DE3319364A1

DE3319364A1 - Spannungsgesteuerter oszillator

Info

Publication number: DE3319364A1
Application number: DE19833319364
Authority: DE
Inventors: Ta-Fang 08502 Belle Mead N.J. Fang; Leopold Albert 08807 Bridgewater N.J. Harwood; Erwin Johann 07060 North Plainfield N.J. Wittmann
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1982-05-28
Filing date: 1983-05-27
Publication date: 1983-12-01
Also published as: FR2527861B1; FI831788A0; ES8404583A1; FI831788L; FI79005C; AU1483783A; US4485353A; GB8314410D0; FI79005B; AU563940B2; GB2120883B; FR2527861A1; IT8321218A0; MY8700482A; HK48887A; DE3319364C2; ES522571A0; GB2120883A; ATA197083A; IT1170142B

Description

RCA 76,979

U.S. Ser. No. 383,263

vom 28. Mai 1982

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Spannungsgesteuerter Oszillator .

Die Erfindung betrifft allgemein spannungsgeste.uerte Oszillatoren und bezieht sich insbesondere auf eine neue Form eines spannungsgesteuerten Oszillators, bei dem in vorteilhafter Weise schädliche Auswirkungen parasitärer Kapazitäten kompensiert werden. Dadurch läßt sich eine symmetrische Phasenregelcharakteristik für die Verwendung zur Synchronisation des Oszillators mit äußeren Bezugsschwingungen erreichen.

In der US-Patentschrift Nr. 40 20 500 (Erfinder Harwood) ist ein synchronisierter Oszillator einer generellen Art beschrieben, die als Parbbezugsoszillator in Farbfernsehempfängern weite Verbreitung gefunden hat. Der Oszillator verwendet einen nicht invertierenden Verstärker, von dessen Ausgang eine Rückkopplung über ein Kristallfilter auf seinen Eingang geführt ist. Mit dem Filterausgang ist eine

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Quadraturphasenschieberschaltung gekoppelt, die phasenverschobene Signale an einen zusätzlichen geregelten Verstärker liefert. Ein Phasendetektor, dem die empfangenen Facbr "T Synchronsignale der Bezugsschwingung und Signale von dem nicht invertierenden Verstärker zugeführt werden, erzeugt Steuerspannungen, welche Größe und Richtung von eventuellen Abweichungen von der gewünschten Quadraturphasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen wiedergeben. Der zusätzliche geregelte Verstärker liefert phasenverschobene Signale an die Last des nicht invertierenden Verstärkers, deren Polarität und Größe durch die Regelspannung im Sinne einer Minimalisierung der erwähnten Abweichungen bestimmt wird.

Bei einer integrierten Schaltungsausführung gemäß der soeben erwähnten US-PS 4 0 20 500 können unerwünschte Phasenverschiebungen an der Last auftreten, welche der nicht invertierende Verstärker mit dem geregelten Verstärker für die phasenverschobenen Signale gemeinsam hat. Der Grund hierfür liegt in der kumulativen Wirkung parasitärer Kapazität, die an den jeweiligen Kollektoren der Mehrzahl von Transistoren auftritt, die mit der gemeinsamen Last gekoppelt sind. Ohne geeignete Kompensation hierfür kann eine solche Phasenverschiebung als Störfaktor bei der Erreichung einer optimalen Abstimmung der Freilauffrequenz des Oszillators wirken und kann eine unerwünschte Unsymmetrie in die Phasenregelcharakteristik einführen, die für Synchronisationszwecke angewandt wird. Die US-Patentschrift Nr. 40 95 255 beschreibt eine Kaskode-Technik zur Isolierung der Kollektoren des geregelten Verstärkers von der gemeinsamen Last, bei welcher die erwähnte unerwünschte Phasenverschiebung verringert wird. In der US-PS 42 49 ist eine Kompensationstechnik für die Phasenverschiebung beschrieben, welche in zufriedenstellender Weise schädliehe Auswirkungen der erwähnten unerwünschten Phasenver-. Schiebung auf die Fähigkeit, die richtige Abstimmung der Freilauffrequenz des Oszillators zu erreichen, eliminieren.

-τι Die Erfindung ist nun auf eine Verbesserung gegenüber der in der US-PS 4 2 4 9 199 beschriebenen Schaltung gerichtet, durch welche sichergestellt wird, daß die Symmetrie der Phasenregelcharakteristik für den gesteuerten Oszillator erreicht wird und schädliche Auswirkungen auf die Fähigkeit, die richtige Abstimmung der Freilauffrequenz zu erreichen, eliminiert werden.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das Ausgangssignal der 90° Phasenschieberschaltung in einem Oszillatorsynchronisiersystem der generellen Art gemäß der US-PS 40 20 500 mit Signalen matriziert, welche unmittelbar von dem nicht invertierenden Verstärker abgeleitet werden, zur Bildung resultierender Signale, die mit ihrer Phase zwischen den Phasen der entsprechenden matrizierten Signale liegen. Diese resultierenden Signale werden, ver-. stärkt, wobei die Verstärkung in Abhängigkeit von der Aus-. gangsregelspannung der Vergleichsschaltung bestimmt wird. Der Abweichungssinn von der gewünschten 90° Phasenbezie- -hung zwischen den Eingangssignalen der Vergleichsschaltung bestimmt, ob außer der Verstärkung eine Phasenumkehr erfolgt oder nicht. Die Größe der Abweichung bestimmt das Ausmaß der Verstärkung.. Die geregelten Verstärker haben den Lastwiderstand mit dem nicht invertierenden Verstärker des Oszillators gemeinsam. Ein zusätzlicher invertierender Verstärker spricht auch auf die durch die erwähnte Matrizierung gebildeten Signale an und erzeugt eine phaseninvertierte Version der resultierenden Signale mit im wesentlichen fester Amplitude über dem gemeinsamen Lastwiderstand.

. . Die Matrizierungsparameter und die Verstärkung des invertierenden Verstärkers werden im Zusammenhang mit der unerwünschten Phasenverschiebung gewählt, welche an dem gemeinsamen Lastwiderstand auftritt, und zwar so, daß

1. die Kombination (a) der am gemeinsamen Lastwiderstand infolge des invertierenden Verstärkers auftretenden

-δι Signale mit (b) den am gemeinsamen Lastwiderstand infolge des nicht invertierenden Verstärkers auftretenden Signale Signale ergibt, die im wesentlichen in Phase mit den am Eingang des nicht invertierenden Verstärkers liegenden Signalen sind, und

2. die unerwünschte Phasenverschiebung, die am gemeinsamen Lastwiderstand auftritt, auf das Ausgangssignal des geregelten Verstärkers, welches an diesem Lastwiderstand auftritt, so wirkt, daß die Phasenlage dieses Signals praktisch um 90° gegenüber der Phasenlage des vorerwähnten Kombinationssignals verschoben ist.

Beispielsweise enthält der geregelte Verstärker einen ersten und einen zweiten Transistor, deren zusammengeschaltete Emitter mit einer gemeinsamen Stromquelle verbunden sind. Der Basis des ersten Transistors wird das durch die erwähnte Matrizierung gebildete resultierende Signal zugeführt, während die Basis des zweiten Transistors auf einem vorbestimmten Vorspannungspotential gehalten wird. Ein 0 erster und ein zweiter Verstärker sind mit ihren Signaleingängen an die Kollektoren des ersten bzw. zweiten Transistors angeschlossen und mit ihren Ausgängen zusammengeschaltet,· und ihre Differenzverstärkung wird entsprechend ' der vom Ausgang der Phasenvergleichsschaltung gelieferten Regelspannung geregelt.

Der invertierende Verstärker enthält beispielsweise einen dritten Transistor, dessen Basis-Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors liegt und dessen Kollektor an dem gemeinsamen Lastwiderstand angeschlossen ist. Damit der Betrieb des geregelten Verstärkers für den Fall der Benutzung einer solchen Schaltung für den invertierenden Verstärker symmetrisch bleibt (also wenn er mit dem geregelten Verstärker eine gemeinsame Stromquelle hat), ist erwünschterweise ein vierter Transistor mit seiner Basis-Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors und mit seinem Kollek-

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tor an eine Versorgungsspannungsquelle festen Potentials geschaltet. '

In den beiliegenden Zeichnungen' zeigt die einzige Figur einen Teil eines Farbfernsehempfängers mit einem spannungssteuerbaren Farbbezugsoszillator gemäß einer Ausführung der Erfindung.

In dem veranschaulichten Teil des Farbfernsehempfängers ist ein nicht invertierender Verstärker 10 mit einer ausreichenden positiven Rückkopplung über ein Bandpassfilter zwischen seinem Ausgang und seinem Eingang versehen, so daß er als Oszillator mit einer im Durchlaßbereich des Filters liegender Betriebsfrequenz arbeitet.

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Der Verstärker 10 enthält ein Paar NPN Transistoren 10 und 13, die mit zusammengeschalteten Emittern als Differenzverstärker geschaltet sind. Der Kollektor des Eingangstransistors (11) des Differenzverstärkers liegt unmittel- bar am positiven Anschluß +V-^ einer Betriebsspannungsquelle, während der Kollektor des Ausgangstransistors des Differenzverstärkers über einen Lastwiderstand 14 am Anschluß +V_cc liegt. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 11 und 13 sind über die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN-Stromquellentransistors 15 in Reihe mit dessen Emitterwiderstand 16 an den negativen Anschluß (beispielsweise Masse) der Betriebsspannungsquelle geführt.

Vom Verstärkereingangsanschluß I werden Signale der Basis des Eingangstransistors 11 über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN Emitterfolgetransistors 21 zugeführt. Vom Kollektor (am Anschluß S) des .Ausgangstransistors 13 gelangen Signale zum Verstärkerausgangsanschluß O über die Basis-Emitter-Strecken eines Paares NPN Emitterfolgetransistören 31 und 33, die über einen Widerstand 32 miteinander verbunden sind, welcher den Emitter des Transistors 31 mit der Basis des Transistors 33 verbindet. Der Emitter

-ΙΟΙ des Transistors 33 liegt über einen Widerstand 34 an Masse. Die Kollektoren der Emitterfolgetransistoren 21, 31, 33 sind jeweils direkt an den Betriebsspannungsanschluß +V_cc geführt.
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Die Basisvorspannung für den Ausgangstransistor 13 wird von einem NPN Emitterfolgetransistor 25 geliefert, der mit seinem Kollektor unmittelbar an dem Betriebsspannungsanschluß +V_r_, mit seiner Basis über einen Widerstand 26 am

.10 positiven Anschluß (+5,2V) einer Vorspannungsquelle und mit seinem Emitter unmittelbar an der Basis des Ausgangstransistors 13 liegt. Der Ruhestrom durch den Emitterfolgetransistor 25 wird durch einen NPN-Stromquellentransistor 27 bestimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors 25 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 28 an Masse liegt. Der Ruhestrom durch den Emitterfolgetransistor 21 am Verstärkereingang wird entsprechend durch einen NPN-Stromquellentransistor 23 be-. stimmt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Emitter des Transistors 21 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 24 an Masse liegt. Ein Widerstand 22 verbindet die Basis des Transistors 21 mit der Vorspannungsquelle +5,2V. Die Basen der Stromquellentransistoren 15, 23 und 27 sind jeweils direkt mit dem positiven Anschluß (+1,2V) einer zusätzlichen Vorspannungsquelle verbunden.

Der Ausgangsanschluß 0 des Verstärkers ist mit dem Verstärkereingangsanschluß I über die Reihenschaltung eines piezoelektrischen Kristalls 35 mit einem festen Kondensator 36 und einem Widerstand 38 verbunden. Der Kristall ist beispielsweise so geschnitten, daß er bei einer Frequenz in unmittelbarer Nahe, jedoch leicht unterhalb der Farbträgerfrequenz (beispielsweise. 3,579545 MHz) der Farbfernsehsignale, auf welche der Empfänger anspricht, eine Reihenresonanz aufweist. Daher erscheint der Kristall 35 bei der Farbträgerfrequenz induktiv. Der Wert des festen Kondensators 36 ist so gewählt, daß die Reihenschaltung

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der Elemente 35 und 36 normalerweise eine Serienresonanz bei der Farbträgerfrequenz ergibt, wobei die Güte der Resonanzschaltung durch den Wert des Reihenwiderstandes 38 im Sinne' einer geeigneten Bandbreite (beispielsweise 1000 Hz) für die Bandfiltercharakteristik des Rückkopplungsweges ergibt. Zwischen dem Anschluß I und Masse liegt ein Kondensator 39, der mit dem Widerstand 3 8 für eine nennenswerte Dämpfung von Oberwellen der gewünschten Betriebsfrequenz sorgt, so daß bei solchen höheren Frequenzen praktisch keine Schwingungen aufrechterhalten werden können. Die durch die Elemente 35 und 36 bestimmte Bandpasscharakteristik erlaubt eine positive Rückkopplung einer Schwingungsaufrechterhaltenden Größe in unmittelbarer Nähe der Farbträgerfrequenz. Eine genaue Angleichung der Freilauffrequenz an die Farbträgerfrequenz kann jedoch wegen praktisch auftretender Toleranzen der Elemente 35 und 36 nicht immer sichergestellt werden. Wie noch beschrieben werden wird, enthält das dargestellte System zusätzliche Maßnahmen zum Abgleich der Freilauf-Betriebsfrequenz auf eine gewünschte genaue Frequenz.

Für den Zweck der Synchronisierung des oben beschriebenen Oszillators nach Phase und Frequenz mit der Farbträgerfrequenz des empfangenen Farbfernsehsignals enthält das dargestellte System eine Phasenvergleichsschaltung 54. Dem einen Eingang der Phasenvergleichsschaltung 54 werden Schwingungen vom Anschluß F an der Basis des Eingangstran-, sistors 11 zugeführt. Ein Farbverstärker 50 spricht auf die Farbkomponente des empfangenen Signals an, die am An-Schluß C auftritt und periodische Synchronsignalschwingungen von der Farbträgerfrequenz mit einer Bezugsphase enthält. Ein Ausgangssignal des Farbverstärkers 50 wird einer Farbsynchronsignaltrennschaltung 52 zugeführt, welche abgetrennte Farbsynchronsignale an den anderen Eingang der Phasenvergleichsschaltung 54 gelangen läßt.

Die Phasenvergleichsschaltung 54 leitet eine Ausgangsregelspannung ab, deren Amplitude und Polarität von Größe und Richtung jeglicher Abweichung von der 90° Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen der Vergleichsschaltung abhängt. Beispielsweise kann die Phasenvergleichsschaltung 54 Gegentaktausgangssignale liefern, welche komplementäre Regelspannungen an den Ausgangsanschlüssen CV und CV darstellen. Diese Regelspannungen dienen zur Regelung des Verstärkers für die phasenverschobenen Signale, der mit dem nicht invertierenden Verstärker 10 den gemeinsamen Lastwiderstand 14 hat.

Vom Ausgangsanschluß P eines Phasenschiebers 40, 42, 41 werden phasenverschobene Signale abgeleitet. Der Phasenschieber enthält eine Induktivität 40, die zwischen den Verstärkereingangsanschluß I und den Phasenschieberausgangsanschluß P geschaltet ist, und die Serienschaltung eines Widerstandes 42 mit einem Kondensator 41 zwischen dem Anschluß P und Masse. Die Werte der Phasenschieberelemente sind so gewählt, daß die vom Anschluß I gelieferten Schwingungen eine nacheilende Phasenverschiebung (von praktisch '9.0° bei der Farbträgerfrequenz) erhalten. Die phasenverschobenen Schwingungen am Ausgangsanschluß P des Phasenschiebers werden einem Matrizierungsexngangsanschluß E über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN Emitterfolgetransistors 43 zugeführt, der mit seinem Kollektor unmittelbar am Anschluß ⁺Vp_C, mit seiner Basis unmittelbar am Anschluß P und mit seinem Emitter unmittelbar am Anschluß E liegt. Der Ruhestrom durch den Transistor 43 wird bestimmt durch einen NPN-Stromquellentransistor 45, dessen Kollektor unmittelbar an den Anschluß E geschaltet ist,, dessen Basis an der +1,2V Vorspannungsquelle liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 46 nach Masse geführt ist.

Die Ausgangsregelspannungen von der Vergleichsschaltung 54 werden einem geregelten Verstärker zugeführt, der ein Paar NPN Transistoren 61 und 62 enthält, die als Differenzver-

stärker geschaltet sind und mit ihren zusammengeschalteten Emittern über die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN-Stromquellentransistors 63 in Reihe mit dessen Emitterwiderstand 64 an Masse liegen. Die Basis des Transistors 63 ist direkt mit dem +1,2V Anschluß einer Vorspannungsquelle verbunden. Phasenverschobene Signale vom Anschluß E gelangen über einen Matrxzierungswxderstand 56 zur Basis des Transistors 61. Vom Anschluß F am Eingang des nicht invertierenden Verstärkers 10 werden ebenfalls Signale über einen Matrxzierungswxderstand 58 auf die Basis des Transistors 61 gegeben. Der Basis eines Transistors 62 wird vom Anschluß G (an der Basis des Transistors 13) Vorspannung zugeführt.

Der Kollektor des Transistors 61 liefert eine invertierte Version der matrizierten Signale, die an der Basis des Transistors 61 erscheinen, über eine direkte Verbindung an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren 65 und 66. Vom Kollektor des Transistors 62 wird eine nicht

2.P.. invertierte Version der matrizierten Signale, die an der Basis des Transistors 62 auftreten, über eine direkte Verbindung an die zusammengeschalteten Emitter der NPN Transistoren 67 und 68 geliefert. Die am Ausgangsanschluß CV der Phasenvergleichsschaltung 54 auftretende Ausgangsregelspannung gelangt zu den Basen der Transistoren 65 und 67, während die sich komplementär verändernde Ausgangsregelspannung am Ausgangsanschluß CV den Basen der Transistoren 66 und 68 zugeführt wird.

Die Kollektoren der Transistoren 66 und 67 liegen unmittelbar an der Betriebsspannungsquelle +V , während die KoI-lektoren der Transistoren 65 und 68 unmittelbar an den Kollektor des Transistors 13 angeschlossen sind, so daß sie Ausgangssignale am gemeinsamen Lastwiderstand 14 erzeugen. Am Widerstand 14 wird auch ein Ausgangssignal von einem zusätzlichen NPN Transistor 70 erzeugt, der mit seiner Basis-Emitter-Strecke unmittelbar parallel zur Basis-

Emitter-Strecke des Differenzverstärkers 61 liegt und mit seinem Kollektor direkt mit dem Anschluß S verbunden ist. Die Basis-Emitter-Strecke des Differenzverstärkertransistors 63 liegt direkt parallel zur Basis-Emitter-Strecke ' eines.weiteren NPN Transistors 72, dessen Kollektor unmittelbar an den Betriebsspannungsanschluß ⁺V__ geführt ist.

Wenn im Betrieb ein Farbsignal empfangen wird, dann führt eine Abweichung in einem Sinn von der gewünschten 90° Phasenbeziehung zwischen den empfangenen Farbsynchronsignalen und den Schwingungen vom Anschluß F zu einer Unsymmetrie der Regelspannungen an den Anschlüssen CV und CV in einer solchen Richtung, daß das Potential an den Basen der Transistoren 65 und 67 ansteigt, während das Potential an den Basen der Transistoren 66 und 68 absinkt. In diesem Fall wird die invertierte Version des Eingangssignals für den geregelten Verstärker, welches den Transistor 65 durchlaufen hat, größer als die nicht invertierte Version, welche den Transistor 68 durchlaufen hat. Entsprechend führt eine Abweichung im entgegengesetzten Sinn von der 90° Phasenbeziehung zu einer Unsymmetrie der Regelspannungen in der entgegengesetzten Richtung, wobei die nicht invertierte Version, welche den Transistor 68 durchlaufen hat, größer als die invertierte Version wird, die den Transistor 65 durchlaufen hat. In beiden Fällen verändert die dabei auftretende Einspeisung der phasenverschobenen Signale in die Oszillatorschleife die Oszillatorfrequenz in einer solchen Richtung, daß Abweichungen von der gewünschten 9 0° Phasenbeziehung zwischen den Eingangssignalen der Vergleichsschaltung verringert werden, so daß die gewünschte Synchronisation eintritt. Es sei darauf hingewiesen, daß die gemeinsamen Verwendung des Lastwiderstandes 14 durch den nicht invertierenden Verstärker 10 und den geregelten Verstärker für die phasenverschobenen Signale zur Folge hat, daß eine Mehrzahl von Kollektorelektroden dort unmittelbar angeschlossen sind. Der Lastwiderstand 14 ist somit durch

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parasitäre Kapazitäten überbrückt, die zu den einzelnen· Kollektoren gehören. Insgesamt erhält man dadurch eine unerwünschte Phasennacheilung, welche so groß ist, daß Äsymmetrieprobleme hinsichtlich des Abstimmbereiches und/oder der Phasenregelung auftreten, welche eine Korrektur erfordern, wenn ein optimales Betriebsverhalten gewünscht wird.

Die Matrizierung der Signale von den Anschlüssen E und F zur Bildung des Eingangssignal für den geregelten Verstärker stellt einen Teil der erfindungsgemäßen Korrekturtechnik dar. Das Verhältnis der Widerstandswerte der Matrizierungswiderstände 56 und 58 ist so gewählt, daß das aus der Matrizierung resultierende Signal gegenüber der Phasenlage des 9 0° Phasensignals am Anschluß E in voreilender Richtung phasenverschoben ist. Die Größe dieser Phasenvoreilungsverschiebung paßt im wesentlichen zur Größe der nacheilenden Phasenverschiebung infolge der Lastschaltung des nicht invertierenden Verstärkers 10.

Außerdem wird die Größe.der invertierenden Version des aus der Matrizierung resultierenden Signals, welches durch den invertierenden Verstärker 70 in die gemeinsame Last eingespeist, so gewählt, daß die Vektorsumme aus (a) diesen eingespeisten Signalen und (b) den vom Ausgangstfansistor des nicht invertierenden Verstärkers der gemeinsamen Last zugeführte Signalkomponenten Signale darstellt, welche praktisch phasengleich mit den an der Basis des Eingangstransistors 11 des nicht invertierenden Verstärkers erscheinenden Signalen sind.

Infolge der erwähnten Einspeisung kompensierende Signale vom invertierenden Verstärker 70 hat die durch die Lastschaltung des nicht invertierenden Verstärkers 10 bedingte Phasennacheilung praktisch keine Auswirkung auf den freilaufenden Betrieb des Oszillators. Für die Symmetrie der Phasenregelung der. Synchronisierschleife muß jedoch zusätzlich für eine Kompensation der Auswirkungen der Phasen-

Verzögerung gesorgt werden, die an der gemeinsamen Last am Ausgang des geregelten Verstärkers auftritt. Eine solche Kompensation wird durch die Voreilungseinspeisung bewirkt, welche durch die Matrix 56, 58 für das Eingangssignal des geregelten Verstärkers vorgesehen wird. Die Gesamtauswirkung dieser Voreilungseinspeisung und der durch die gemeinsame Last bedingten Nacheilung führt dazu, daß die vom geregelten Verstärker eingespeisten Komponenten entweder um 90° nacheilen oder um 90° voreilen (wie es für die zur Synchronisation erforderliche Einstellung richtig ist) gegenüber dem (ständig vorhandenen) resultierenden Signal aus den Beiträgen der Transistoren 70 und 13, wobei eine symmetrische Regelung sichergestellt ist.

Bei dem in der Zeichnung speziell dargestellten Ausführungsbeispiel hat der Transistor 70 des invertierenden Verstärkers eine gemeinsame Stromquelle (Transistor 63) mit dem aus den Transistoren 61 und 62 gebildeten Differenzverstärker. Der symmetrische Betrieb des Differenzverstärkers wird bei einer solchen gemeinsamen Stromquelle durch Hinzufügung eines Transistors 72 sichergestellt (der zweckmäßigerweise in gleicher Weise aufgebaut ist wie der Transistor 70), der ebenfalls aus der· gemeinsamen Stromquelle gespeist wird und (durch Verbindung seiner Basis mit der Basis des Transistors 62) gezwungen wird, seinen Strom komplementär zu Änderungen des im Transistor 70 fließenden Stromes zu ändern. Die richtige Größe der Einspeisung des Kompensationssignals durch den Transistor 70 läßt sich leicht erreichen durch die Wahl geeigneter Emitter-Abmessungen für den Transistor 70 (dem der Transistor 72 geeignet angepaßt ist).

Es wurde bereits gesagt, daß es bei Systemen der dargestellten Art wünschenswert ist, eine Möglichkeit zur Einstellung der Freilauffrequenz des Farbbezugsoszillators vorzusehen, so daß er genau auf eine gewünschte Farbträgerfrequenz eingestellt werden kann. Ein bekanntes Verfah-

ren, eine solche Möglichkeit vorzusehen, besteht in der Verwendung eines veränderbaren Kondensators im Rückkopplungsfilter des Oszillators, wie es beispielsweise in der bereits erwähnten US-Patentschrift Nr. 40 20 500 gezeigt

. ist. '

In dem in der Zeichnung dargestellten System wird jedoch eine andere Technik (die im einzelnen in der US-Patentanmeldung Nr. 383 303 von R. Shanley et al. mit dem Titel "Oscillator Synchronizing System Incorporating DC Control Of Free-Running Frequency" vom 28. Mai 1982 beschrieben ist). Phasenverschobene Signale vom Anschluß E werden dem Signaleingang eines zusätzlichen geregelten Verstärkers 47 zugeführt, dessen Ausgang an den Anschluß A an der Basis des Ausgangs-Emitterfolgetransistors 33 des Oszillators angeschlossen ist. Dem Steuereingang FR des Verstärkers 4 7 wird eine einstellbare Gleichspannung vom verstellbaren Abgriff eines Potentiometers. 48 zugeführt (das mit seinen festen Enden an die Betriebsspannungsklemme ⁺V_r_ bzw. Masse geschaltet ist). Der Verstärker 47 speist in die Oszillatorschleife phasenverschobene Signale ein, deren Größe und Polarität von Größe und Richtung der Verschiebung der Einstellung des Potentiometerabgriffs aus der Symmetrieeinstellung abhängen. Die eingespeiste Komponente ist eine voreilende Komponente, wenn eine höhere Einstellung gegenüber der Freilauffrequenz bei der Symmetrieeinstellung gewünscht wird, und eine 90° Komponente, wenn eine niedrigere Einstellung gegenüber der Freilauffrequenz bei der Symmetrieeinstellung gewünscht ist.

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DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MARIA-THERESIA-STRASSE 22
POSTFACH 86 02 60

D-8OOO MUENCHEN 86

ZUGELASSEN BEIM . . EUROPÄISCHEN PATENTA'- T

EUROPEAN PATENTATTORNEYS

TELEFON 089/4 70 60 06 TELEX S2263B TELEGRAMM SOMBEZ

RCA 76,979

U.S. Ser. No. 383,263

vom 28. Mai 1982

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Spannungsgesteuerter Oszillator Paten ta nsprüche

1, Spannungsgesteuerter Oszillator gekennzeichnet durch einen nicht invertierenden Signalverstärker (10) mit einem Eingangsänschluß (I), einem Lastwiderstand (14) über dem ein Ausgangssignal des Verstärkers auftritt, und einem an dem Lastwiderstand angekoppelten AusgangsanSchluß (0), ein Bandpassfilter (35, 36, 37), welches zwischen den Ausgangsanschluß und den Eingangsanschluß des nicht invertierenden Verstärkers (10) geschaltet ist, einen Phasenschieber (40, 41, 42), dessen Eingang Signale vom nicht invertierenden Verstärker (10) zugeführt werden, ■

eine Phasenvergleichsschaltung (54), der an einem ersten Eingang Signale von dem nicht invertierenden Verstärker (10) zugeführt wurden und der an einem zweiten Eingang Bezugsschwingungssignale zugeführt werden und die eine. Regel-■ spannung erzeugt, deren Amplitude und Polarität ein Maß für Größe und Richtung der eventuellen Abweichung, von einer 90° Phasenbeziehung zwischen den ihren Eingangsanschlüssen zugeführten Signalen ist, eine Matrixschaltung (56, 58) zur Matrizierung erster Signale_f die am Ausgang des Phasenschiebers (40, 41, 42) auftreten., mit zweiten Signalen, die unmittelbar vom nicht invertierenden Verstärker (10) geliefert werden, zu re-■ sultierenden Signalen, deren Phase zwischen den Phasen der ersten und zweiten Signale liegt, einen invertierenden Verstärker (70), der unter Steuerung durch die von der Matrixschaltung (56, 58) gelieferten resultierenden Signale eine phaseninvertierte Version dieser resultierenden Signale am Lastwiderstand mit einer- im wesentlichen festen Größe liefert,

und einen geregelten Verstärker (61, 65/66; 62, 67, 68), der unter Steuerung durch die von der Matrixschaltung (56, 58) gelieferten resultierenden Signale und durch die Regelspannung über den Lastwiderstand (14) ein Ausgangssignal erzeugt, welches eine invertierte Version der verstärkten resultierenden Signale darstellt, wenn zwischen den jeweiligen Signalen, die an den Eingangsanschlüssen der Phasenvergleichsschaltung (54) anliegen, eine Abweichung in einem Sinne auftritt, bzw. eine nicht invertierte verstärkte Version der resultierenden Signale darstellt, wenn zwischen den jeweiligen Signalen an den Eingängen der Phasenvergleichsschaltung eine Abweichung im entgegengesetzten Sinne auftritt, wobei der Grad der Verstärkung der resultierenden Signale von der Größe der Abweichung gegenüber der 90° Phasenverschiebung abhängt. 35
2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (40, 41, 42) eine Phasenverzögerung von

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im wesentlichen gleich 90° bei der Betriebsfrequenz des Oszillators ergibt.
3. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zu dem Lastwiderstand (14) gehörige Streukapazität Signalkomponenten, die infolge des nicht invertierenden Verstärkers (10) an dem Lastwiderstand auftreten, eine Phasennacheilung erteilt, und daß die Parameter der Matrixschaltung (56,.58) und die Verstärkung des invertierenden 1Ö Verstärkers (70) so gewählt sind, daß

1. die Kombination von (a) der invertierten Version der resultierenden Signale, die aufgrund des invertierenden Verstärkers am Lastwiderstand (14) abfallen, und (b) die Signalkomponenten, die infolge des nicht invertierenden Verstärkers (10) am Lastwiderstand abfallen, Signale von im wesentlichen gleicher Phase bilden wie die am Eingangsanschluß des nicht invertierenden Verstärkers auftretenden Signale, während

2. die Phase von Signalen, die durch.den geregelten Verstärker (65 - 68) am Lastwiderstand (14) entstehen, im wesentlichen um 90° gegenüber der Phase der am Eingangsanschluß des nicht invertierenden Verstärkers (10) auftretenden Signale haben.
4. Oszillator nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet,, daß der geregelte Verstärker einen ersten und einen zweiten Transistor (61 bzw. 62) mit zusammengeschalteten Emittern sowie eine an diese Emitter angeschlossene gemeinsame Stromquelle (63) enthält und daß der Basis des ersten Transistors (61) das Ausgangssignal der Matrixschaltung (56, 58) zugeführt wird, während die Basis des zweiten Transistors (62) auf einem vorbestimmten Vorspannungspotential (Schaltungspunkt G) gehalten wird, daß der erste Verstärker (65, 66) mit einem Signaleingang an den Kollektor des ersten Transistors (61) angeschlossen ist und der zweite Verstärker (67, 68) mit einem Signaleingang an den Kollektor des zweiten Transistors (62) angeschlos-

sen ist, ferner eine Einrichtung, die unter Steuerung durch die Ausgangsregelspannung der Phasenvergleichsschaltung (54) die Verstärkung des ersten und zweiten Verstärkers (65, 66 bzw. 67, 68) in einen Differenzsinn verändert, und eine Kombinationsschaltung (Schaltungspunkt S) zur Kombinierung der Ausgangssignale des ersten und zweiten Verstärkers.
5. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Verstärker einen dritten Transistor (70) enthält, der mit seiner Basis-Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des ersten Transistors (61) geschaltet· ist und der mit seinem Kollektor an dem Lastwiderstand (14) angeschlossen ist.
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6« Oszillator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein fünfter Transistor (72) mit seiner Basis-Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des zweiten Transistors (62) geschaltet ist.
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