DE3803179A1

DE3803179A1 - Schwingungsschaltung fuer eine integrierte schaltungsanordnung

Info

Publication number: DE3803179A1
Application number: DE3803179A
Authority: DE
Inventors: Mitsumo Kawano; Tadashi Tearda
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1987-02-04
Filing date: 1988-02-03
Publication date: 1988-08-18
Also published as: GB2202704B; DE3803179C2; KR880010557A; JP2519703B2; GB2202704A; KR900007915B1; US4818952A; JPS63191403A; GB8802317D0

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich generell auf eine Schwingungsschaltung und insbesondere auf eine Schwingungsschaltung, bei der ein Bandpaßfilter verwendet ist.

Konventionell verwenden Schwingungsschaltungen in typischerweise einen LC-Oszillator, der aus einer Spule und einem Kondensator besteht; diese Elemente liefern eine Induktivität L bzw. eine Kapazität C. Der LC-Oszillator weist eine Stabilität und einen realtiv guten Störabstand auf. Der LC-Oszillator ist jedoch generell ungeeignet für eine Schwingungsschaltung, die auf einer integrierten Schaltung herzustellen ist. Der Grund hierfür liegt darin, daß es schwierig ist, auf integrierten Schaltungen Spulen zu bilden.

Demgemäß sind Schwingungsschaltungen bei der Herstellung in integrierten Schaltungen bisher unter Verwendung von Bandpaßfiltern aufgebaut worden. Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform einer derartigen konventionellen Schwingungsschaltung, bei der Bandpaßfilter verwendet sind.

Vor kurzem sind neue Schwingungschaltungen entwickelt worden, die für die Herstellung in integrierten Schaltungen geeignet sind. Diese Schwingungsschaltungen sind an anderer Stelle näher beschrieben (Japanische Patentanmeldung No. 61-1 72 244 vom 22. 7. 1986). Diese Schwingungsschaltungen sind unter Verwendung von Bandpaßfiltern aufgebaut worden. Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform einer derartigen, Bandpaßfilter verwendeten Schwingungsschaltung.

Bei der in Fig. 1 dargestellten, bereits vorgeschlagenen Schwingungsschaltung, bei der Bandpaßfilter verwendet sind, enthält die Schwingungsschaltung ein Bandpaßfilter 10 und einen Begrenzerverstärker 12. Ein Ausgangsanschluß 10 a des Bandpaßfilters 10 ist über den Begrenzerverstärker 12 mit sienem Eingangsanschluß 10 b verbunden. Damit bildet die Schwingungsschaltung einen Schleifenkreis, der das Bandpaßfilter 10 und den Begrenzerverstärker 12 umfaßt.

Das Bandpaßfilter 10 weist ein Paar von Integrationsschaltungen 14 und 16 auf. Jede der Integrationsschaltungen 14, 16 enthält eine Spannungs-Strom-Wandlerschaltung 18 bzw. 20 und einen Kondensator 22 bzw. 24. Demgemäß weist jede der Integrationsschaltungen 14, 16 eine vorgeschriebene Zeitkonstante auf, welche durch die Induktivität des Spannungs-Strom-Wandlers 18 bzw. 20 und durch die Kapazität des Kondensators 22 bzw. 24 festgelegt ist. Die Spannungs-Strom-Wandler 18, 20 sind in einer Differenzverstärker-Konfiguration aufgebaut.

Der nichtinvertierende Eingangsanschluß 18 a des ersten Spannungs-Strom-Wandlers 18 ist mit einer eine vorgeschriebene Gleichspannung liefernden Gleichspannungsquelle 26 verbunden. Der Ausgangsanschluß 18 b des ersten Spannungs-Strom-Wandlers 18 ist mit der einen Belegung des ersten Kondensators 22 und mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß 20 a des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 2 verbunden. Der Ausgangsanschluß 20 b des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 ist mit der einen Belegung des zweiten Kondensators 24 und mit den invertierenden Eingangsanschlüssen 18 c und 20 c der ersten und zweiten Spannungs-Strom-Wandler 18 und 20 verbunden.

Der invertierende Eingangsanschluß 18 c des ersten Spannungs-Strom-Wandlers 18 ist direkt mit dem Ausgangsanschluß 20 b des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 verbunden. Demgegenüber ist der invertierende Eingangsanschluß 20 c des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 über einen Spannungsteiler 28 mit dem Ausgangsanschluß 20 b des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 verbunden.

Der Ausgangsanschluß 20 b des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 ist ferner über den Ausgangsanschluß 10 a des Bandpaßfilters 10 mit dem Eingangsanschluß 12 a des Begrenzungsverstärkers 12 verbunden. Der Ausgangsanschluß 12 b des Begrenzerverstärkers 12 ist über den Eingangsanschluß 10 b des Bandpaßfilters 10 mit der anderen Belegung des ersten Kondensators 22 verbunden. Im übrigen ist die andere Belegung des zweiten Kondensators 24 geerdet.

Bei der Schwingungsschaltung wird das Ausgangssignal Sa des Bandpaßfilters 10 am Ausgangsanschluß 10 a über den Begrenzerverstärker 12 in einer positiven Phasenbeziehung zu dem Eingangsanschluß 10 n zurückgekoppelt. Die Übertragungscharakteristik Tf des Bandpaßfilters 10 wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt:

hierin bedeuten gm 18 den Leitwert des ersten Spannungs-Strom-Wandlers 18,
gm 20 bedeutet den Leitwert des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20;
m ist das Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers 28 (m < 1);
C 22 bedeutet die Kapazität des ersten Kondensators 22 und C 24 bedeutet die Kapazität des zweiten Kondensators 24.

Nunmehr sei angenommen, daß

gilt,
wobei ω eine Winkelfrequez bedeutet. Damit läßt sich die Gleichung (1) wie folgt angeben:

Wenn angenommen wird, daß ω 1 = ω 2 = ω 0 ist, dann wird die Gleichung (3) zu

Die Übertragungskennlinie Tf des Bandpaßfilters 10, die durch die Gleichung (4) gegeben ist, weist den in Fig. 2 dargestellten Frequenzgang auf. Dabei veranschaulichen die Kurven 2 (A) und 2 (B) die Frequenzkennlinien in bezug auf einen absoluten Pegel La bzw. in bezug auf einen Phasenwinkel Ap der Übertragungskennlinie Tf.

Wenn das Ausgangssignal Va des diese Kennlinien aufweisenden Bandpaßfilters 10 zum Eingangsanschluß 10 b des Bandpaßfilters 10 in der positiven Phasenbeziehung über den Begrenzerverstärker 10 zurückgekoppelt wird, dann tritt die Schwingung mit der Winkelfrequenz ω 0 als einer Resonanz-Winkelfrequenz auf. Die Resonanz-Winkelfrequenz ω 0 ändert sich entsprechend den Leitwerten gm 18 und gm 20. Demgemäß kann die Schwingungsschaltung durch Steuerung der Leitwerte gm 18 undgm 20 als spannungsgesteuerter Oszillator betrieben werden.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schwingungsschaltung ist das über den Begrenzerverstärker 12 zurückgekoppelte Eingangssignal Vb durch die Spannungskonfiguration vorgegeben worden. Der Begrenzerverstärker 12 umfaßt generell einen Puffer (nicht dargestellt) vom Emitterfolgertyp für die Abgabe des Eingangssignals Vb der Spannungskonfiguration. Wie an sich bekannt, benötigen Puffer vom Emitterfolgertyp einen relativ hohen Strom für den Betrieb. Es ist jedoch schwierig, einen hohen Strom in integrierten Schaltungen fließen zu lassen. Der Grund hierfür liegt darin, daß integrierte Schaltungen im Maßstab zu groß werden, um einen relativ hohen Strom fließen zu lassen.

Wenn der Puffer vom Emitterfolgertyp in dem Begrenzerverstärker 12 mittels eines relativ kleinen Stromes gesteuert wird, dann versagt der Begrenzerverstärker 12 hinsichtlich der Speisung des Bandpaßfilters 10 mit dem Eingangssignal Vb in einem stabilen Zustand. Demgemäß kann das von der Schwingungsschaltung erhaltene Schwingungssignal verzerrt sein. Ferner bewirkt ein ungenügender Strom für den Puffer vom Emitterfolgertyp des Begrenzerverstärkers 12 eine Phasenverzögerung in dem Schwingungssignal. Die betreffende Phasenverzögerung kann eine Verschiebung der Schwingungsfrequenz von einer gewünschten Resonanzfrequenz aus bewirken, das heißt von der vorgeschriebenen Winkelfrequenz ω 0 aus.

Um diese Schwierigkeit zu vermeiden, kann ein Gegentaktpuffer für den Einsatz in dem Bandpaßfilter 10 anstelle des Emitterfolger-Puffers in Betracht gezogen werden. Bei dieser Konfiguration tritt jedoch ein neues Problem insofern auf, als die Begrenzerverstärker komplizierter werden und als mehr Platz in der integrierten Schaltung erforderlich ist.

Wie oben im einzelnen beschrieben, kann sich bei der Bandpaßfilter nach dem bisher gemachten Vorschlag verwendenden Schwingungsschaltung die Schwingungsfrequenz von einer gewünschten Resonazfrequenz aus verschieben, wenn das Bandpaßfilter durch einen kleinen Strom angesteuert wird. Andererseits wird ein Begrenzerverstärker für die Ansteuerung des Bandpaßfilters zu groß und im Aufbau zu kompliziert, wenn ein Gegentakt-Puffer in dem Begrenzerverstärker zur Ansteuerung des Bandpaßfilters verwendet wird.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine Schwingungsschaltung zu schaffen, die für die Herstellung in integrierten Schaltungen geeigneter ist und die keinen unmäßigen Platzbedarf hat.

Darüber hinaus soll eine Schwingungsschaltung geschaffen werden, die im Aufbau einfach ist und die ein Bandpaßfilter in ausreichendem Maße zu steuern imstande ist, ohne daß eine unerwünschte Verschiebung der Schwingungsfrequenz von einer vorgeschriebenen Resonanzfrequenz hervorgerufen wird.

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe gemäß der vorliegenden Erfindung dadurch, daß das Ausgangssignal des Bandpaßfilters in ein Stromsignal umgesetzt wird und daß dieses Signal dem Bandpaßfilter zurückgekoppelt wird.

Bei dem Schaltungsaufbau wird das Bandpaßfilter von einem Strom gesteuert, wobei Verschiebungen in der Schwingungsfrequenz aufgrund einer Phasenverzögerung, die aus der Verzerrung des Signals resultiert, vermindert werden können, während eine unerwünschte Komplizierung der Schaltungen vermieden ist.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt in einem Schaltungsdiagramm den Aufbau einer bereits vorgeschlagenen Schwingungsschaltung.

Fig. 2 zeigt in Diagrammen die Kennlinie eines in Fig. 1 gezeigten Bandpaßfilters.

Fig. 3 zeigt ein Schaltungsdiagramm zur Veranschaulichung des Aufbaus einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Fig. 4 zeigt eine Teil-Ersatzschaltung der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung.

Fig. 5 zeigt ein Schaltungsdiagramm zur Veranschaulichung des Aufbaus einer Ausführungsform der genauen Struktur der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung.

Nunmehr werden die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung näher erläutert. Dazu wird auf Fig. 3 bis 5 Bezug genommen. In den betreffenden Zeichnungen werden zur vereinfachten Erläuterung entsprechende Bezugszeichen wie in Fig. 1 zur Bezeichnung entsprechender oder äquivalenter Elemente verwendet.

Im folgenden wird auf Fig. 3 eingegangen, anhand der eine erste Ausführungsform der Bandpaßfilter verwendenden Schwingungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung im einzelnen erläutert wird. Gemäß Fig. 3 besteht die Schwingungsschaltung nach der ersten Ausführungsform der Erfindung aus einem Bandpaßfilter 10 und aus einem Begrenzerverstärker 30 von Spannungs-Strom-Wandlertyp. Ein Ausgangsanschluß 10 a des Bandpaßfilters 10 ist über den Begrenzerverstärker 30 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp mit seinem Eingangsanschluß 10 b verbunden. Demgemäß bildet die Schwingungsschaltung eine Schleifenschaltung, die das Bandpaßfilter 10 und den Begrenzerverstärker 30 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp umfaßt.

Das Bandpaßfilter 10 weist ein Paar von Integrationsschaltungen 14 und 16 auf. Jede Integrationsschaltungen 14, 16 weist einen Spannungs-Strom-Wandler 18 bzw. 20 und einen Kondensator 22 bzw. 24 auf. Damit weist jede der Integrationsschaltungen 14, 16 eine vorgeschriebene Zeitkonstante auf, welche durch den Leitwert des Spannungs-Strom-Wandlers 18 bzw. 20 und durch die Kapazität des Kondensators 22 bzw. 24 festgelegt ist. Die Spannungs-Strom-Wandler 18, 20 sind in einer Differenzverstärker-Konfiguration aufgebaut.

Der nichtinvertierende Eingangsanschluß 18 a des ersten Spannungs-Strom-Wandlers 18 ist an einer Gleichspannungsquelle 26 angeschlossen, die eine vorgeschriebene Gleichspannung liefert. Der Ausgangsanschluß 18 b des ersten Spannungs-Strom-Wandlers 18 ist mit dem einen Ende bzw. der einen Belegung des ersten Kondensators 22 sowie mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß 20 a des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 verbunden. Der Ausgangsanschluß 20 b des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 ist mit dem einen Ende bzw. der einen Belegung des zweiten Kondensators 18 c und 20 c der ersten bzw. zweiten Spannungs-Strom-Wandler 18, 20 verbunden.

Der Ausgangsanschluß 20 b des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 ist ferner über den Ausgangsanschluß 10 a des Bandpaßfilters 10 mit dem Eingangsanschluß 30 a des Begrenzerverstärkers 30 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp verbunden. Der Ausgangsanschluß 30 b des Begrenzerverstärkers 30 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp ist mit dem anderen Ende bzw. der anderen Belegung des ersten Kondensators 22 über den Eingangsanschluß 10 b des Bandpaßfilters 10 verbunden. Im übrigen ist das andere Ende des zweiten Kondensators 24 geerdet.

Der Begrenzerverstärker 30 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp umfaßt einen Widerstand 32 und eine veränderbare Stromquelle 34. Der Widerstand 32 und die veränderbare Stromquelle 34 sind einander parallelgeschaltet zwischen dem ersten Kondensator 22 und einem Bezugsanschluß, wie einem Erd- bzw. Massenschluß, angeschlossen.

Die veränderbare Stromquelle 34 ist mit dem Ausgangsanschluß 10 a des Bandpaßfilters 10 derart verbunden, daß der Strom I₃₄ der veränderbaren Stromquelle 34 in Abhängigkeit von einem Ausgangssignal Va des Bandpaßfilters 10 gesteuert wird. Damit setzt die veränderbare Stromquelle 34 das Spannungs-Ausgangssignal Va des Bandpaßfilters 10 in ein Strom-Eingangssignal I₃₄ um und gibt dieses Eingangssignal an den Eingangsanschluß 10 b des Bandpaßfilters 10 ab. Damit kann ein Spanungs-Eingangssignal Vb am Eingangsanschluß 10 b durch die folgende Gleichung abgegeben werden:

Hierbei bedeutet R 32 der Widerstandswert des Widerstands 34.

Der Begrenzerverstärker 30 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp ist der in Fig. 4 dargestellten Schaltung äquivalent. Demgemäß wird die Übertragungskennlinie Tf des Bandpaßfilters 10 durch die folgende Gleichung ausgedrückt:

hierin bedeuten gm 18 den Leitwert des ersten Spannungsstrom-Wandlers 18,
gm 20 den Leitwert des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20,
m das Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers 28 (m < 1),
C 22 den Kapazitätswert des ersten Kondensators 22 und
C 24 den Kapazitätswert des zweiten Kondensators 24.

Nunmehr sei angenommen daß die Beziehungen

gelten; damit läßt sich die Gleichung (6) wie folgt angeben:

Wenn angenommen wird, daß ω 1 = ω 2 = ω 0 ist, dann wird die die Gleichun g(8) zu:

Die Übertragungskennlinie Tf des Bandpaßfilters 10, wie sie durch die Gleichung (9) gegeben ist, weist den aus Fig. 2 ersichtlichen Frequenzverlauf auf.

Wenn dieser Kennlinie genügende Ausgangssignal Va des Bandpaßfilters 10 dem Eingangsanschluß 10 b des Bandpaßfilters 10 in positiver Phasenbeziehung über den Begrenzerverstärker 30 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp zurückgekoppelt wird, dann findet eine Schwingung bei der Winkelfrequenz ω 0 als einer Resonanz-Winkelfrequenz statt.

Bei der Resonanz-Winkelfrequenz ω 0 ist folgende Beziehung gegeben:

Damit wird die Gleichung (9) zu:

Nunmehr sei angenommen, daß das Spannungsteilerverhältnis m = 0 vorliegt; damit erhält man folgende Beziehung:

Die Bedingung des Spannungsteilerverhältnisses m = 0 kann dadurch realisiert werden, daß der invertierende Eingangsanschluß 20 c des zweiten Spannungs-Strom-Wandlers 20 mit irgendeiner Bezugspotentialquelle verbunden wird.

Wenn die Eingangssignalgröße Vb gemäß der Gleichung (5) eingesetzt wird, läßt sich die Gleichung (12) wie folgt angeben:

Wie aus der Gleichung (13) hervorgeht, wird das Ausgangssignal Va des Bandpaßfilters 10, das heißt das Schwingungsausgangssignal der Schwingungsschaltung gemäß der ersten Ausführungsform unabhängig vom Widerstandswert R 32 des Widerstands 32. Ferner ist keinerlei Möglichkeit dafür vorhanden, eine Verzerrung aufgrund einer Stromsteuerung hervorzurufen.

Fig. 5 zeigt in einem Schaltungsdiagramm ein praktisches Ausführungsbeispiel der Schwingungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung wird bei einem spannungsgesteuerten Oszillator angewandt. Gemäß Fig. 5 umfaßt der spannungsgesteuerte Oszillator drei Differenzverstärker 100, 200 und 300 sowie ein Paar von Kondensatoren 22 und 24. Die ersten und zweiten Differenzverstärker 100, 200 entsprechen den ersten bzw. zweiten Spannungs-Strom-Wandlern 18, 20 gemäß der ersten Ausführungsform. Der dritte Differenzverstärker 300 entspricht dem Begrenzerverstärker 300 vom Spannungs-Strom-Wandlertyp bei der ersten Ausführungsform.

Die ersten und zweiten Differenzverstärker 100, 200 sind speziell in einer Gilbert-Schaltungskonfiguration aufgebaut. Der Grundaufbau von Differenzverstärkern des Gilbert-Schaltungstyps ist im einzelnen beispielsweise in der GB-OS 12 48 287 oder in den DE-Offenlegungsschriften 19 03 913 und 19 67 007 beschrieben.

Bei dem ersten Differenzverstärker 100 ist ein Paar von ersten und zweiten Transistoren 101 und 102 in einer Differenzverstärker-Schaltungskonfiguration miteinander verbunden. Der Kollektor des ersten Differenzverstärker-Transistors 101 ist direkt an einem Spannungsversorgungsanschluß Vcc angeschlossen. Der Kollektor des zweiten Differenzverstärker-Transistors 102 ist an dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc über einen Transistor 103 angeschlossen, der eine aktive Last für den ersten Differenzverstärker-Transistor 100 bildet. Die Emitter der betreffenden Transistoren sind gemeinsam miteinander mit einem Masse- bzw. Erdanschluß E über eine erste Stromquelle 104 verbunden. Die erste Stromquelle 104 umfaßt einen Transistor 105 und einen dazu in Reihe geschalteten Emitterwiderstand 106.

Die Basis des ersten Differenzverstärker-Transistors 101 ist über einen Widerstand 107 und einen Transistor 108 mit einer Gleichspannungsquelle 26 verbunden. Die Basis des zweiten Differenzverstärker-Transistors 102 ist über einen Widerstand 109 mit dem dritten Differenzvestärker 300 verbunden, worauf weiter unten noch näher eingegangen werden wird. Die Basen der Transistoren 101, 102 sind ferner über Dioden 110 bzw. 111 und eine gemeinsame zweite Stromquelle 112 mit dem Erdanschluß E verbunden. Die zweite Stromquelle 112 weist einen Transistor 113 und einen dazu in Reihe geschalteten Emitterwiderstand 114 auf. Der Kollektor des zweiten Transistors 102 ist mit einem Kondensator 22 verbunden, worauf weiter unten noch näher eingegangen wird.

Bei dem zweiten Differenzverstärker 200 ist ein Paar von dritten und vierten Transistoren 201 und 202 miteinander in einer Differenzverstärker-Schaltungskonfiguration vorgesehen. Der Kollektor des dritten Differenz-Verstärker-Transistors 201 ist direkt an einem Spannungsversorgungsanschluß Vcc angeschlossen. Der Kollektor des vierten Differenzverstärker-Transistors 202 ist an dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc über einen Transistor 203 angeschlossen, der eine aktive Last für den zweiten Differenzverstärker 200 bildet. Die Emitter der betreffenden Transistoren sind gemeinsam miteinander verbunden und über eine dritte Stromquelle 204 an den Erdanschluß E angeschlossen. Die dritte Stromquelle 204 umfaßt einen Transistor 205 und einen dazu in Reihe geschalteten Emitterwiderstand 206.

Die Basis des dritten Differenzverstärker-Transistors 201 ist mit dem Kollektor des zweiten Differenzverstärker-Transistors 101 in dem ersten Differenzverstärker 100 über einen Widerstand 207 und einen Transistor 208 verbunden. Die Basis des vierten Differenzverstärker-Transistors 202 ist über einen Widerstand 209 und einen Transistor 210 mit der Gleichspannungsquelle 26 verbunden. Die Basen der Transistorn 201, 202 sind ferner über Dioden 211 und 212 sowie über eine vierte Stromquelle 213 mit dem Erdanschluß E gemeinsam verbunden. Die zweite Stromquelle 213 umfaßt einen Transistor 214 und einen dazu in Reihe geschalteten Emitterwiderstand 215. Der Kollektor des vierten Differenzverstärker-Transistors 202 ist über einen zweiten Kondensator 24 mit dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc verbunden.

Bei dem dritten Differenzverstärker 300 ist ein Paar von fünften und sechsten Transistoren 301 und 302 miteinander in einer Differenzverstärker-Schaltungskonfiguration geschaltet. Der Kollektor des fünften Differenzverstärker-Transistors 301 ist direkt mit dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc verbunden. Der Kollektor des sechsten Differenzverstärker-Transistors 302 ist über einen Widerstand 32, auf den weiter unten noch eingegangen wird, mit dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc verbunden. Die Emitter der betreffenden Transistoren sind gemeinsam miteinander verbunden und über eine fünfte Stromquelle 303 mit dem Erdanschluß E verbunden. Die fünfte Stromquelle 303 umfaßt einen Transistor 304 und einen dazu in Reihe geschalteten Emitterwiderstand 305.

Die Basis des fünften Differenzverstärker-Transistors 301 ist über einen Transistor 306 mit dem Kollektor des vierten Differenzverstärker-Transistors 202 in dem zweiten Differenzverstärker 200 verbunden. Die Basis des sechsten Differenzverstärker-Transistors 302 ist mit einer weiteren Gleichspannungsquelle 401 verbunden. Der Kollektor des sechsten Differenzverstärker-Transistors 202 ist über den ersten Kondensator 22 mit dem ersten Differenzverstärker 100 verbunden.

Die Basen der aktive Lasten bildenden Transistoren 103 und 203 sind mit der Basis eines Transistors 402 verbunden. Der Kollektor des Transistors 402 ist mit dessen Basis verbunden, so daß der Transistor 402 als Diode wirkt. Der Transistor 402 ist über eine sechste Stromquelle 403 zwischen dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc und dem Erdanschluß E angeschlossen. Demgemäß bilden die Transistoren 103, 203 und 402 eine erste Stromspiegelschaltung. Die sechste Stromquelle 403 umfaßt einen Transistor 404 und einen dazu in Reihe geschalteten Emitterwiderstand 405.

Die Basen der Transistoren 105, 205, 304 und 404 bei den ersten, dritten, fünften und sechsten Stromquellen 104, 204, 303 bzw. 403 sind mit der Basis des Transistors 406 verbunden. Der Kollektor des Transistors 406 ist mit dessen Basis verbunden, so daß der Transistor 406 als Diode wirkt. Der Kollektor und der Emitter des Transistors 406 sind über einen einstellbaren Widerstand 407 bzw. über einen Emitterwiderstand 408 an dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc bzw. an dem Erdanschluß E angeschlossen. Somit bilden die Transistoren 105, 205, 304, 404 und 406 eine zweite Stromspiegelschaltung.

Die Basen der Transistoren 113 und 214 bei der zweiten bzw. vierten Stromquelle 112 bzw. 213 sind mit der Basis eines Transistors 409 verbunden. Der Kollektor des Transistors 409 ist mit dessen Basis verbunden, so daß der Transistor 409 eine Diodenwirkung zeigt. Der Kollektor und der Emitter des Transistors 409 sind über einen Widerstand 410 bzw. über einen Emitterwiderstand 411 mit dem Spannungsversorgungsanschluß Vcc bzw. mit dem Erdanschluß E verbunden. Somit bilden die Transistoren 113, 214 und 409 eine dritte Stromspiegelschaltung.

Im folgenden sei angenommen, daß die Widerstandswerte R 107, R 109, R 207 und R 209 der Widerstände 107, 109, 207 und 209 denselben Wert Re aufweisen. Die Ströme I 104 und I 204 der ersten bzw. dritten Stromquellen 104, 204 mögen denselben Wert Ix aufweisen. Ferner sei angenommen, daß die Ströme I 112 und I 213 der zweiten bzw. vierten Stromquellen 112, 213 denselben Wert Is aufweisen. Damit lassen sich die Leitwerte gm 100 und gm 200 der ersten und zweiten Differenzverstärker 100 bzw. 200 wie folgt angeben:

Gemäß der Gleichung (14) können die Leitwerte gm 1 und gm 2 dadurch verändert werden, daß der Strom Ix der Stromquellen 105, 205 verändert wird. Der Strom Ix wird durch Einstellen des einstellbaren Widerstands 407 gesteuert. Die Schwingungsfrequenz der Schaltung ändert sich in Übereinstimmung mit den Leitwerten gm 100 und gm 200. Infolgedessen arbeitet die in Fig. 5 dargestellte Schaltungsanordnung als spannungsgesteuerter Oszillator.

Eine Ausgangsspannung Va des spannungsgesteuerten Oszillators wird vom Emitter des Transistors 206 erhalten. Das Ausgangssignal Va wird der Basis des fünften Differenzverstärker-Transistors 301 des dritten Differenzverstärkers 300 zugeführt.

Der dritte Differenzverstärker 300 liefert auf das Ausgangssignal Va hin vom Kollektor des sechsten Differenzverstärker-Transistors 302 einen Strom. Der betreffende Strom wird über den ersten Kondensator 22 als Strom-Eingangssignal Ib des spannungsgesteuerten Oszillators dem ersten Differenzverstärker 100 zurückgekoppelt.

Damit lassen sich das Eingangssignal Ib und das Ausgangssignal Va wie folgt ausdrücken:

Ib = k · Is (15)
Va = 2 × Re · Ib = 2 · Re · k · Is (16)
Dabei ist k konstant.

Bei dem spannungsgesteuerten Oszillator gemäß Fig. 5 sind der Widerstandswert Re der Widerstände 107, 109, 207 und 209 sowie die Konstante k und der Strom Is der Stromquellen 112 und 213 als konstant festgelegt. Demgemäß werden die Pegel des Eingangssignals ib und des Ausgangssignals Vb gemäß den Gleichungen (15) und (16) konstant. Dementsprechend kann der spannungsgesteuerte Oszillator ein stabiles Spannungsausgangssignal liefern, und zwar unabhängig von dem Widerstandswert des Widerstands 32 und unabhängig vom Strom Ix der Stromquellen 105, 205.

Wie oben beschrieben, kann die vorliegende Erfindung eine Schwingungsschaltung bereitstellen, die im Aufbau einfach ist und die imstande ist, ein Bandpaßfilter in zufriedenstellender Weise anzusteuern, ohne eine Verschiebung der Schwingungsfrequenz zu bewirken.

Claims

1. Schwingungsschaltung für eine integrierte Schaltungsanordnung mit einer Bandpaßfiltereinrichtung (10) für die Erzeugung eines Ausgangsspannungssignals mit einer definierten Resonanzfrequenz, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Bandpaßfiltereinrichtung (10) eine Begrenzerverstärkereinrichtung (30) vom Spannungs-Strom-Wandlertyp verbunden ist, die an die Bandpaßfiltereinrichtung (10) einen der Spannung des Ausgangsspannungssignals der Bandpaßfiltereinrichtung (10) entsprechenden Strom abgibt.

2. Schwingungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzerverstärkereinrichtung (30) vom Spannungs-Strom-Wandlertyp eine veränderbare Stromquelle (34) enthält, welche die Spannung des Ausgangsspannungssignals in einen Strom umsetzt.

3. Schwingungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandpaßfiltereinrichtung (10) ein Paar von in Reihe geschalteten Spannungs-Strom-Wandlerschaltungen (18, 20) enthält, deren jede einen Kondensator (22, 24) aufweist, und daß der Strom von der Begrenzerverstärkungseinrichtung (30) des Spannungs-Strom-Wandlertyps an den Kondensator (22) der ersten Spannungs-Strom-Wandlerschaltung (18) des genannten Paares von Spannungs-Strom-Wandlerschaltungen (18, 20) abgegeben wird.