DE3023852A1

DE3023852A1 - Oszillator mit variabler frequenz

Info

Publication number: DE3023852A1
Application number: DE19803023852
Authority: DE
Inventors: J Christopher Todd; James Albert Wilber
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1979-06-25
Filing date: 1980-06-25
Publication date: 1981-01-22
Also published as: US4286235A; GB2053608B; IT8022589A0; DE3023852C2; JPS5619208A; KR830001874B1; KR830003967A; IT1132082B; GB2053608A; FR2460068A1

Description

RCA 7 3,42 9

RCA Corporation, New York, N. Y. (V.St.A.)

Oszillator mit variabler Frequenz

Die Erfindung bezieht sich auf Oszillatoren, insbesondere solche, die in Abhängigkeit von Änderungen eines Eingangssignals ein Ausgangssignal variabler Frequenz erzeugen.

In der US-PS 4 055 817 mit dem Titel "Variable Frequency Oscillator" (Erfinder Watnabe et al, veröffentlicht am 25. Oktober 1977) ist ein Oszillator mit einem Resonator beschrieben, der eine primäre Rückkopplungsschleife zur Erzeugung von Schwingungen einer gewünschten Frequenz aufweist sowie eine sekundäre Rückkopplungsschleife zur Veränderung dieser Frequenz in Abhängigkeit von einem Eingangssignal. Bei diesem bekannten Oszillator enthält die Primärrückkopplungsschleife einen Resonator zur Bestimmung der Oszillatormittenfrequenz, einen nichtinvertierenden Verstärker zur Erfüllung der Barkhausen-Bedingung für Schwingungen und eine Summierungsschaltung zur Summierung eines von einer Sekundärschleife entnommenen phasenverschobenen Signals mit dem Hauptsignal in der Primärschleife zur Bestimmung der Frequenzabweichung des Oszillators entsprechend dem von der Sekundärrückkopplungsschleife entnommenen Signal. Die Sekundär-

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rückkopplungsschleife umfaßt einen Phasenschieber, dessen Eingang an einen willkürlichen Punkt in der Primärschleife angeschlossen ist und dessen Ausgang an die Summierschaltung über eine Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung angekoppelt ist, der ein Regelsignal zur Regelung der Amplitude und Phase der phasenverschobenen Signale in der Sekundärrückkopplungsschleife zugeführt wird.

Bei diesem bekannten Oszillator variabler Frequenz umfaßt der Phasenschieber in der Sekundärrückkopplungsschleife eine 9O°-Verzögerungsschaltung, und weil sowohl die Polarität als auch die Amplitude seines Ausgangssignals durch die Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung geregelt werden, haben die der Summierschaltung zugeführten Regelsignale eine maximale Phasenabweichung von _+9O°. Dieser sehr breite Phasenregelbereich, der fast 180° am Ausgang der Summierschaltung erreicht, ist besonders vorteilhaft bei Anwendungen, wo der Oszillator als spannungsgeregelter Oszillator (VCO) in einer Phasenverriegelungsschleife (PLL) verwendet wird, bei welcher eine verbesserte Linearität und eine weite Abweichung von einer vorgegebenen Mittenfrequenz gewünscht werden.

Bei dem bekannten Oszillator könnte eine hochgradige Frequenzstabilität erreicht werden, wenn man als Resonator in der Primärrückkopplungsschleife ein mechanisches Element hoher Güte Q verwenden würde (also beispielsweise einen piezoelektrischen Kristall, einen magneto-striktiven Wandler usw.) Wenn man dies jedoch versucht, ergeben sich einige Probleme. Verwendet man beispielsweise einen piezoelektrischen Kristall als Resonator in der bekannten Schaltung, dann kann dieser dazu neigen, mit einer unerwünschten Oberwelle zu schwingen, so daß die Primärrückkopplungsschleife bei einem nicht vorhersagbaren Vielfachen der gewünsch.ten Mittenfrequenz schwingt. Selbst wenn dies nicht eintritt, dann führt allein die Tendenz zu Obertonschwingungen zu Problemen hinsichtlich der spektralen Reinheit und Symmetrie des Oszillatorausgangssignals.

Die hier zu beschreibende Erfindung ist nun darauf gerichtet, das Bedürfnis nach einem Oszillator variabler Frequenz zu erfül-

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len, welcher die gewünschten Eigenschaften hoher Stabilität, eines breiten Phasenregelbereiches und hoher Linearität aufweist, jedoch nicht zu den durch mechanische Resonatoren hoher Güte bedingten Problemen führt.

Die Erfindung löst dieses Problem durch einen Oszillator mit einem Resonator, der eine primäre Rückkopplungsschleife zur Erzeugung von Schwingungen aufweist, die mit einer gewünschten Frequenz auftreten, sowie eine Sekundärrückkopplungsschleife mit einer Multiplizierschaltung, welche Veränderungen dieser Frequenz unter Steuerung durch ein Eingangssignal bewirkt. Die spektrale Reinheit wird vergrößert und mögliche Obertonschwingungen werden unterdrückt durch eine Kaskadenschaltung von Verzögerungsnetzwerken in der Primärschleife, welche eine Tiefpaßübertragungscharakteristik aufweisen und mindestens eine Phasenverschiebung von π Bogengrad bewirken, und wobei eines der Netzwerke zur Lieferung eines Quadratursignals an die Multiplizierschaltung auch einen Teil der Sekundärschleife bildet.

Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird die oben skizzierte Aufgabe gelöst durch Abwandlung der Primärrückkopplungsschleife, so daß sie mehrere Phasenverzögerungsnetzwerke aufweist, von denen mindestens eines auch einen Teil der Sekundärrückkopplungsschleife bildet. Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird die Primärrückkopplungsschleife so abgewandelt, daß sie eine Einrichtung zur Zuführung gegenphasiger Signale an beiden Seiten des Resonators enthält. Diese und weitere Gesichtspunkte der Erfindung gehen im einzelnen aus der nachfolgenden Beschreibung hervor.

In den. beiliegenden Zeichnungen zeigen;

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Oszillators variabler Frequenz;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Weiterentwicklung der in Fig.l gezeigten Schaltung; und

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Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild eines Oszillators variabler Frequenz gemäß dem Blockschaltbild der Fig. 2.

Der in Fig. 1 dargestellte Oszillator variabler Frequenz enthält eine Primärrückkopplungsschleife und eine Sekundärrückkopplungsschleife. Drei Elemente sind diesen beiden Rückkopplungsschleifen gemeinsam. Es sind dies eine Additions- oder Vektorsummierungsschaltung 10, die mit einem Ausgang an den Eingang eines mechanischen Resonators 12 hoher Güte Q angeschlossen ist, dessen Ausgang wiederum mit dem Eingang einer 9O°-Phasenverzögerungsschaltung 14 verbunden ist. Die Primärrückkopplungsschleife wird geschlossen durch eine zweite 90°-Phasenverzögerungsschaltung 16, die mit einem Eingang an den Ausgang der Schaltung 14 und mit einem Ausgang über einen Inverterverstärker 18 an einen ersten Eingang der Vektorsummierungsschaltung 10 angeschlossen ist. Die zweite Rückkopplungsschleife wird geschlossen über eine Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 20, die mit ihrem ersten Eingang an den Ausgang der Schaltung 14 und mit ihrem Ausgang an einen zweiten Eingang der Vektorsummierungsschaltung 10 angeschlossen ist. Dem zweiten Eingang der Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 20 kann ein Regelsignal V zugeführt werden, das sowohl die Größe als auch die Phasenlage des Rückkopplungssignals in der Sekundärschleife regelt, 'welches bei Summierung mit einem Signal fester Phase und Amplitude in der Primärschleife die Oszillatorfrequenz bestimmt.

Die Betriebsweise des Oszillators gemäß Fig. 1 läßt sich sehr leicht verstehen, wenn man zunächst die Primärrückkopplungsschleife unter der Annahme betrachtet, daß die Sekundärrückkopplungsschleife offen sei. Bei dieser Annahme ist das Ausgangssignal der Vektorsummierungsschaltung 10 einfach gleich dem ihrem ersten Eingang zugeführten Signal, so daß diese Vektorsummierungsschaltung 10 ignoriert werden kann. Unter dieser Bedingung schwingt die Primärschleife mit einer vorgegebenen Frequenz, welche durch den mechanischen Resonator bestimmt ist und bei Resonanz eine Phasenverschiebung von im wesentlichen Null aufweist. Durch die Kombination der beiden Phasenverzögerungsschaltungen 14 und 16

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wird eine Phasenverschiebung von 180° eingeführt, und die Primärschleife erhält einen Tiefpaßcharakter. Eine zusätzliche 180°- Phasenverschiebung wird durch den Inverterverstärker 18 bewirkt, so daß man entlang der Schleife eine Gesamtphasenverschiebung von 3 60° und die zur Aufrechterhaltung von Schwingungen notwendige Verstärkung erhält.

Eine 36O°-Phasenverschiebung in der Primärschleife ist sinngemäß gleich einer O°-Phasenverschiebung, indem die Signale am Eingang und Ausgang des Resonators 12 in Phase liegen. Bei dem eingangs erwähnten Stand der Technik erreicht man diese Beziehung einfach durch Verbinden des Eingangs eines nichtinvertierenden Verstärkers mit dem Ausgang des Resonators und Verbinden des Ausgangs dieses nichtinvertierenden Verstärkers mit dem Resonatoreingang über eine Summierungsschaltung. Der Vorteil der komplizierteren Primärrückkopplungsschleife gemäß der Erfindung liegt darin, daß die beiden Phasenverzögerungsschaltungen 14 und 16 der Übertragungsfunktion der Primärschleife einen Tiefpaßcharakter verleihen, durch welchen Oberwellen des mechanischen Resonators 12 unterdrückt werden, so daß eine Tendenz des Resonators, bei einem unerwünschten Vielfachen seiner Grundfrequenz zu schwingen, unterbunden und die spektrale. Reinheit des Oszillatorausgangssignals verbessert wird.

Der Vorteil der Einfügung der Phasenverzögerungsschaltung 14 sowohl in die Primärschleife als auch in die Sekundärschleife besteht darin, daß die Gesamtanzahl der Phasenverzögerungsschaltungen verringert wird, welche andernfalls zum Aufbau des Oszillators benötigt würden. Die Schaltung 14 hat anders ausgedrückt eine doppelte Funktion, indem sie nämlich einen Teil der Phasenverschiebung liefert, die sowohl in der Primär- als auch in der Sekundärrückkopplungsschleife erforderlich ist, und außerdem beiden Schleifen eine Tiefpaßcharakteristik verleiht.

Zusammengefaßt kann bis hier festgestellt werden, daß der erfindungsgemäße Oszillator variabler Frequenz eine Vektorsummierungsschaltung 10, einen mechanischen Resonator 12 und eine 90°-

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Phasenverzögerungsschaltung 14 enthält, welche in dieser Reihenfolge hintereinandergeschaltet sind. Der Oszillator enthält einen ersten Rückkopplungsweg mit einer zweiten 90°-Phasenverzögerungsschaltung 16, welcher das Ausgangssignal der ersten Verzögerungsschaltung 14 zugeführt wird und welche ein Bezugsvektorsignal A fester Amplitude an einen ersten Ausgang der Vektorsummierungsschaltung 10 liefert und eine geschlossene Primärschwingungsschleife mit einer Gesamtphasenverzögerung von 2 tr Bogengrad mit Tiefpaßcharakteristik bildet.

Es sei nun angenommen, daß die zweite Rückkopplungsschleife geschlossen ist. Diese Schleife enthält einen zweiten Rückkopplungsweg mit einer Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 20, die bei Zuführung des Ausgangssignals der Phasenverzögerungsschaltung 14 ein Quadraturvektorsignal B variabler Größe an den zweiten Eingang der Vektorsummierungsschaltung 10 liefert und auf diese Weise eine geschlossene Sekundärschwingungsschleife mit variabler Phasenverschiebungscharakteristik bildet. Wie nun erläutert wird, wird die Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 20 durch ein Regelsignal V so geregelt, daß sowohl die Größe als auch die Phasenlage des Quadraturvektorsignals variabler Größe in der zweiten Rückkopplungsschleife gegenüber dem Vektorsignal fester Amplitude in der ersten Rückkopplungsschleife verändert wird, wobei ein zusammengesetztes Vektorsignal C am Ausgang der Summierschaltung 10 entsteht, welches die Mittenfrequenz und die Abweichung des Oszillators bestimmt.

Im einzelnen erteilt die Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 20 in der Sekundärrückkopplungsschleife dem um 90° phasenverschobenen Signal von der Schaltung 14 eine Phasenverschiebung von entweder 0° oder 180°, je nach der Polarität der ihrem zweiten Anschluß zugeführten Regelspannung V . Sie moduliert auch die Amplitude des Ausgangssignals der Schaltung 14 entsprechend der Amplitude der Regelspannung V . Das Ausgangssignal der Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 20 ist daher ein Vektorsignal B, das entweder in Phase oder in Gegenphase mit dem von der Schaltung 14 gelieferten Signal ist, je nach der Polarität der Regel-

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spannung V , und dessen Amplitude in Abhängigkeit von der Regel-

spannung V veränderbar ist. Da die Gesamtphasenverschiebung entlang der Primärrückkopplungsschleife 360° beträgt und die Schaltung 14 in der Sekundärschleife eine Phasenverschiebung von 90° einbringt, sieht man, daß der Vektor B variabler Amplitude sich in der Phase vom Vektor A je nach der Polarität der Regelspannung V um _+90° unterscheidet. Auf diese Weise erzeugt die Summierungsschaltung 10 ein zusammengesetztes Vektorausgangssignal, dessen Phasenlage über einen 180° erreichenden Bereich kontinuierlich verschiebbar ist.

Es sei beispielsweise angenommen, daß die Regelspannung V Null sei. Der zusammengesetzte Vektor C ist dann gleich dem Vektor A fester Amplitude, und der Oszillator schwingt mit der allein durch die Charakteristik der Primärschleife bestimmten Frequenz. Hat nun beispielsweise das Regelsignal V irgendeinen positiven Wert, so daß das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 20 in Phase mit dem Ausgangssignal der Schaltung 14 liegt und daß es so groß ist, daß der Vektor B genau so groß wie der Vektor A ist. In diesem Falle hat der zusammengesetzte Vektor C (welcher gleich der Vektorsumme von A und B ist) eine Größe, die gleich der Größe des Vektors A multipliziert mit der Quadratwurzel von 2 ist, und eine Phasenlage gegenüber dem Vektor A von -45° hat. Durch Umkehr der Polarität der Regelspannung V kehrt sich die Phasenlage des Vektors B um, so daß der zusammengesetzte Vektor C eine Phasenlage gleich 45° hat.

In Fig. 2 ist der zuvor erwähnte mechanische Resonator 12 durch ein piezoelektrisches Kristallelement 13 ersetzt, das eine vorgegebene parasitäre Kapazität C habe. Um Nichtlinearitäten auszuschalten, welche diese parasitäre Kapazität im Oszillatorsignal verursachen kann, ist eine zusätzliche Schaltung zur Ableitung eines zweiten zusammengesetzten Signals C vorgesehen, das in Gegenphase zu dem erwähnten zusammengesetzten Vektorsignal C steht, und es sind Vorkehrungen getroffen, um die zusammengesetzten Vektorsignale C und Έ entgegengesetzten Belägen des Kristallelementes zuzuführen.

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Im einzelnen ist der Inverterverstärker 18 ersetzt durch einen Differenzverstärker 19, der gegenphasige Ausgangssignale von O⁰ (nichtinvertiert) und 180° (invertiert) gegenüber dem ihm zugeführten Eingangssignal liefert. Das invertierte Ausgangssignal (Vektor A) des Verstärkers 19 wird dem ersten Eingang der Summierungsschaltung 10 zugeführt, und das nichtinvertierte Ausgangssignal (Vektor A) des Verstärkers 19 wird einem ersten Eingang einer zusätzlichen Vektorsummierungsschaltung 10 zugeführt. Das Ausgangssignal der Schaltung 11 wird dem Verbindungspunkt zwischen Kristall 13 und Eingang der Verzögerungsschaltung 14 über eine Neutralisierungsschaltung 23 zugeführt. Die Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 20 ist ersetzt durch eine Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 21 mit Differenzausgängen, die entsprechend an die zweiten Eingangsanschlüsse der Vektorsummierungsschaltungen 10 bzw. 11 angeschlossen sind. Es sei an dieser Stelle gesagt, daß die Phasenlage der Ausgangsverbindungen der Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 21 nur die Richtung der Frequenzänderung des Oszillators für eine in vorgegebener Richtung erfolgende Änderung des Regelsignals (V ) bestimmt. Die einzige Wirkung einer Vertauschung der Anschlüsse der Ausgänge der Multiplizierschaltung 20 wäre daher eine Umkehrung des Abweichungssinnes des Oszillatorsignals, nicht jedoch seiner Größe. Die Neutralisierungsschaltung 22 umfaßt vorzugsweise einen Kondensator mit einer Kapazität C gleich C , und es kann auch eine Induktivität vorgesehen sein, die so bemessen ist, daß sie mit einer Kapazität des zweifachen Wertes von C schwingt. Eine weitere Änderung in Fig. 2 besteht darin, daß die gestrichelt umrandete Verzögerungsschaltung 14 mit Hilfe eines Tiefpaßfilters 22 in Reihenschaltung mit einer veränderbaren Phasenverzögerungsschaltung 24 aufgebaut ist.

Die oben erwähnten Änderungen ergeben eine bessere Linearität des Oszillators durch Neutralisierung der Wirkung der parasitären Kapazität des Kristalls 13, und sie stellen eine vorteilhafte Anordnung zur Justierung der Symmetrie der Schwingung unabhängig von der Mittenfrequenz des Oszillators dar. Die Symmetrie läßt sich einstellen durch Variierung der Induktivität in der Neutralisierungsschaltung 22, und die Frequenz läßt sich einstellen

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durch Veränderung einer Komponente der veränderbaren Verzögerungsschaltung 14 derart, daß bei einer gewünschten Frequenz die Summe der durch das Tiefpaßfilter 22 und die variable Verzögerungsschaltung 24 sich ergebende Phasenverschiebung gleich 90° ist. Außer diesen Unterschieden ist die Betriebsweise des Oszillators gemäß Fig. 2 im übrigen im wesentlichen ebenso, wie es anhand von Fig. 1 beschrieben worden war.

Ein weiterer Vorteil der Schaltung gemäß Fig. 2 besteht darin, daß die Art der Ableitung des zusammengesetzten Vektors C eine sehr genaue 180°-Beziehung mit dem zusammengesetzten Vektor C sicherstellt, welche nicht erreichbar ist, wenn man lediglich das Signal C einem Inverterverstärker zur Ableitung des Signals C zuführt. Dabei würde nämlich notwendigerweise eine zusätzliche Phasenverschiebung infolge der unvermeidbaren parasitären Kapazität des Verstärkers auftreten. Bei der Anordnung gemäß Fig. 2 wird dieses Problem jedoch durch die Verwendung der zusätzlichen Vektorsummierungsschaltung 11 vermieden, der Eingangssignale zugeführt werden, die in Gegenphase zu den Eingangssignalen der Vektorsummierungsschaltung 10 liegen und derart abgeleitet sind, daß die Vektorsignale C und C Signalwege im wesentlichen gleicher Länge durchlaufen.

Fig. 3 zeigt eine detaillierte Schaltungsrealisierung des Oszillators variabler Frequenz gemäß Fig. 2 und zeigt weiterhin vorteilhafte Merkmale der Erfindung, wie noch erläutert werden wird. Hierzu gehören Vorkehrungen in den Vektorsummierungsschaltungen 10 und 11 zur Unterdrückung von Miller-Effekten sowohl im Verstärker 19 als auch in der Multiplizierschaltung 21.

Zur Vereinfachung der Zeichnung sind die Quellen der drei Spannungen V₁, V₂ und V- weggelassen. Die Spannung V₃ ist eine Versorgungsspannung, die positiv gegen Masse ist. Die Spannung V^ ist eine Bezugs- oder Vorspannung zwischen V^ und Masse. Die Spannung V« ist eine Bezugs- oder Vorspannung zwischen V- und V,. Vorzugsweise werden die Vorspannungen V.. und V₂ aus V^ abgeleitet, so daß Änderungen von V_. entsprechende Änderungen in den anderen

Vorspannungen zur Folge haben. Dies ist zwar nicht von grundsätzlicher Bedeutung, und alternativ können die Vorspannungen auch von geeigneten unabhängigen Quellen abgeleitet werden. Die Angabe von Masse als Bezugspotential ist willkürlich, und gegebenenfalls können alle hier mit Masse bezeichneten Verbindungen auch an eine geeignete Spannungsquelle angeschlossen sein, und ein anderer Punkt kann mit Masse angegeben werden.

Die Vektorsummierungsschaltung 10 enthält einen in Basisgrundschaltung betriebenen Eingangstransistor Q3, dessen Emitter an einen Eingangsanschluß 101, dessen Kollektor über einen Lastwiderstand R1 an eine Betriebsspannung V, und dessen Basis an eine Bezugsspannung Vj angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q3 ist mit der Basis eines Emitterfolger-Ausgangstransistors Q1 verbunden, dessen Kollektor die Betriebsspannung V₃ zugeführt wird. Der Emitter des Transistors Q1 liegt am Ausgangsanschluß 102 und über einen Widerstand R3 an Masse.

Die Vektorsummierungsschaltung 11 ist ähnlich wie die Schaltung 10 aufgebaut, wobei der Transistor Q4 als Verstärker in Basisgrundschaltung arbeitet und sein Eingang am Anschluß 103 liegt, wobei der Widerstand R2 als Last dient, während der Transistor Q2 und der Widerstand R4 einen Emitterfolger mit dem Ausgang am Anschluß 104 bilden.

Bezüglich der Funktionen der Transistoren Q3 und Q4 sei zunächst bemerkt, daß die ihren jeweiligen Emittern zugeführten Signale relativ hochohmigen Quellen entstammen. Beispielsweise erhält der Transistor Q3 die Kollektorströme des Transistors Ql im Verstärker 19 und der Transistoren Q9 und Q10 in der Multiplizierschaltung 21. Der Transistor Q4 erhält in ähnlicher Weise die Kollektorströme der Transistoren Q6, Q8 und Q11. Hiernach wäre zu erwarten, daß man die Transistoren Q3 und Q4 weglassen könne und die Summierung der erwähnten Kollektorströme unmittelbar in den Widerständen R1 und R2 durchführen könne. Dies wäre zu machen, und man erhielte eine funktionsfähige Schaltung. Eine solche direkte Summierung der Ströme in R1 und R2 könnte aber

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Probleme ergeben, da die an ihnen entstehenden variablen Spannungen notwendigerweise auch an den Kollektoren der Transistoren Q6 bis Q11 auftreten würden und unerwünschte Phasenverschiebungen sowohl im Verstärker 19 als auch in der Multiplizierschaltung 21 wegen des Miller-Effektes ergeben könnten.

Das Problem aufgrund unerwünschter Miller-Effekte im Verstärker 19 und der Multiplizierschaltung 21 wird vermieden durch Verwendung der in Basisgrundschaltung betriebenen Transistoren Q3 und Q4 in den Summierungsschaltungen 10 und 11. Diese Transistoren dienen der Regelung des Potentials an den Kollektoren der Transistoren Q6 bis Q11 auf einen konstanten Wert, der durch das Potential V₂ bestimmt wird, welches ihren zusammengeschal'teten Basen zugeführt wird. Anders ausgedrückt dienen die Basisgrundschaltungstransistoren Q3 und Q4 in den Vektorsummierungsschaltungen 11 bis 12 als Trennverstärker zur Verhinderung jeglicher Rückkopplung der zusammengesetzten Signale C und C, die über den Lastwiderständen R1 und R2 entstehen, auf die Ausgänge der Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 21 und des Differenzverstärkers 19.

Die Emitterfolgertransistoren Q1 und Q2 dienen hauptsächlich als Trennverstärker, um zu Verhindern, daß Änderungen der Eingangsimpedanzeigenschaften des Kristalls 13 und der Neutralisierungsschaltung 23 die an den Widerständen R1 und R2 entstehenden Span-'nungen beeinflußt. Dadurch wird die Gesamtliniearität des Oszillators verbessert, weil die Güte Q des Kristalls 13 viel höher als diejenige der Schaltung 2 3 ist und man daher erwarten kann, daß die Belastung, welche diese Schaltungen an den Anschlüssen 102 und 104 bilden, unterschiedlich wären und unterschiedliche frequenzabhängige Charakteristiken hätten. Jeder der Trennverstärker stellt mit anderen Worten sicher, daß die entsprechenden zusammengesetzten Vektorsignale C und C von den Impedanzeigenschaften der Schaltung 2 3 und des Kristalls 13 relativ unbeeinflußt bleiben.

Die Neutralisierungsschaltung 23 umfaßt einen Kondensator C1, der

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zwischen den Eingangsanschluß 231 und den Ausgangsanschluß 232 geschaltet ist, und eine variable Induktivität Ll, die zwischen den Ausgangsanschluß 232 und eine Quelle einer Vorspannung V₁ geschaltet ist. Der Kondensator C1, welcher das gegenphasige zusammengesetzte Vektorsignal C zum zweiten Belag des Kristalls 13 koppelt, hat vorzugsweise einen Kapazitätswert, der gleich der parasitären Kapazität des Kristalls 13 ist. Die Induktivität L1 ist so justiert, daß sie mit einem Kapazitätswert vom doppelten Wert des Koppelkondensators C1 zur Neutralisierung der durch die parasitäre Kapazität des Kristalls 13 am Knotenpunkt bedingten parasitären Kapazität und mit dem Neutralisierungskondensator C1 schwingt, so daß man eine Resonanz bei der Kristallserienresonanzfrequenz erhält und die' Justierung der Abweichungsfrequenz (Linearität) im wesentlichen unabhängig von der Mittenfrequenzjustierung ist.

Das Tiefpaßfilter 22 weist einen Widerstand R5 zwischen Eingangsanschluß 222 und Ausgangsanschluß 223 und eine Kapazität C2 zwischen dem Anschluß 223 und der Quelle der Vorspannung V₁ auf. Die Werte von R5 und C2 sind vorzugsweise so gewählt, daß Signale oberhalb der gewünschten Betriebsfrequenz des Oszillators gedämpft werden. Wie bereits erwähnt wurde, dämpft dieses Tiefpaßfilter Oberwellen des Kristalls 13 sowohl in der Primärrückkopplungsschleife als auch in der Sekundärrückkopplungsschleife. Das heißt also, daß sie der Übertragungsfunktion beider Schleifen Tiefpaßeigenschaften verleiht.

Die variable Verzögerungsschaltung 24 enthält eine veränderbare Induktivität L2 in Serie mit einem Kondensator C3 in dieser Reihenfolge zwischen dem Anschluß 223 und dem Punkt Vorspannungspotential V₁. Ihr Ausgangsanschluß 241 liegt am Verbindungspunkt von L2 und C3. Die Induktivität L2 bestimmt die Mittenfrequenz des Oszillators und ist so abgestimmt, daß die Gesamtphasenverschiebung des Tiefpaßfilters 22 mit der Verzögerungsschaltung 24 90° beträgt. Im Sinne einer maximalen Linearität des Oszillators hat die variable Phasenverzögerungsschaltung 24 eine niedrige Güte Q, um eine relativ konstante Phasenverschiebung über den

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vollen Frequenzbereich des Oszillators sicherzustellen. Die niedrige Güte wird erreicht durch den Belastungseffekt des Widerstandes R6 in der Schaltung 16. Die Schaltung 24 bringt ebenfalls Tiefpaßcharakteristik sowohl in die Primär- als auch in die Sekundärschleife, und grundsätzlich könnte ein Ausgangssignal des Oszillators vom Punkt 241 abgenommen werden. Wie noch erläutert wird, ist es jedoch vorzuziehen, das Ausgangssignal von einem Punkt der Primärschlei-fe abzuleiten, damit man Signale höherer spektraler Reinheit bekommt.

Die Verzögerungsschaltung 16 enthält eine Induktivität L3 zwischen dem Ausgang 241 der Schaltung 24 und einem Ausgangsanschluß 161, der seinerseits über die Parallelschaltung des Widerstandes R6 mit dem Kondensator C4 am Bezugspotentialpunkt V. liegt. Die Induktivität L3 und der Kondensator C4 sind so bemessen, daß sie bei der gewünschten Mittenfrequenz eine Phasenverschiebung von 90° ergeben. Der Widerstand R6 liegt am Ausgang der Verzögerungsschaltung 16, um eine Belastung für beide Verzögerungsschaltungen zu bilden, was zu einem minimalen Q der Schaltung führt. Es werden Schaltungen niedriger Güte Q angestrebt, um wesentliche Phasenänderungen in den Verzögerungsschaltungen zu vermeiden, wenn die Oszillatorfrequenz verändert wird, so daß die Phasenverschiebung im wesentlichen über die Vektoraddition erfolgt, die in den Vektorsummierungsschaltungen 10 und 12 stattfindet. Anders ausgedrückt sind die Verzögerungsschaltungen 14 und 16 vorzugsweise Schaltungen mit niedriger Güte, die über den gewünschten Bereich von Frequenzänderungen des Oszillators im wesentlichen konstantes Amplituden- und Phasenverhalten haben.

Der Differenzverstärker 19 enthält vier Transistoren Q5, Q6, Q7 und Q15, zwei Widerstände R7 und R10 und eine Konstantstrcmquel-Ie I.. Der Transistor Q5 und der Widerstand R7 sind als Emitterfolger geschaltet, um das Potential an der Basis des Transistors Q6 auf einen Basis-Emitter-Offset-Spannungsabfall Vv unter dem Bezugspotential V₁ zu regeln. Diese Offsetspannung kompensiert eine ähnliche Offsetspannung, die über dem Basis-Emitter-Ubergang des aus dem Transistor 15 und dem Widerstand RIO bestehen-

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den Emitterfolgers auftritt. Der Zweck dieses letztgenannten Emitterfolgers liegt darin, am Ausgangspunkt 191 eine niedrige Impedanz zu erhalten, von wo das Oszillatorausgangssignal zu einer nicht dargestellten Nutzschaltung geführt wird, während gleichzeitig der Ausgang 161 der Verzögerungsschaltung 16 von dieser Nutzschaltung isoliert wird. Diese Isolierung ist vorteilhaft, damit irgendwelche Änderungen der Lasteigenschaften der Nutzschaltung nicht die Spannung am Widerstand R6 beeinflussen. Es ist bereits gesagt worden, daß dieser Widerstand zur Bestimmung der Güte Q der Verzögerungsschaltungen 16 und 24 bemessen ist. Durch seine Trennung von der Last bleibt Q im wesentlichen konstant, und der Oszillator wird nicht durch Impedanzänderungen der Nutzschaltung beeinflußt. Wenn eine solche Isolation oder die Eigenschaft einer niedrigen Impedanz nicht benötigt werden, dann können die Transistoren Q5 und Q15 und die Widerstände R7 und R1O entfallen.

Ob nun im Differenzverstärker 19 eine Emitterfolgereingangsstufe verwendet wird oder nicht, ist es dennoch vorteilhaft, das Oszillatorausgangssignal in irgendeiner Weise vom Ausgang der festen Verzögerungsschaltung 16 in der Primärrückkopplungsschleife abzuleiten. Es ist bereits gesagt worden, daß beide Rückkopplungsschleifen Tiefpaß-Ubertragungseigenschaften haben, weil sie beide die variable Verzögerungsschaltung 24 und das Tiefpaßfilter 22 enthalten. Jedoch enthält die Primärrückkopplungsschleife außerdem die Verzögerungsschaltung 16, welche eine zusätzliche Tiefpaß-Ubertragungscharakteristik hat, so daß Ausgangssignale höchster spektraler Reinheit von ihrem Ausgang abgenommen werden können.

Im Verstärker 19 sind die Transistoren Q6 und Q7 als Differenzverstärker geschaltet, und ihre miteinander verbundenen Emitter liegen über eine Stromquelle I₁ an Masse. Das Signal am Kollektor des Transistors Q7 (Anschluß 193) entspricht einem Vektor A fester Amplitude, der spannungsmäßig gesehen in Phase mit dem Ausgangssignal des Kristalls 13 liegt. Da die Transistoren Q6 und Q7 emittergekoppelt sind, ist das Signal am Kollektor des Transi-

stors Q6 (Anschluß 194) außer Phase mit dem Ausgangssignal des Kristalls 13 und entspricht einem Vektorsignal Ä fester Amplitude. Es versteht sich natürlich, daß tatsächlich keine Spannungsänderungen an den Kollektoren der Transistoren Q6 und Q7 wegen der durch die Basisgrundschaltungsverstärkertransistoren Q3 und Q4 gegebenen Regelung auftreten. Es ist ebenfalls bereits gesagt worden, daß diese Transistoren den Miller-Effekt im Verstärker 19 unterdrücken und damit das Phasen- und Frequenzverhalten verbessern.

Die Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung 21 ist eine übliche doppelt symmetrische Mischschaltung mit sechs Transistoren, aber sie enthält Emitterfolgereingänge für die Transistoren Q8 bis Q11 der ersten Stufe und eine τΓ-Schaltungs-Stromquelle (statt einer üblichen T-Schaltung) für die Transistoren Q13 und Q14 der zweiten Stufe. Obgleich hier zwei Stromquellen erforderlich sind, erlaubt dieses letztgenannte Merkmal die Einstellung der Verstärkung der Multiplizierschaltung 21 (und damit des Verhältnisses Af/AV des spannungsgesteuerten Oszillators) mit Hilfe eines einzigen veränderbaren Widerstandes.

Die iT-Schaltungs-Stromquelle für die Multiplizierschaltung 21 enthält ein Paar Stromquellen I₂ und I,., deren Ströme vorzugsweise auf Masse bezogen sind und deren Ausgänge über einen einzigen veränderbaren Widerstand R9 zur Justierung der Frequenzänderung ■zusammengeschaltet sind. Der Ausgang der Stromquelle I„ liegt über die Leitungsstrecke eines ersten Transistors Q13 der Transistoren Q13 und Q14 der ersten Stufe an den zusammengeschalteten Emittern eines ersten Paares Q8, Q9 von Transistoren Q8 bis Q11 der zweiten Stufe, die mit den Kollektoren an die Ausgangsanschlüsse 211 bzw. 212 angeschlossen sind, wo gegenphasige, in Quadratur zueinanderstehende Vektorsignale B bzw. B variabler Größe entstehen. Der Ausgang der Stromquelle I₃ ist über die Leitungsstrecke eines zweiten (Q14) der Transistoren der ersten Stufe an die zusammengeschalteten Emitter eines zweiten Paares Q1O, Q11 der Transistoren der zweiten Stufe angeschlossen, deren Kollektoren mit den Ausgangsanschlüssen 211 bzw. 212 verbunden

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Die Regelspannung V für die Multiplizierschaltung 21 wird zwisehen Eingangsanschlüssen 214 und 215 angelegt, die mit den Basen der Transistoren Q13 bzw. Q14 der ersten Stufe verbunden sind. Das Ausgangssignal am Anschluß 241 der veränderbaren Verzögerungsschaltung 24 wird dem Eingang 216 der Multiplizierschaltung 21 und der Basis des Emitterfolgertransistors Q16 zugeführt, dessen Kollektor die Betriebsspannung V₃ zugeführt wird und dessen Emitter über den Widerstand R11 an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors Q16 ist ebenfalls mit der Basis der ersten Transistoren Q8 und Q1O in jedem Transistorpaar der zweiten Stufe verbunden. Der Emitterfolger mit dem Transistor Q12 und dem Widerstand R8 ist ähnlich geschaltet wie der Emitterfolger mit dem Transistor Q16 und dem Widerstand R11, außer daß die Basis des Transistors Q12 an der Vorspannung V₁ liegt und sein Emitter an die Basen der zweiten Transistoren Q9 und Q11 jedes Transistorpaars der zweiten Stufe angeschlossen ist.

Der Zweck des zweiten Emitterfolgers Q12, R8 besteht in der Lieferung einer Bezugsspannung an die Basen von Q9 und Q11, welche um 1V, unterhalb der Vorspannung V₁ liegt. Dadurch wird eine ähnliche Offsetspannung kompensiert, die am Basis-Emitter-Ubergang des Transistors Q16 auftritt. Der Transistor QI6 und der Widerstand R11 bilden einen Emitterfolger, welcher eine Belastung des Ausgangsanschlusses 2 41 der Verzögerungsschaltung 24 durch den Eingang der Multiplizierschaltung 21 verhindert. Dieses verbessert weiter die Linearität des Oszillators. Falls gewünscht, können jedoch auch der Emitterfolgertransistor Q16 und Q12 und die zugehörigen Lastwiderstände R11 und R8 wegfallen.

Die Stromquellen I_ und I₃ in der zuvor beschriebenen π-Schaltung weisen Widerstände und geeignet vorgespannte Transistoren ■auf. Vorzugsweise sind sie so bemessen, daß sie im wesentlichen gleiche Ströme zwischen den Emittern der Transistoren Q13 bzw. Q14 und Masse führen. Unter dieser Voraussetzung sei nun die Betriebsweise der Multiplizierschaltung 21 beschrieben.

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Es sei zunächst angenommen, daß die Regelspannung V O Volt ist. Dann sind die Emitterspannungen von Q13 und Q14 gleich, und es fließt kein Strom in jeglicher Richtung durch R9, und der den Emittern der Transistoren Q8 und Q9 zugeführte Strom ist gleich demjenigen, der zu den Emittern der Transistoren Q10 und Q11 fließt. Demzufolge ist die Transkonduktanz oder Verstärkungssteilheit des durch die Transistoren Q8 und Q9 gebildeten Differenzverstärkers gleich derjenigen des aus den Transistoren Q10 und Q11 gebildeten Differenzverstärkers. Da die Ausgänge dieser Differenzverstärker über Kreuz gekoppelt sind und ihre Eingänge zusammengeschaltet sind und sie gleiche Transkonduktanzen haben, wird jegliches am Anschluß 216 zugeführte Signal unabhängig von seiner Polarität oder Größe ausgelöscht. Wenn beispielsweise die Spannung am Anschluß 216 positiv gegenüber V. ist, dann hebt sich der entsprechende Stromzuwachs im Transistor Q8 durch eine entsprechende Stromabnahme im den Transistor Q11 durchfließenden Strom auf. Wenn umgekehrt die Spannung am Anschluß 216 negativ gegenüber V. ist, dann wird die Stromverringerung im Transistor Q8 aufgehoben durch eine Stromvergrößerung im Transistor Q11. Solange also V gleich 0 Volt ist, entsteht an den Ausgängen 211 und 212 kein Ausgangssignal (außer einem konstanten Ruhestrom)unabhängig von der Größe oder Polarität des Signals am Anschluß 216.

Führt man eine Steuerspannung V zu, derart, daß der Anschluß 214 positiv gegenüber dem Anschluß 215 ist, dann übersteigt der Kollektorstrom von Q13 denjenigen von Q14, und die Transkonduktanz der Transistoren Q8 und Q9 wird größer als diejenige der Transistoren Q10 und Q11. Dementsprechend tritt keine vollständige Signalaus löschung mehr auf, und es entsteht an R1 eine Ausgangssignalkomponente in Phase mit der Spannung am Anschluß 216 und mit, einer Größe, welche direkt proportional zu V ist. Kehrt man die Polarität von V um, dann kehrt die Ausgangsspannungskomponente an R1 ihre Phasenlage um 180° um, weil die Transkonduktanz des Differenzverstärkers aus den Transistoren Q10 und Q11 dann größer als diejenige des Differenzverstärkers aus den Transistoren Q8 und Q9 ist.

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Das Regelsignal· und die Bezugsspannungen können der Multiplizierschaltung 21 auch anders zugeführt werden. Man könnte beispielsweise eine erdunsymmetrische Regelspannung (anstelle einer Differenzspannung) einem der Anschlüsse 214 und 215 zuführen, während am anderen Anschluß eine geeignete Bezugsspannung liegt. Andererseits könnte man die Regelspannung auch entweder als unsymmetrisches oder Differenzsignal den Transistoren der zweiten Stufe statt denjenigen der ersten Stufe zuführen, und das Eingangssignal könnte dann den Transistoren der ersten Stufe zugeführt werden. Solch geringfügige Abwandlungen liegen dem Fachmann für Vier-Quadranten-Multiplizierschaltungen auf der Hand. Es besteht auch keine Notwendigkeit die spezielle Klasse der dargestellten Multiplizierschaltungen zu verwenden (also solche mit variabler Transkonduktanz). Auch andere Arten von Multiplizierschaltungen, wie etwa solche, die mit Variierung der Impulsbreite und Impulshöhe arbeiten, können benutzt werden, sofern sie in allen vier Quadranten betreibbar sind.

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Claims

DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ 3023852 DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER MARIA-THERESIA-STRASSE 2 2 Postfach 86 02 60 D-8OOO MUENCHEN 86 TELEFON 089/47 69 06 4769 19 AB SEPT. 1980: 4706006 TELEX 53a 638 TELEGRAMM SOMBEZ RCA 73429 Sch/Vu U.S. Ser. No. 051,826 vom 25. Juni 1979 RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.) Patentansprüche

1) Oszillator mit einem Resonator, der eine primäre Rückkopplungsschleife für die Erzeugung von Ausgangssignalschwingungen mit einer gewünschten Frequenz sowie eine sekundäre Rückkopplungsschleife mit einer Multiplizierschaltung zur Veränderung der gewünschten Frequenz unter Steuerung durch ein Regelsignal aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verbesserung der spektralen Reinheit des Ausgangssignals und zur Unterdrückung der Neigung zu Oberwellenschwingungen eine Kaskadenschaltung mehrerer 90°-Verzögerungsschaltungen (14,16) in der Primärrückkopplungsschleife zur Erzielung einer Tiefpaßübertragungscharakteristik bei einer Phasenverschiebung in der Primärregelschleife von mindestens π Bogengrad vorgesehen ist, daß die erste (14) der Phasenverzögerungsschaltungen in der Kaskaden-

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ORIGINAL INSPECTED

schaltung zugleich einen Teil der Sekundärrückkopplungsschleife zur Lieferung eines Quadratureingangssignals an die Multiplizierschaltung (20) bildet, und daß eine Einrichtung (18) zur Ableitung des Ausgangssignals von der letzten der Phasenverzögerungsschaltungen in der Kaskadenschaltung vorgesehen ist.

2) Oszillator nach Anspruch 1, bei welchem der Resonator einen piezoelektrischen Kristall mit einer ersten und einer zweiten Elektrode enthält und die Signale in den Rückkopplungsschleifen vektoriell mit Hilfe einer Vektorsummierungsschaltung kombiniert werden, die mit einem ersten Eingang an den Ausgang der letzten Phasenverzögerungsschaltung zur Zuführung eines Vektorsignals fester Größe angeschlossen ist und mit einem zweiten Eingang an einen Ausgang der Multiplizierschaltung zur Zuführung eines Vektorsignals variabler Größe angeschlossen ist und die mit einem Ausgang an die erste Elektrode des piezoelektrischen Kristalls zur Zuführung eines zusammengesetzten Vektorsignals zu diesem gekoppelt ist, gekennzeichnet durch eine erste Schaltung (11) zur Erzeugung eines zweiten zusammengesetzten Vektorsignals in Gegenphase zum ersten zusammengesetzten Vektorsignal und durch eine Neutralisierungsschaltung (23) zur Kopplung des zweiten zusammengesetzten Vektorsignals zur zweiten Elektrode des Kristalls (13).

3) Oszillator nach Anspruch 2, bei welchem der piezoelektrische Kristall eine parasitäre Kapazität gegebenen Wertes C aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Neutralisierungsschaltung (23) einen zwischen den Ausgang der ersten Schaltung (11) und die zweite Elektrode des Kristalls

(13) geschalteten Kondensator (C1) mit einem Kapazitätswert C_n und eine zwischen die zweite Elektrode des Kristalls und einem Bezugspotentialpunkt geschaltete Induktivität (L₁) mit einem Induktivitätswert L aufweist.

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4) Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität zur Justierung der Änderungssymmetrie des Oszillators eine variable Induktivität ist.

5) Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert C„ im wesentlichen gleich C ist und daß der Induktivitätswert L derart gewählt ist, daß er mit einem Kapazitätswert von 2C„ die Oszillatorfrequenz ergibt.

6) Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest eine der Verzögerungsschaltungen ein RC-Tiefpaßfilter (16) in Reihenschaltung mit einem LC-Tiefpaßfilter (24) aufweist, und daß ein Element (L₂) mindestens eines der Tiefpaßfilter ein einstellbares Element zur Justierung der Phasenverschiebung mindestens einer der Phasenschieberschaltungen um 90° bei der vorbestimmten Frequenz, welche die gewünschte Mittenfrequenz des Oszillators ist, ist.

7) Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Schaltung (11) eine zweite Vektorsummierungsschaltung aufweist, deren einem Eingang ein Vektorsignal fester Größe, und zwar gleicher Größe aber entgegengesetzter Phase wie das zuerst erwähnte Vektorsignal fester Größe zugeführt wird und deren zweitem Eingang ein Vektorsignal variabler Größe, und zwar gleicher Größe aber entgegengesetzter Phase wie das ersterwähnte Vektorsignal variabler Größe zugeführt wird und welche an ihrem Ausgang das zweite zusammengesetzte Vektorsignal liefert.

8) Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß■ die mehreren 9O°-Phasenverzögerungsschaltungen zwei solche Schaltungen· umfassen, die eine Gesamtphasenverschiebung von ir Bogengrad ergeben, sowie einen Inverterverstärker (18), welcher den Ausgang mindestens einer der Phasenverzögerungsschaltungen mit dem ersten Eingang der Vektorsummierungsschaltung (10) verbindet im Sinne einer Gesamtphasenverschiebung in der ersten Rückkopplungsschleife von 2 π Bogengrad.

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9) Oszxllator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Eingang der Vektorsummierungsschaltung

(10) einen einzigen Schaltungsknoten (101) bilden, der an den Eingang eines Basisgrundschaltungsverstärkers geführt ist, dessen Ausgang eine Last (Q1,R1) aufweist, an welcher das zusammengesetzte Vektorsignal erscheint.

10) Oszillator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Vektorsummierungsschaltung (10) ferner einen Trennverstärker (Q1) enthält, über welchen das zusammengesetzte Vektorsignal, das an der Last (R1) entsteht, der ersten Elektrode des Kondensators zugeführt wird.

11) Oszillator nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Kaskadenschaltung eine Last (R6) zur Verringerung der Güte Q der Mehrzahl der 90°-Phasenverzögerungsschaltungen (16,24) auf einen solchen Wert enthält, daß die Schaltungen über einen vorgegebenen, zur gegebenen Mittenfrequenz zentrischen Frequenzbereich im wesentlichen konstantes Phasen- und Amplitudenverhalten zeigen.

12) Oszillator nach Anspruch 2, bei welchem die Multiplizierschaltung eine Vier-Quadranten-Multiplizierschaltung mit einer Stromquelle, die einem Paar Transistoren Betriebsstrom zuführt, ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle eine Pi-Schaltung mit einem Widerstand (R9) ist, der über die Ausgänge eines Paares Konstantstromquellen (I.. /I₂) geschaltet ist, wobei die Enden dieses Widerstandes an entsprechende Elektroden der Transistoren (Q13,Q14) geschaltet sind und der Widerstand (R9) zur Justierung der Verstärkung der Multipliziersctialtung variabel ist.

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