gezeigte Verstärker 2a daher äquivalent zu einer Schaltung, bei der ein Kondensator (im Folgenden als Miller-Kondensator bezeichnet) 26, der eine Kapazität C(1 + A) aufweist, zwischen dem Eingangsanschluss 14a und dem Referenzpotenzial (in 2B Masse GND) verbunden ist. Umso höher somit die Frequenz des Eingangssignals ist, umso geringer wird die Eingangsimpedanz des Verstärkers 2A und umso geringer wird die Verstärkung des Verstärkers 2a. Dies ist als Miller-Effekt bekannt.
Aus Sicht des Ausgangsanschlusses 16a ist der in 2A gezeigte Verstärker 2a ferner äquivalent zu einer Schaltung, bei der ein Kondensator 28, der eine Kapazität C(1 + 1/A) aufweist, zwischen dem Ausgangsanschluss 16a und dem Referenzpotenzial verbunden ist (Verweis auf 2B).
3A und 3B sind Diagramme zur Darstellung des Miller-Effekts eines Common-Source-Verstärkers. In 3A ist ein Common-Source-Verstärker 2b gezeigt. In 3B ist eine äquivalente Schaltung 2c des Common-Source-Verstärkers 2b (Verstärkungselement) gezeigt. Bias-Schaltungen usw. sind in diesen Figuren nicht dargestellt.
Gemäß 3A ist in dem Common-Source-Verstärker 2b ein Eingangsanschluss 14b mit einem Ausgangsanschluss 16b durch eine Gate-zu-Drain-Kapazität 24a eines Transistors 6a verbunden. Der Spannungsverstärkungsfaktor des Transistors 6a ist negativ. Es wird somit möglich, dass die Gate-zu-Drain-Kapazität 24a dem in 2A gezeigten Kondensator 24 entspricht, und dass der Transistor 6a dem Verstärkungselement 3 entspricht. Wenn somit eine Eingangssignalfrequenz höher wird, wird der Verstärkungsfaktor des Common-Source-Verstärkers 2b aufgrund des Miller-Effekts geringer.
3B zeigt eine äquivalente Schaltung 5 des Common-Source-Verstärkers 2b. Die äquivalente Schaltung enthält einen Miller-Kondensator 26a, der den Eingangsanschluss 14b und das Referenzpotenzial (in den 3A, 3B Masse GND) verbindet, und einen Transistor 6b. Der Transistor 6b ist ein Transistor, der keine Gate-zu-Drain-Kapazität enthält.
Eine Signalquelle (nicht dargestellt), die mit dem Eingangsanschluss 14b verbunden ist, und der Miller-Kondensator 26A konfigurieren einen Tiefpassfilter. Die Abschneidefrequenz f_c eines Tiefpassfilters wird durch die folgende Gleichung (1) gegeben, f_c = 1 / 2π·C·R (1) wobei C eine Kapazität des Tiefpassfilters ist. R ist ein Widerstand des Tiefpassfilters.
In dem Tiefpassfilter, der durch den Common-Source-Verstärker 2b und die Signalquelle ausgebildet ist, ist C eine Kapazität des Miller-Kondensators 26a und R ein interner Widerstand der Signalquelle.
Wie oben erläutert ist die Kapazität des Miller-Kondensators 26a gleich (1 + A) mal so groß wie die Kapazität der Gate-zu-Drain-Kapazität 24a. C in Gleichung (1) ist daher in einem großen Maße größer als die Gate-zu-Drain-Kapazität. Dies erzeugt eine in hohem Maße geringere Abschneidefrequenz des Tiefpassfilters, der durch den Common-Source-Verstärker 2b und die Signalquelle ausgebildet ist. Wenn folglich die Eingangssignalfrequenz höher wird, wird daher die Verstärkung des Common-Source-Verstärkers 2b stark verlängert.
Die Gate-zu-Source-Kapazität und die Drain-zu-Source-Kapazität des Transistors 6a sind ferner vom gleichen Grad wie die Gate-zu-Drain-Kapazität 24a. Die Gate-zu-Source-Kapazität und die Drain-zu-Source-Kapazität werden jedoch durch den Spannungsverstärkungsfaktor des Transistors nicht verstärkt. Beide der obigen Kapazitäten erzeugen daher einen geringen Einfluss auf eine Frequenzcharakteristik des Common-Source-Verstärkers 2b.
4 ist ein Schaltungsdiagramm, bei dem der Transformator 4 in dem Verstärker 2 (Verweis auf 1), gemäß der Ausführungsform durch eine äquivalente Schaltung wiedergegeben ist. Gemäß 4 ist der Transformator 4 äquivalent zu einer Schaltung, die eine Primärspulen-Leckinduktivität 30, eine Primärinduktivität 32, einen idealen Transformator 34 und eine Sekundärspulen-Leckinduktivität 36 enthält.
Die Induktivität L₁ der Primärspulen-Leckinduktivität 30 und die Induktivität L₂ der Sekundärspulen-Leckinduktivität 36 werden durch die Gleichung (2) bzw. (3) gegeben, L₁ = L_p·( 1 / k – 1) (2)
wobei L_p die Induktivität (im Folgenden als Primärinduktivität bezeichnet) der Primärinduktivität 32 ist, k ein Kopplungskoeffizient des idealen Transformators 34 ist, und N ein Wicklungsverhältnis des idealen Transformators 34 ist.
Der Kopplungskoeffizient k ist z. B. ca. 0,7. Das Wicklungsverhältnis N ist z. B. ca. 1. Die Primärspulen-Leckinduktivität 30 und die Sekundärspulen-Leckinduktivität 36 sind daher fast vernachlässigbar.
5 ist eine äquivalente Small-Signal-Schaltung 38 des Verstärkers 2 auf Grundlage der obigen Approximation. In 5 ist auch eine Signalquelle 41 gezeigt, die ein Signal an die äquivalente Small-Signal-Schaltung 38 liefert. Die Signalquelle 41 enthält eine Spannungsquelle 46 und eine interne Impedanz 48.
Gemäß 5 umfasst die äquivalente Small-Signal-Schaltung 38 eine Stromquelle 40, die den Transistor 6 entspricht, einen Miller-Kondensator 42 entsprechend der Gate-zu-Drain-Kapazität des Transistors 6, und eine äquivalente Induktivität 44 entsprechend der Primärinduktivität 32 des Transformators 4. Der Induktivitätswert der äquivalenten Induktivität 44 ist 1/N² mal die Primärinduktivität L.
Gemäß 5 sind der Miller-Kondensator 42 und die äquivalente Induktivität 44 parallel zwischen der Source S und dem Gate G des Transistors 6 verbunden.
Entsprechend weist die äquivalente Induktivität 44 eine Resonanz mit dem Miller-Kondensator 42 bei einer parallelen Resonanzfrequenz auf (Resonanzfrequenz einer parallelen Schaltung mit einer Induktivität und einem Kondensator). Die Eingangsimpedanz der äquivalenten Small-Signal-Schaltung 38 wird daher unendlich, wodurch kein Stromfluss in die interne Impedanz 48 der Signalquelle 41 erzeugt wird.
Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung der Spannungsquelle 46, die in der Signalquelle 41 enthalten ist, in Takt zwischen dem Gate und der Source des Transistors 6 angelegt. Die Verstärkung der äquivalenten Small-Signal-Schaltung 38 (d. h., die Verstärkung des Verstärkers 2) wächst daher mit der parallelen Resonanzfrequenz an. Diese ist auch in der Nähe der parallelen Resonanzfrequenz vergleichbar.
Eine parallele Resonanzfrequenz f_r ist durch die Gleichung (4) gegeben,
wobei C eine Kapazität der parallelen Resonanzschaltung ist. L ist eine Induktivität der parallelen Resonanzschaltung.
In der in 5 gezeigten Schaltung ist C die Kapazität des Miller-Kondensators 42. L ist die Induktivität der äquivalenten Induktivität 44 (= L_p/N²). Wie aus Gleichung (4) ersichtlich wird bei einer Verringerung der Primärinduktivität L_p des Transformators 4 die Resonanzfrequenz f_r höher.
Die Primärinduktivität L_p ist im Wesentlichen proportional zu Flächen der Primärspule 10 und der Sekundärspule 12 des Transformators 4. Durch eine Reduzierung der Flächen der Primärspule 10 und der Sekundärspule 12 ist es folglich möglich, den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 2 bei einer höheren Frequenz zu erhöhen.
(3) Frequenzcharakteristik
6 zeigt eine Frequenzcharakteristik des Verstärkers 2 gemäß der Ausführungsform. Die horizontale Achse zeigt eine Eingangssignalfrequenz. Die vertikale Achse zeigt eine maximal verfügbare Verstärkung. In 6 ist die Frequenzcharakteristik 50 des Verstärkers 2 zusammen mit einer Frequenzcharakteristik 52 des Common-Source-Verstärkers und einer Frequenzcharakteristik 54 des kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers gezeigt.

Die in 6 gezeigte Frequenzcharakteristik wird durch eine Simulation unter Verwendung eines Transistormodells erhalten (die auch für die im Folgenden beschriebene Frequenzcharakteristik anwendbar ist). In der Simulation gemäß 6 wird angenommen, dass jedes Element, das jedem Verstärker (z. B. Transistor) gemeinsam ist, gemeinsame Parameterwerte aufweist. Die Parameterwerte des Transistors, die in der Simulation verwendet werden, sind in Tabelle 1 gegeben. Die Kapazität des kreuzgekoppelten Kondensators ist 10 fF. Tabelle 1. Transistorparameter verwendet in Simulation

Transistorparameter	Parameterwerte
Transkonduktanz g_m	40 mS
Gate-zu-Source-Kapazität C_gs	40 fF
Gate-zu-Drain-Kapazität C_gd	10 fF
Drain-zu-Source-Kapazität C_ds	40 fF
Ausgangswiderstand R_ds	200 Ω

Wie in 6 gezeigt, fällt eine Verstärkung 52 des Common-Source-Verstärkers bei Anwachsen einer Signalfrequenz monoton ab. Andererseits wird eine Verstärkung 50 des Verstärkers 2 gemäß der Ausführungsform in einem Hochfrequenzbereich maximal (in 6 in der der Nähe von 95 GHz), und wird höher als die Verstärkung 52 des Common-Ressource-Verstärkers. In dem Hochfrequenzbereich ist die Verstärkung 50 des Verstärkers 2 auch größer als die Verstärkung 54 des kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers.
7 zeigt eine Frequenzcharakteristik des Verstärkers 2 mit einem Parameter der Primärinduktivität L. Die horizontale Achse zeigt eine Eingangssignalfrequenz. Die vertikale Achse zeigt eine maximal verfügbare Verstärkung. Die Primärinduktivität L_p, die in der Simulation verwendet wird, ist jeder Frequenzcharakteristik zugeordnet.
Durch Anpassen der Primärinduktivität L_p ist es, wie in 7 gezeigt, möglich, die maximal verfügbare Verstärkung des Verstärkers 2 in einem gewünschten Frequenzbereich zu maximieren. In dem in 7 gezeigten Beispiel ist die Primärinduktivität L_p derart angepasst, dass die maximal verfügbare Verstärkung des Verstärkers 2 bei 40–70 GHz in dem Millimeterwellenband (30–300 GHz) maximiert wird. Es kann darüber hinaus möglich sein, die Primärinduktivität L_p derart anzupassen, dass die maximal verfügbare Verstärkung in anderen Frequenzbereichen maximiert wird (z. B. ein höherer Frequenzbereich in dem Millimeterwellenband oder dem Mikrowellenband (3–30 GHz).
Gemäß 6 fällt die Verstärkung 52 des Common-Source-Verstärkers in den Bereich von 10–100 GHz extrem ab. Der oben erwähnte gewünschte Frequenzbereich ist daher bevorzugt höher als oder gleich zu 10 GHz und geringer als oder gleich zu 100 GHz.
Wie oben erläutert, kann durch Anpassen der Größen der Primärspule 10 und der Sekundärspule 12 die Spitzenfrequenz der Verstärkung (Frequenz, bei der die Verstärkung maximiert ist) auf eine gewünschte Frequenz eingestellt werden. Die Größen der Primärspule 10 und der Sekundärspule 12, die der gewünschten Spitzenfrequenz entsprechen, können durch Simulation unter Verwendung eines Transistormodells erhalten werden.
8A und 8B sind Diagramme zur Darstellung eines kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers. In 8A ist ein Differenzialverstärker 2c gezeigt, der ein Paar von Common-Source-Verstärkern 2d, 2e enthält. In den 8A und 8B sind Bias-Schaltungen usw. der Common-Source-Verstärker 2d, 2e nicht dargestellt.
Gemäß 8A umfasst der Differenzialverstärker 2c ein erstes Balun-Element 56a, einen ersten und einen zweiten Common-Source-Verstärker 2d, 2e und ein zweites Balun-Element 56b. Der erste und zweite Common-Source-Verstärker 2d, 2e sind Transistoren, die im Wesentlichen gleiche Parameterwerte aufweisen.
Das erste und zweite Balun-Element 56a, 56b sind z. B. Transformatoren, in denen der zentrale Abschnitt einer Sekundärspule (eine Spule an einer Ausgleichsterminalseite) mit dem Referenzpotenzial verbunden ist (Verweis auf den Transformator 4 in 1). Durch das erste Balun-Element 56a wird ein Eingangssignal in ein erstes Signal 58a und ein zweites Signal 58b unterteilt, zwischen denen eine Phasendifferenz gleich 180 Grad ist. Das unterteilte erste und zweite Signal 58a, 58b werden durch den ersten Common-Source-Verstärker 2d, bzw. den zweiten Common-Source-Verstärker 2e verstärkt. Das zweite Balun-Element 56b gibt eine Differenz zwischen den verstärkten ersten und zweiten Signalen 58a, 58b aus.
Gemäß 8B ist ein kreuzgekoppelter Differenzialverstärker 2f gezeigt, in der die Common-Source-Verstärker 2d, 2e durch einen ersten und einen zweiten kreuzgekoppelten Kondensator 60a, 60b kreuzgekoppelt sind.
Ein Strom, der durch die Gate-zu-Drain-Kapazität (nicht gezeigt) des ersten Common-Source-Verstärkers 2d fließt, wird im Folgenden abgeleitet. Wenn eine Spannung des ersten Signals 58a gleich V_a(t) ist, und eine Spannungsverstärkung des ersten Common-Source-Verstärkers 2d gleich –A ist, dann wird eine Spannung (1 + A)V_a(t) an beide Enden der Gate-zu-Drain-Kapazität angelegt. Ein Strom mit einem Stromwert gleich C_gd(1 + A)·dV_a(t)/dt fließt daher durch die Gate-zu-Drain-Kapazität des ersten Common-Source-Verstärkers 2d. C_gd ist hier die Gate-zu-Drain-Kapazität.
Bezüglich des zweiten kreuzgekoppelten Kondensators 60b ist ein Ende davon mit dem Gate des ersten Common-Source-Verstärkers 2d verbunden, während das andere Ende mit dem Drain des zweiten Common-Source-Verstärkers 2e verbunden ist. An den Drain des zweiten Common-Source-Verstärkers 2e wird ein Signal ausgegeben, das gleich –A mal das zweite Signal 58b ist (= –V_a(t)). Daher fließt ein Strom mit einem Stromwert von C_c(1 – A)·dV_a(t)/dt durch den zweiten kreuzgekoppelten Kondensator 60b. C_c ist hier die Kapazität des zweiten kreuzgekoppelten Kondensators 60b (im Folgenden als kreuzgekoppelte Kapazität bezeichnet).
Es wird nun angenommen, dass ein Spannungsverstärkungsfaktor A hinreichend größer als 1 ist, und die Gate-zu-Drain-Kapazität C_gd des ersten Common-Source-Verstärkers 2d im Wesentlichen gleich der kreuzgekoppelten Kapazität C_c ist. In diesem Fall wird ein Strom, der von der Gate-zu-Drain-Kapazität an die Gate-Seite (und zwar Knoten N1) des ersten Common-Source-Verstärkers 2d geliefert wird, nahezu durch einen Strom aufgelöst, der von dem zweiten kreuzgekoppelten Kondensator 60b an den Knoten N1 geliefert wird.
Der Strom, der von dem Gate-zu-Drain-Kondensator an den Knoten N1 geliefert wird, ist ca. C_gd·dV_a(t)/dt. Der Strom, der von dem zweiten kreuzgekoppelten Kondensator 60b an den Knoten N1 geliefert wird, ist andererseits ca. –C_gd·dAV_a(t)/dt.
Aus Sicht des Transformators 4 ist daher die Gate-zu-Drain-Kapazität des ersten Common-Source-Verstärkers 2d fast nicht existierend, und daher wird der Miller-Effekt des ersten Common-Source-Verstärkers 2d unterdrückt.
Der Miller-Effekt des zweiten Common-Source-Verstärkers 2e wird vergleichbar ebenfalls unterdrückt, wenn der Spannungsverstärkungsfaktor A hinreichend größer als 1 ist und die Kapazität des ersten kreuzgekoppelten Kondensators 60a im Wesentlichen gleich der Gate-zu-Drain-Kapazität des zweiten Common-Source-Verstärkers 2e ist.
Aufgrund der Tatsache, dass kein Resonanzphänomen verwendet wird, ist ein Effekt der Unterdrückung des Miller-Effekts, der durch die kreuzgekoppelte Kapazität verursacht wird, von einer Frequenz unabhängig. Daher ist, wie in 6 gezeigt, die Verstärkung 54 des kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers größer als die Verstärkung 52 des Common-Source-Verstärkers, z. B. über einen breiten Frequenzbereich von 20–110 GHz.
Die Verstärkung 50 des Verstärkers 2 gemäß der Ausführungsform ist höher als eine Verstärkung 54 des kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers an der Spitzenfrequenz und in dessen Nähe 8Verweis auf 6).
(4) Verstärkungsfehler
Die Verstärkung des kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers wird am größten, wenn die Kapazität des kreuzgekoppelten Kondensators nahezu mit der Gate-zu-Drain-Kapazität von jedem Common-Source-Transistor 2d, 2e übereinstimmt.
Die Gate-zu-Drain-Kapazität eines Transistors ist z. B. ca. 10 fF. Andererseits begleitet eine parasitäre Kapazität von ca. mehreren fF den kreuzgekoppelten Kondensator eines Halbleitersubstrats. Es ist daher nicht leicht, die Kapazität des kreuzgekoppelten Kondensators in eine Übereinstimmung mit der Gate-zu-Drain-Kapazität von jedem Common-Source-Transistor 2d, 2e zu bringen.
9 zeigt eine Frequenzcharakteristik des kreuzgekoppelten Differenzialverstärkers in Abhängigkeit eines Parameters der Kapazität des kreuzgekoppelten Kondensators (einschließlich einer parasitären Kapazität), Die horizontale Achse zeigt eine Eingangssignalfrequenz. Die vertikale Achse zeigt eine maximal verfügbare Verstärkung. Es wird hier angenommen, dass die Kapazität von jedem kreuzgekoppelten Kondensator 60a, 60b gegenseitig gleich ist. Es wird ferner angenommen, dass die Gate-zu-Drain-Kapazität von jedem Common-Source-Transistor 2d, 2e gegenseitig gleich ist.
Wie in 9 gezeigt, gibt es eine Differenz von ca. 2 dB zwischen den maximal verfügbaren Verstärkungen für den Fall, dass eine Kapazität des kreuzgekoppelten Kondensators (im Folgenden als Kreuzkapazität bezeichnet) gleich 4 fF ist, und dem Fall, dass die Kreuzkapazität gleich 8 fF ist. Aufgrund der Schwierigkeit der Steuerung der parasitären Kapazität, z. B., wenn ein Zielwert der Kreuzkapazität (einschließlich der parasitären Kapazität) auf 6 fF eingestellt ist und der kreuzgekoppelte Kondensator gemäß dem Zielwert ausgebildet ist, wird eine resultierende Kreuzkapazität in einem Bereich von 4 fF bis 8 fF verteilt. Es wird daher eine Dispersion von ca. 2 dB in der maximal verfügbaren Verstärkung erzeugt.
In der Simulation von 9 wird ein Zielwert der Kreuzkapazität in einem gewissen Maße von der Gate-zu-Drain-Kapazität unterschieden. Der Grund besteht darin, dass dann, wenn die Kapazitätswerte der Kreuzkapazität und der Gate-zu-Drain-Kapazität zu nahe aneinander sind, der Verstärker leicht zu oszillieren beginnt.
In dem Verstärker 2 gemäß der Ausführungsform wird der Miller-Effekt durch die Primärinduktivität L_p des Transformators 4 unterdrückt. Wie oben erläutert, wird die Primärinduktivität L_p durch die Größen der Primärspule 10 und der Sekundärspule 12 bestimmt. Unter Berücksichtigung einer Verarbeitungsgenauigkeit der Verdrahtung ist ein Herstellungsfehler der Primärinduktivität L_p so hoch wie einige Prozent.
10 zeigt eine Frequenzcharakteristik des Verstärkers 2 mit einem Parameter der Primärinduktivität L. Die horizontale Achse zeigt eine Eingangssignalfrequenz. Die Vertikalachse zeigt eine maximal verfügbare Verstärkung.
Es wird hier angenommen, dass dann, wenn der Zielwert der Primärinduktivität L_p auf 200 pH eingestellt ist, und der Transformator 4 gemäß dem Zielwert ausgebildet ist, die resultierende Primärinduktivität L_p in einem Bereich von 180–220 pH verteilt ist bzw. dispergiert (d. h., mit einem Fehler von ±10%). In diesem Fall ist die maximal verfügbare Verstärkung bei einem Frequenzbereich R von 65–77 GHz maximiert, wie in 10 gezeigt.
Eine Differenz der maximal verfügbaren Verstärkung bei einer Frequenz (z. B. 80 GHz) an einer höheren Frequenzseite als der Frequenzbereich R ist ca. 1 dB beim Maximum (Verweis auf 10). Die obige Dispersion ist geringer als die Dispersion (2 dB) der maximal verfügbaren Verstärkung in dem kreuzgekoppelten Differenzialverstärker. Kurzum wird durch den Verstärker 2 gemäß der Ausführungsform die Dispersion der maximal verfügbaren Verstärkung (Verstärkungsfehler) aufgrund des Herstellungsfehlers reduziert.
(5) Verstärkungsbandbreite
11 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Common-Source-Verstärkers 2g, bei dem ein Gate G mit einem Drain D durch eine Induktivität 62 verbunden ist. Mit der Induktivität 62 ist ein Kondensator 18a zum Abschneiden einer Leistungsspannung (Gleichstromspannung), angelegt an den Drain D, in Reihe verbunden. Bias-Schaltungen usw. sind in 11 nicht gezeigt.
12 zeigt eine Frequenzcharakteristik 64 des Common-Source-Verstärkers 2g, der in 11 gezeigt ist. In 12 ist auf einer Frequenzcharakteristik 52 eines Common-Source-Verstärkers ohne die Induktivität 62 (Verweis auf 3A) gezeigt.
Gemäß 12 ist die maximal verfügbare Verstärkung in einem Hochfrequenzbereich (in der Nähe von 88 GHz in 12) erhöht, selbst dann, wenn das Gate G und Drain D des Transistors 6 durch die Induktivität 62 verbunden sind. Der Grund besteht darin, dass durch die Resonanz der Induktivität 62 mit der Gate-zu-Drain-Kapazität 24a der Miller-Effekt unterdrückt wird.
An der Niederfrequenzseite zu der Spitzenfrequenz ist die Frequenzcharakteristik 64 des Common-Source-Verstärkers 2g jedoch stark auf 0 dB oder geringer verringert.
Die Frequenzcharakteristik des Verstärkers 2 gemäß der Ausführungsform stellt im Gegensatz dazu eine ausreichend große Verstärkung bereit, selbst an der Niederfrequenzseite zu der Spitzensequenz, wie in den 6 und 7 dargestellt. Der Verstärker 2 gemäß der Ausführungsform zeichnet sich daher durch eine höhere Exzellenz als der Common-Source-Verstärker 2g aus, bei dem Gate und Drain durch die Induktivität 62 verbunden sind.
In dem in 11 gezeigten Common-Source-Verstärker 2g wird, wenn die Frequenz hoch ist, die Impedanz der Induktivität 62 hoch und die Impedanz des Kondensators 18a wird gering. In diesem Fall ist ein Einfluss des Kondensators 18a auf eine Schaltungscharakteristik gering, und die Induktivität 62 weist eine Resonanz mit der Gate-zu-Drain-Kapazität 24a auf.
Andererseits wird im Fall einer geringen Frequenz die Impedanz der Induktivität 62 gering und die Impedanz des Kondensators 18a wird hoch. In diesem Fall ist der Einfluss der Induktivität 62 auf die Schaltungscharakteristik gering und der Kondensator 18a wird äquivalent zu einem Kondensator, dessen Kapazität gleich (1 + A) mal so groß ist wie die Kapazität des Kondensators 18a und der das Gate G des Transistors 6 mit dem Referenzpotenzial verbindet. Folglich fällt die Verstärkung des Common-Source-Verstärkers 2g an der Niederfrequenzseite zu der Spitzenfrequenz stark ab.
(6) Rauschunterdrückung
13 zeigt eine äquivalente Schaltung des Verstärkers 2, wenn ein Rauschen des Transistors 6 berücksichtigt wird. In der in 13 gezeigten Schaltung ist eine Rauschstromquelle 66 zwischen der Source S und dem Drain D des Transistors 6 bereitgestellt. Bias-Schaltungen usw. sind in 13 nicht dargestellt.
Ein Strom 68a, der durch die Rauschstromquelle 66 erzeugt wird (im Folgenden als Primärrauschstrom bezeichnet) fließt in eine Sekundärspule 12, und wird auch im Referenzpotenzial (Masse GND in 13) absorbiert, die mit dem zentralen Abschnitt der Sekundärspule 12 verbunden ist.
Zu diesem Zeitpunkt wird ein Sekundärrauschstrom 68b durch magnetische Kopplung in der Primärspule 10 erzeugt. Durch die magnetische Kopplung mit der Sekundärrauschquelle 68b wird ein dritter Rauschstrom 68c und der Sekundärspule 12 erzeugt. Der dritte Rauschstrom 68c fließt in das Gate G, sodass die Gate-zu-Source-Kapazität aufgeladen (oder entladen) wird.
Durch das obige Laden/Entladen des dritten Rauschstroms 68c wird eine Rauschspannung zwischen Gate und Source erzeugt. Ansprechend auf die Rauschspannung erzeugt der Transistor 6 einen Rauschstrom (im Folgenden als Feedback-Rauschstrom bezeichnet).
14A–14C sind Diagramme zur Darstellung von Rauschspannungen, die von dem Ausgangsanschluss 16 ausgegeben werden. Die horizontalen Achsen der 14A–14C zeigen die Zeit. Die vertikalen Achsen der 14A–14C zeigen die Spannung.
Die 14A–14C werden aus einer Simulation erhalten, wenn eine Last (insbesondere ein Widerstand von 50 Ω) 70 mit dem Ausgangsanschluss 16 (Verweis auf 13) verbunden ist.
Der Rauschstrom, der aus der Rauschstromquelle 66 fließt, kehrt über das Referenzpotenzial an die Rauschstromquelle 66 zurück. Der Primärrauschstrom 68a und der Feedback-Rauschstrom (nicht dargestellt) fließen daher in die Last 70.
In 14A ist eine Rauschspannung (im Folgenden als ursprüngliche Rauschspannung bezeichnet) dargestellt, die an dem Lastwiderstand 70 durch den Primärrauschstrom 68a erzeugt wird. In 14b ist eine Rauschspannung (im Folgenden als Feedback-Rauschspannung bezeichnet) dargestellt, die an dem Lastwiderstand 70 durch den Feedback-Rauschstrom erzeugt ist.
In 14C ist eine Rauschspannung (im Folgenden als Ausgangsrauschspannung bezeichnet) dargestellt, die durch Kombination der ursprünglichen Rauschspannung mit der Feedback-Rauschspannung erzeugt ist. Die Rauschspannung, die von dem Ausgangsanschluss 16 ausgegeben wird, ist die obige Ausgangsrauschspannung.
Das Rauschen enthält Signale einer Vielzahl von Sequenzen. Die 14A–14C zeigen Signalspannungen bei einer Frequenz von 80 GHz unter Signalspannungen bei verschiedenen Frequenzen, die in der Rauschspannung enthalten sind, an.
Gemäß den 14A und 14B weicht die Feedback-Rauschspannung ca. 180 Grad in der Phase von der ursprünglichen Rauschspannung ab. Die Ausgangsrauschspannung wird daher geringer als die ursprüngliche Rauschspannung, wie in 14C gezeigt.
Wie oben erläutert, ist die ursprüngliche Rauschspannung eine Rauschspannung, die von dem Common-Source-Verstärker ausgegeben wird. Die Ausgangsrauschspannung (Rauschspannung, die von dem Ausgangsanschluss 16 ausgegeben wird) ist daher geringer als die Rauschspannung, die durch den Common-Source-Verstärker erzeugt wird.
Die Rauschspannung, die von dem Verstärker 2 gemäß der Ausführungsform ausgegeben wird, ist daher geringer als die Rauschspannung des Common-Source-Verstärkers.
(7) Umgestaltungsbeispiele
15 ist ein Diagramm zur Darstellung eines ersten Umgestaltungsbeispiels.
Ein Verstärker 2a, gezeigt in 15, umfasst ferner einen weiteren Transformator 4a, der sich von dem Transformator 4 in dem Verstärker 2 unterscheidet, der in 1 gezeigt ist. In 15 wird auch eine Ansteuerstromversorgung 74 des Transistors 6 gezeigt.
Gemäß 15 umfasst der Transformator 4a eine Primärspule 10a und eine Sekundärspule 12a.
Ein Ende der Primärspule 10a ist mit dem Drain D des Transistors 6 verbunden. Das andere Ende der Primärspule 10a ist mit der Ansteuerstromversorgung 74 des Transistors 6 über einen Netzanschluss 72 verbunden.
Die Sekundärspule 12a ist eine Spule, die mit der Primärspule 10a magnetisch gekoppelt ist. Ein Ende der Sekundärspule 12a ist mit dem Ausgangsanschluss 16 verbunden, während das andere Ende mit dem Referenzpotenzial verbunden ist.
Gemäß dem in 15 gezeigten Verstärker 2h ist es möglich, ein Signal, das durch den Transistor 6 verstärkt wird, von der Ansteuerspannung des Transistors 6 zu separieren.
16 ist ein Diagramm zur Darstellung eines zweiten Umgestaltungsbeispiels.
Ein Verstärker 2i, der in 16 gezeigt ist, umfasst ferner einen weiteren Transistor 6a, der sich von dem Transistor 6 in dem Verstärker 2h unterscheidet, der in 15 gezeigt ist.
Gemäß 16 umfasst der Transistor 6a eine Quelle 1, die mit einem Ende der Sekundärspule 12a des Transformators 4a verbunden ist, ein Gate G1, verbunden mit dem anderen Ende der Sekundärspule 12a, und ein Drain D1, verbunden mit dem Ausgangsanschluss 16.
Wie in 16 gezeigt, umfasst der Verstärker 2i ferner einen Kondensator 18a und einen Widerstand 20a. Ein zentraler Abschnitt der Sekundärspule 12a ist mit dem Referenzpotenzial verbunden. Ein Hochfrequenzsignal, das von dem Transformator 4a ausgegeben wird, wird folglich zwischen dem Gate G1 und der Quelle S1 des Transistors 6a geliefert, wird jedoch kaum an eine Bias-Stromversorgung 8a geliefert.
Gemäß 16 ist in dem Verstärker 2i jeder Verstärker 2, der in 1 gezeigt ist, in einer Kaskade verbunden. Eine Verstärkung des Verstärkers 2i ist daher höher als die Verstärkung des Verstärkers 2, der in 1 gezeigt ist.
In den obigen Beispielen sind die zentralen Abschnitte der Sekundärspulen 12, 12a mit dem Referenzpotenzial verbunden. Jeder Verbindungspunkt mit dem Referenzpotenzial kann jedoch jeder Punkt zwischen jeder Quelle S, S1 und jedem Kondensator 18, 18a sein (einschließlich einem inneren von jeder Sekundärspule). Der Grund besteht darin, dass das Referenzpotenzial verbunden ist, um eine Bias-Spannung an das Gate von jedem Transistor 6, 6a zu liefern.
In den obigen Beispielen ist ferner jeder Widerstand 20, 20a mit jedem Bias-Anschluss 22, 22a verbunden, um Hochfrequenzsignale abzuschneiden. Es kann jedoch ferner möglich sein, anstelle der Widerstände 20, 20a kurze Stichleitungen (engl. Short Stubs) bereitzustellen.
In den obigen Beispielen ist der Transistor 6 ferner ein MOS-Feldeffekt-Transistor. Anstelle des MOS-Feldeffekt-Transistors kann jedoch ein anderer Transistor (z. B. ein Transistor mit einer hohen Elektronmobilität) verwendet werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2006-521748 [0003]

Claims

Verstärker, umfassend: einen Transformator mit einer Primärspule, dessen eines Ende mit einem Eingangsanschluss verbunden ist, und dessen anderes Ende mit einem Referenzpotenzial verbunden ist, und einer Sekundärspule, die mit der Primärspule magnetisch gekoppelt ist; und einen Transistor mit einer Source, die mit einem Ende der Sekundärspule verbunden ist, einem Gate, verbunden mit dem anderen Ende der Sekundärspule, und einem Drain, verbunden mit einer Ausgangsanschlussseite.
Verstärker nach Anspruch 1, wobei der Transformator eine Primärinduktivität aufweist, die eine maximal verfügbare Verstärkung des Verstärkers in einem gewünschten Frequenzbereich maximiert.
Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, ferner umfassend: einen Transformator, der umfasst: eine weitere Primärspule, dessen eines Ende mit dem Drain des Transistors verbunden ist, und die sich von der Primärspule unterscheidet; und eine weitere Sekundärspule, die mit der weiteren Primärspule magnetisch gekoppelt ist, und dessen eines Ende mit der Ausgangsanschlussseite verbunden ist, und dessen anderes Ende mit dem Referenzpotenzial verbunden ist, und die sich von der Sekundärspule unterscheidet.
Verstärker nach Anspruch 3, ferner umfassend: einen Transistor, der eine Source enthält, die mit dem einen Ende der weiteren Sekundärspule verbunden ist, ein Gate, verbunden mit dem anderen Ende der weiteren Sekundärspule, und einem Drain, verbunden mit der Ausgangsanschlussseite, wobei das weitere Ende der weiteren Sekundärspule von dem Referenzpotenzial getrennt ist.
Verstärkungsverfahren, umfassend: Eingeben eines Signals an eine Primärspule eines Transformators; und Liefern einer Ausgabe einer Sekundärspule des Transformators zwischen einer Source und einem Gate eines Transistors.