DE3300397A1 - Phasendetektor zum erfassen einer gegenseitigen phasendifferenz zwischen zwei signalen - Google Patents

Description

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Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Signalen

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Phasendetektoren, die geeignet sind, eine gegenseitige Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen zu erfassen, insbesondere auf einen verbesserten Phasendetektor, der einen Feldeffekttransistor enthält und in der Lage ist, eine gegenseitige Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen mit einer hohen Empfindlichkeit und einer ausgezeichneten Stabilität zu erfassen.

Zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen ist bereits ein Phasendetektor vorgeschlagen worden, der aus einem Paar von Eingangssignalwegen, einem Lambda-Viertel-Hybridring, der vier Signal-Zweigwege hat, wovon jeder so gewählt ist, daß er im wesentlichen mit einem Viertel der Wellenlänge eines Eingangssignals korrespondiert, wobei diese Signal-Zweigwege so miteinander verbunden sind, daß sie einen rechteckförmigen Signalweg mit einem Paar von Eingangsenden, die mit den Eingangssignalwegen verbunden sind, bzw. mit einem Paar von Ausgangsenden, die mit einem Paar von Dioden, die mit den Ausgangsenden des Lambda-Viertel-Hybridringes in entsprechenden, zueinander entgegengesetzten Richtungen verbunden sind, bilden, besteht. In einem derartigen Phasendetektor werden ein erstes und ein zweites Mikrowellen-Signal, welche Signale untereinander eine Phasendifferenz aufweisen, jeweils an die Eingangsenden des Lambda-Viertel-Hybridringes über die Eingangssignalwege gelegt und zu den Ausgangsenden durch den rechteckförmigen Signalweg darin übertragen. Die Mikrowellen-Signale, die an den Ausgangsenden des Lambda-Viertel-Hybridringes auftreten, werden an die Dioden, die in unterschiedlichen Richtungen damit verbunden sind, geliefert. Die Dioden richten die zugeführten Mikrowellen-Signale gleich und arbeiten miteinander derart zusammen, daß sie ihre gleichgerichteten Ausgangssignale mitein-

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ander kombinieren, um auf diese Weise ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die gegenseitige Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Mikrowellen-Signal, welche Signale an die Signaleingangswege gelegt werden, repräsentiert. Auf diese Weise wird die gegenseitige Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Mikrowellen-Signal erfaßt.

In dem bereits vorgeschlagenen Phasendetektor, wie er zuvor erläutert wurde, ist ein Abschnitt zum Erfassen einer auftretenden gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen aus einem Paar von Dioden, wie dies zuvor beschrieben wurde, zusammengesetzt. Folglich ist es bei dem bereits vorgeschlagenen Phasendetektor sehr schwierig, die Empfindlichkeit hinsichtlich des Erfassungsvorganges zu erhöhen. Desweiteren können die Reflexionscharakteristik in bezug auf ein Mikrowellen-Eingangssignal an jeder der Dioden und derTemperaturgang in bezug auf ein gleichgerichtetes Gleichstrom-Ausgangssignal und ein Mikrowellen-Eingangssignal bei jeder der Dioden abhängig von der Stärke des Eingangssignals verändert werden, und es ist außerdem sehr schwierig, die Änderungen der Charakteristika zwischen den beiden Dioden, die paarweise benutzt werden, identisch zu machen, aus welchem Grunde der bereits vorgeschlagene Phasendetektor dazu neigt, eine mangelhafte Stabilität bei dem Erfassungsvorgang aufzuweisen.

Dementsprechend liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Signalen zu schaffen, der die oben beschriebenen Probleme, die beim Stand der Technik gegeben sind, vermeidet. Der Erfindung liegt außerdem die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen zu schaffen, der den Phasenerfassungsvorgang mit einer hohen Empfindlichkeit und einer ausgezeichneten Stabilität durchführt. Eine weitere Aufgabe für die vorliegende Erfindung besteht darin, einen verbesserten Phasendetektor zum Erfassen einer

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gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen zu schaffen, bei dem sich die Reflexionscharakteristik trotz Änderungen in der Stärke der Mikrowellen-Eingangssignale nur sehr geringfügig ändert. Schließlich liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen zu schaffen, der einen Feldeffekttransistor enthält und einen einfachen Aufbau aufweist.

- .

Zur Lösung dieser Aufgaben für die vorliegende Erfindung wird ein Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Signalen vorgeschlagen, der einen ersten und einen zweiten Eingangssignalweg, welche

X5 Eingangssignalwege jeweils mit einem Eingangssignal beliefert werden und eine vorbestimmte Phasendifferenz zwischen diesen beiden Eingangssignalen bewirken, und einen Feldeffekttransistor, der ein Paar von Eingangselektroden aufweist, die mit dem ersten bzw. dem zweiten Eingangssignalweg verbunden sind, sowie eine Ausgangselektrode, an der ein Ausgangssignal gewonnen wird, das die gegenseitige Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen, welche an den ersten bzw. den zweiten Eingangssignalweg gelegt werden, repräsentiert, enthält. Die Signale, die dem Feldeffekttransistor zugeführt werden, haben ihre ursprüngliche gegenseitige Phasendifferenz, die zu erfassen ist, und eine weitere Phasendifferenz, die durch den ersten und den zweiten Einganssignalweg dazwischen zugefügt ist. Der Feldeffekttransistor ist derart vorgespannt, daß er mit einer Gate-Vorspannung arbeitet, die nahe der Einschnürungs- (pinchoff-) Spannung liegt. Um einen derartigen vorgespannten Zustand herzustellen, ohne dabei die Verstärkung des Feldeffekttransistors zu verringern, ist ein Vorspannwiderstand mit niedrigem Widerstandswert mit der Source-Elektrode des

gg Feldeffekttransistors verbunden, und eine Vorspannungsschaltung ist mit diesem Vorspannwiderstand verbunden, wodurch ein externer Vorspannstrom durch den Vorspannwiderstand fließt, um so die erforderliche konstante Gate-Vorspannung

O O U «.' e

-δι zu erzeugen.

Die oben genannten und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der im folgenden anhand der Figuren im einzelnen gegebenen Beschreibung ersichtlich.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Prinzipschaltbild eines bereits vorgeschlagenen Phasendetektors, bei dem ein Paar von Dioden benutzt wird.

Fig. 2 zeigt ein schematisches PrinzipschaltbiId für ein Ausführungsbeispiel für einen Phasendetektor zum Erfassen der gegenseitigen Phasendifferenz zwisehen zwei Signalen gemäß der vorliegenden Erfindung .

Fig. 3 zeigt ein Ersatzschaltbild für einen Gleichstrom gemäß dem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 2 gezeigt ist.

Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild für ein Hochchfrequenzsignal unter Voraussetzung eines Feldeffekttransistors, wie er in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 benutzt wird.

Fig. 5 u. Fig. 6 zeigen Diagramme, die zur Erklärung der Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 2 benutzt werden.

Fig. 7 zeigt ein schematisches Prinzipschaltbild, das einen Frequenzdiskriminator darstellt, der eine Schaltungsanordnung gemäß dem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 2 gezeigt ist, benutzt.

Fig. 8 zeigt ein Diagramm, das zur Erklärung der Arbeitsweise des Frequenzdiskriminators, der in Fig. 7 dargestellt ist, benutzt wird.

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Fig. 9 zeigt ein Prinzipschaltbild, das ein weiteres Ausführungsbeispiel für einen Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Signalen gemäß der vorliegenden Erfindung darstel1t.

Fig. IQ zeigt ein Ersatzschaltbild für einen Gleichstrom gemäß dem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 9 gezei gt ist.
IO

Fig. 11A zeigt ein Ersatzschaltbild eines Zwei-Gate-Feldeffekttransistors, der in dem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 10 dargestellt ist, benutzt wird.

Fig. 11B zeigt ein Ersatzschaltbild, das zur Erklärung der Arbeitsweise des in Fig. 9 gezeigten Ausführungsbeispiels benutzt wird.

Zunächst wird der bereits früher vorgeschlagene Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen anhand von Fig. 1 erklärt. In dem zuvor vorgeschlagenen Phasendetektor, der in Fig. 1 gezeigt ist, ist ein Paar von Streifenleitungen 1, 2 vorgesehen, die jeweils eine Eingangsseite la bzw. 2a aufweisen und an die über diese Eingangsseiten la bzw. 2a ein erstes bzw. ein zweites Mikrowellen-Signal S, bzw. S„ gelegt werden. Die Streifenleitungen 1 u. 2 sind mit einem Paar von Eingängen eines Richtungskopplers 3 verbunden, der aus einem Lambda-Viertel-Hybridring gebildet ist und ein Paar von Ausgangsenden 4, 5 hat. Diese Ausgangsenden 4, 5 sind jeweils über ein Paar von Dioden 6, 7, die mit ihnen in entgegengesetzten Richtungen verbunden sind, an Erde gelegt. Die Katode der ersten Diode 6 und die Anode der zweiten Diode 7 sind gemeinsam über eine Induktivität 8, die als Sperre für ein hochfrequentes Signal vorgesehen ist, und einen Lastwiderstand 9 an Erde gelegt, und eine Ausgangsklemme 10 ist an den Verbindungspunkt zwischen der Induktivität 8 und dem Lastwiderstand 9 angeschlossen.

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-ΙΟΙ Das erste Mikrowellen-Signal S-, wird von der Eingangsseite la der ersten Streifenleitung 1 über die erste Streifenleitung 1 und eine erste Zweigleitung 3a des Richtungskopplers 3, die in ihrer Länge so ausgewählt ist, daß sie im wesentliehen mit einem Viertel der Wellenlänge des ersten Mikrowellen-Signals S, korrespondiert, an das erste Ausgangsende 4 des Richtungskopplers 3 und außerdem über die erste Streifenleitung 1 und eine zweite und eine dritte Zweigleitung 3b u. 3c des Richtungskopplers 3, die ebenfalls so ausgewählt sind, daß sie im wesentlichen in ihrer Länge mit einem Viertel der Wellenlänge des ersten Mikrowellen-Signals S-, korrespondieren, oder über die erste Streifenleitung 1, die erste Zweigleitung 3a und eine vierte Zweigleitung 3d des Richtungskopplers 3, welche in ihrer Länge so ausgewählt ist, daß sie im wesentlichen mit einem Viertel der Wellenlänge des ersten Mikrowellen-Signals S, korrespondiert, zu dem zweiten Ausgangsende 5 des Richtungskopplers 3 übertragen. Die Mikrowellen-Signale, die an den Ausgangsenden 4 bzw. 5 in Abhängigkeit von dem ersten Mikrowellen-Signal S, auftreten, haben eine gegenseitige Phasendifferenz von -^, die zwischen diesen durch den Richtungskoppler 3 bewirkt wird.

Desweiteren wird das zweite Mikrowellen-Signal S₂ von der Eingangsseite 2a der zweiten Streifenleitung 2 über diese Streifenleitung 2 und die zweite Zweigleitung 3b zu dem zweiten Ausgangsende 5 und ebenfalls über die zweite Streifenleitung 2 und die dritte Zweigleitung 3c sowie die erste Zweigleitung 3a oder über die zweite Streifenleitung 2 und QQ die zweite Zweigleitung 3b sowie die vierte Zweigleitung 3d zu dem ersten Ausgangsende 4 übertragen, und die Mikrowellen-Signale, die in Abhängigkeit von dem zweiten Mikrowellen-Signal S_? an dem zweiten bzw. dem ersten Ausgangsende 5 bzw. 4 auftreten, haben ebenfalls eine gegenseitige Phasendifferenz von -H., die zwischen diesen durch den Richtungskoppler 3 bewirkt wird.

Diese Mikrowellen-Signale, die zu den beiden Ausgangsenden

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-ΠΙ 4 u. 5 übertragen werden, werden durch die beiden Dioden 6, 7 gleichgerichtet, und die gleichgerichteten Ausgangssignale der Dioden 6 u. 7 werden kombiniert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine gegenseitige Phasendifferenz repräsentiert, die ursprünglich zwischen den beiden Mikrowellen-Signalen S-. u. S_? bestanden hat. Das Ausgangssignal, das auf diese Weise erhalten wird, tritt an der Ausgangsklemme 10 auf.

Bei einer derartigen Erfassung einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Mikrowellen-Signalen durch den zuvor vorgeschlagenen Phasendetektor wird.indessen ein Ausgangssignal, das die gegenseitige Phasendifferenz repräsentiert, die zu erfassen ist, durch Benutzung der Gleichrichtungsvorgänge eines Paares von Dioden gewonnen, wodurch die zuvor erläuterten Probleme auftreten.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel für die vorliegende Erfindung anhand von Fig. 2 bis Fig. 6 beschrieben.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel für einen Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Signalen gemäß der vorliegenden Erfindung, welchem Phasendetektor die bereits erwähnten Mikrowellen-Signale S-j und S„ als ein Paar von Eingangssignalen zugeführt werden.

In diesem Ausführungsbeispiel ist ein Ein-Gate-Feideffekttransistor 11 (im folgenden als FET bezeichnet), beispielsweise ein Schottky-Gate-FET, der einen GaAs-HaIbleiter verwendet, vorgesehen, und es ist ein Paar von Streifenleitern 12 u. 13, die Eingangsenden 12a bzw. 13a haben, mit einer Gate-Elektrode G bzw. einer Source-Elektrode S des FET 11 verbunden. Die erste Streifenleitung 12 ist für einen Gleichstrom über eine Induktivität 14, die gegen ein hochfrequentes Signal eine Sperre darstellt, geerdet, und die Mikrowellen-Signale S, u. S_? werden an das erste Eingangsen· de 12a bzw. das zweite Eingangsende 13a der Streifenlei tun-

gen 12 u. 13 gelegt. Die Länge der ersten Streifenleitung 12 von ihrem Eingangsende 12a bis zu der Gate-Elektrode des FET 11 und die Länge der zweiten Streifenleitung 13 von deren Eingangsende 13a bis zu der Source-Elektrode S des FET 11 sind so ausgewählt, daß die erste kürzer als die letztere ist und eine Phasenverschiebung in dem Mikrowellen-Signal S, durch die erste Streifenleitung 12, durch welche das Mikrowellen-Signal S-, zu der Gate-Elektrode G des FET 11 übertragen wird,, bewirkt wird, welche unterschiedlich von der Phasenverschiebung, die in dem Mikrowellen-Signal S_? durch die zweite Streifenleitung 13, durch welche das Mikrowellen-Signal S„ zu der Source-Elektrode S des FET 11 übertragen wird, bewirkt wird, um den Betrag der Phase G ist, der die folgende Gleichung erfüllt:

cos θ = 1 {|- k - !/({ + k)² + 4 } ,

wobei k das Verhältnis der Amplitude des zweiten. Mikrowellen-Signals Sp zu der Amplitude des ersten Mi krowe 11 en-Signals S, repräsentiert.

Die Source-Elektrode S des FET 11 ist mit Erde über eine weitere Induktivitat 16 verbunden, die als eine Sperre gegen ein hochfrequentes Signal vorgesehen ist, und einen Vorspannwiderstand 17 verbunden. Zwischen das eine Ende des Vorspannwiderstandes 17 und einen Spannungsquellen-Anschluß +B ist ein veränderbarer Widerstand 18 geschaltet, um einen Vorspannstrom an den Vorspannwiderstand 17 liefern zu können .

Desweiteren ist eine Drain-Elektrode D des FET 11 mit einem Ende einer weiteren Streifenleitung 19 verbunden. Das andere Ende dieser Streifenleitung 19 ist über einen Kondensator 20, der als eine Sperre gegen einen Gleichstrom vorgesehen ist, mit einem Abschlußwiderstand 21 verbunden, so daß die Streifenleitung 19 an deren anderem Ende mit einer Anpassungsimpedanz für ein Hochfrequenzsignal abgeschlossen ist, um die Reflexion des Hochfrequenzsignals daran zu ver-

meiden. Die weitere Streifenleitung 19 ist außerdem mit dem Spannungsquel 1 en-Ansch1uß +B über eine weitere Induktivität 22, die als eine Sperre gegen ein Hochfrequenzsignal vorgesehen ist, und einen Lastwiderstand 23 verbunden, und es ist eine Ausgangsklemme 24 an den Verbindungspunkt zwischen der.Induktivität 22 und dem Lastwiderstand 23 angeschlossen.

Ein Ersatzschaltbild für einen Gleichstrom des zuvor beschriebenen Phasendetektors, der in Fig. 2 gezeigt ist, ist in Fig. 3 dargestellt. In der Ersatzschaltung gemäß Fig. 3 ist der FET 11 durch die-Spannung vorgespannt, die über dem Vorspannwiderstand 17, durch den der Vorspannstrom fließt, erzeugt wird, so daß das Potential an der Gate-Elektrode G niedriger als das Potential an der Source-Elektrode S wird, wodurch er mit einer Gate-Vorspannung arbeitet, die nahezu gleich seiner Einschnürungsspannung ist. Der Drain-Strom des FET 11 ändert sich in Abhängigkeit von den Änderungen in den beiden Mikrowellensignalen, die an die Gate-Elektrode G bzw. die Source-Elektrode S gelegt werden, und ein Ausgangssignal wird aus den Änderungen in der Spannung, die über dem Lastwiderstand 23 auftritt, in Abhängigkeit von ■ den Änderungen in dem Drain-Strom erhalten und an die Ausgangsklemme 24 geliefert. In diesem Fall wird zum Zwecke der Erhöhung des Verhältnisses der Spannungsänderungen, die über dem Lastwiderstand 23 auftreten, zu den Änderungen in den Mikrowellen-Signalen, die an die Gate-Elektrode G bzw. die Source-Elektrode S gelegt werden, d. h. zum Zwecke der Erhöhung der Empfindlichkeit der Schaltungsanordnung, der Vorspannwiderstand 17, der mit der Source-Elektrode S verbunden ist, so ausgewählt, daß er einen sehr niedrigen Widerstandswert hat. Indessen könnte in dem Fall, in dem der Widerstandswert des Vorspannwiderstandes 17 so niedrig ist", da ein Source-Strom I_f, der aus der Source-El ektrode S

3g des FET 11 herausfließt, der vorgespannt ist, um mit einer Gate-Vorspannung nahezu gleich der Einschürungsspannung zu arbeiten, sehr klein ist, die Spannung, die für die Vorspannung des FET 11 notwendig ist, um diesen mit der erforderli-

chen Gate-Vorspannung zu versorgen, nicht über dem Vorspannwiderstand 17 lediglich durch das Fließen des Source-Stromes If gewonnen werden. Dementsprechend ist ein zusätzlicher Vorspannstrom I vorgesehen, der in den Vorspannwiderstand 17 von dem Spannungsquellen-Anschluß +B her über den veränderbaren Widerstand 18 fließt, und deshalb wird die Spannung, die für das Vorspannen des FET 11 erforderlich ist, um diesen mit der notwendigen Gate-Vorspannung zu versorgen, durch das Fließen des Summenstroms I^ + I aus dem Source-Strom I_f und dem zusätzlichen Vorspannstrom I gewonnen. Der Wert des zusätzlichen Vorspannstroms I wird durch den veränderbaren Widerstand 18 so eingestellt, daß er beispielsweise mehr als das Zehnfache des Wertes des Source-Stroms I_f beträgt. Auf diese Weise können sowohl die Forderungen nach einer Erhöhung der Empfindlichkeit der Schaltunganordnung durch Verwendung des Vorspannwiderstandes mit geringem Widerstandswert als auch nach Gewinnung der Spannung, die notwendig für das Vorspannen des FET 11 ist, um diesen mit der notwendigen Gate-Vorspannung über den Vorspannwiderstand 17 zu versorgen, erfüllt werden.

Als nächstes wird auf eine Ersatzschaltung für ein Hochfrequenzsignal des FET 11 Bezug genommen, die in Fig. 4 gezeigt ist. In der Ersatzschaltung gemäß Fig. 4 stehen g^p und Cp.p für den Leitwert und die Kapazität zwischen der Drain-Elektrode D und der Gate-Elektrode G, g„_s und C_GS stehen für den Leitwert und die Kapazität zwischen der Gate-Elektrode G und der Source-El ektrode S, g_ßc. und C_D~ stehen für den Leitwert und die Kapazität zwischen der Drain-Elektrode D und der Source-Elektrode S, AVp<- steht für die Änderung in einer Gate/Source-Spannung V ρ ~ zwischen der Gate-Elekttrode G und der Source-Elektrode S, g steht für den Übertragungsleitwert und i_Q steht für den Drain-Strom.

Obgleich der Drain-Strom i_Q nicht nur in Abhängigkeit von den Änderungen der Gate-Vorspannung, sondern auch von der Drain-Vorspannung zu verändern ist, sind die Änderungen

in dem Drain-Strom i_Q, die in Abhängigkeit von den Änderungen der Draiη-Vorspannung verursacht werden, im praktischen Betrieb vernachlässigbar, da die Drain-Vorspannung so ausgewählt ist, daß sie ausreichend hoch ist, so daß der FET 11 während des Betriebes im Sättigungsbereich arbeitet. Abgesehen davon wird der Übertragungsleitwert g in einer Form ausgedrückt, die ein Glied ersten Grades bis zu einem Glied eines unendlich hohen Grades wie folgt enthält:

g_ml =-gTp-, g_m2 ⁼ ' ^gm3

⁹mn ^3VQcⁿ

Mit dem Übertragungsleitwert g , der in einer Form ausgedrückt ist, bei welcher die Glieder für höhere als den sechsten Grad als vernachlässigbar eliminiert sind, ist ein mittlerer Wert ITT der Änderungen AiD in dem Drain-Strom in» der von den Änderungen AVg<. in der Gate/Source-Spannung Vp₅ abhängig ist, welche durch Spannungsänderungen in den Mikrowellen-Signalen verursacht werden, die an die Gate-Elektrode G bzw. die Source-Elektrode S angelegt werden, durch die folgende Gleichung auszudrücken:

^¹D ^{= α} · ^(gml ' ^aVGS ⁺ \ ' V · ^AVGs"

+4ü · g_m5 - av_gs ⁵) (i),

⁽m5 * "^VGS
wobei α konstant i st.

Unter der Annahme, daß eine Phasendifferenz Θ¹ zwischen der Phase eines ersten Mikrowellen-Signals (S·,¹), das der Gate-Elektrode G zugeführt wird, und der Phase eines weiteren Mikrowellen-Signals (S,,¹), das der Source-Elektrode S zugeführt wird, besteht und unter der Annahme, daß die Mi-

krowel1 en-Signale S, und S„ Spannungswerte V„ bzw. V₅ haben, die jeweils wie folgt ausgedrückt sind:

Vg = a . cos ü)t , V_s = b . cos ( tot + Θ¹), 5

kann die folgende Gleichung gewonnen werden:

^AVGS ^{= V}G " ^VS ^{= a} " ^{cos ωΐ} " ^b " ^cos ^^{ωΐ +θ}'^ ~ " ^'

Der Wert jedes der Ausdrücke g , bis g ₅ des Übertragungsleitwertes g wird durch Berechnung, wie in Fig. 5 gezeigt, gewonnen, wobei die Abszisse die Gate/Source-Spannung Vp- anzeigt, und zwar in dem Falle, in dem die Einschnürungsspannung (V ) des FET 11 3.3 V beträgt.

Nun wird durch Einsetzen des rechten Teils der Gleichung (2) für Δ Vpj. in Gleichung (1) die folgende Gleichung gewonnen :

Δί₀ = α . g_m4 .{a . cosait - b . cos (ωΐ+θ¹)} - - (3).

Bei der Berechnung dieser Gleichung (3) sind das erste, das dritte und das fünfte Glied im rechten Teil der Gleichung (1) eleminiert, da das Mittel von jedem zu Null wird, und das zweite Glied in dem rechten Teil der Gleichung (1) wird ebenfalls eleminiert, da der FET 11 mit einer Gate-Vorspannung arbeitet, die nahezu gleich der Einschnürungsspannung V ist und - wie in Fig. 5 gezeigt - g _o viel kleiner

P 3 3 3 3_m2

als g . ist, wenn die Gate/Source-Spannung Vp,- nahezu gleich der Einschnürungsspannung V ist.

Bei der Entwicklung des rechten Teils der Gleichung (3) werden die Ausdrücke, die die hochfrequenten Komponenten betreffen, eleminiert, da das Mittel von jedem dieser Ausdrücke zu Null wird, und es wird folglich die folgende Gleichung gewonnen:

~D~ =^α· ^gm4 -^{ I ^{(a4 + b4) +} I a² b²

-|ab (a² + b²) cos 0 ' + | a² b² cos 2π· - - - - (4)

Da das Verhältnis der Amplitude des Mikrowellen-Signals S« zu der Amplitude des Mikrowellen-Signals S₁ durch k repräsentiert ist, ist die Gleichung k = --erfüllt. Dementspre-

chend kann die Gleichung (4) zu der folgenden Gleichung
umgestellt werden:

TT^ = α . g_m4 .—- . t 12k² { cos θ ' -\ (k +{ ) }²

+ 3 (1 + k⁴) + 6k² - 3 (1 + k²)²] - - - - (5)

Unter der Annahme, daß die folgende Gleichung erfüllt ist: 15

A - 12k² .{cos Θ¹ - |(k +{)}² + 3 (1 + k⁴)

+ 6k² - 3 (1 + k²)² - - - - (6),

1 1
wenn k > 0 ist, ist der Ausdruck -~ ( k + -r) ' Ί erfüllt und A

c K —

erhöht sich monoton in Abhängigkeit von den Änderungen von cos θ¹, so daß A einen Maximalwert Amax annimmt, wenn
cos θ¹ = -1 ist, und einen Minimalwert Amin annimmt, wenn
cos θ' = 1 ist. Dementsprechend werden die Werte Amax und
Amin gewonnen, wie sie jeweils in den folgenden Gleichungen ausgedrückt sind:

Amax = 12k² + 12k (1 + k²) + 3 (1 + k⁴) + 6k²
Amin = 12k² - 12k (1 + k²) + 3 (1 + k⁴) + 6k²

Ein mittlerer Wert Aave von A wird durch die folgende Glei chung ausgedrückt:

Aave = = 12k² ₊ 3 (1 ₊ k⁴) ₊ 6k² (7).

Wenn angenommen wird, daß die Gleichung

U ' = U₀ ¹ + Δθ '

wobei Öq¹ eine festgelegte Phasendifferenz' und ΔΘ ' eine variable Phasendifferenz ist, d. h. eine Phasendifferenz, die zu erfassen ist, erfüllt ist und ein Wert von θ', durch welchen der rechte Teil der Gleichung (6) den Mittelwert Aave, der in Gleichung (7) ausgedrückt ist, als der oben erläuterte Wert G₀ ¹ verwendet wird, wird ΔΘ' in diesem Falle zu Null, und dementsprechend wird A_ eine ungerade Funktion von Δ0¹ . Desweiteren ist gemäß den Gleichungen (5) und (6 ) die Gl ei chung

. _a4

^A1D ^{= α} · ^gm4 -T · ^A 15

erfüllt. Als Ergebnis daraus ist ersichtlich, daß ■ Ai₀ ebenfalls eine ungerade Funktion von Λ0¹ ist und in Abhängigkeit von positiven und negativen Änderungen von ΔΘ¹ variiert.

Dementsprechend wird in Gleichung (6) durch Einsetzen von Aave für A, in den linken Teil und 0_Q' für Θ¹ in den rechten Teil die folgende Gleichung gewonnen:

COSO₀' = 1{1₊ k _t\j( I₊ k)^Z + 4} (8)

Da I cοs 0 ' f kleiner oder gleich 1 ist, sollte cos 9 ' mit der folgenden Gleichung ausgedrückt sein:

cos θ ₀' = \ f{ + k - V {\ + k)² + 4 } - - - - (9)

In Übereinstimmung mit der oben gegebenen Beschreibung ist verständlich, daß dann, wenn eine feststehende Phasendifferenz 0 ', die die Gleichung (9) erfüllt, zwischen dem Migg krowel1en-Signal S,¹, das der Gate-Elektrode G zugeführt wird, und dem Mikrowellen-Signal Sp', das der Source-Elektrode S zugeführt wird, besteht der Mittelwert Δ-j der Änderungen Ai₀ in dem Drain-Strom i' in Abhängigkeit von

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den Änderungen der variablen Phasendifferenz Λ0' zwischen den Mikrowellen-Signalen S,¹ und S ' variiert. Daher kann die variable Phasendifferenz AO¹ aus der Größe des Mittelwertes Δι_π erfaßt werden.

In der- Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 sind die Streifenleitungen 12 und 13 derart ausgewählt, daß das erste Mikrowellen-Signal S,, das zu der Gate-Elektrode G des FET 11 über die erste Streifenleitung 12 übertragen wird, und das zweite Mikrowellen-Signal Sp, das zu der Source-Elektrode S des FET 11 über die zweite Streifenleitung 13 übertragen wird, zwischen sich eine zusätzliche gegenseitige Phasendifferenz 0 aufweisen, die die Gleichung

cos O = -1 { -1 + k - V ( -I- + k)^Z + 4 }

erfüllt, wie dies zuvor beschrieben ist. Das bedeutet, daß wenn die Mikrowellen-Signale S-, und S₂ der Gate-Elektrode G bzw. der Source-Elektrode S als die Mikrowellen-Signale S,' und Sp' zugeführt werden, die Mikrowellen-Signale S,¹ und Sp¹ zwischen sich die gegenseitige Phasendifferenz, welche die Mikrowellen-Signale S-, und S_? ursprünglich zwischen sich als eine variable Phasendifferenz haben, und die zusätzliche Phasendifferenz θ , die durch die Streifenleitungen 12 und 13 als eine feste Phasendifferenz zugefügt wird, aufweisen. Die feste Phasendifferenz θ ist identisch mit der festen Phasendifferenz f)«¹, die die oben angegebene Gleichung (9) erfüllt, und folglich variiert der Mittelwert Aip. der Änderungen Ai- des Drain-Stroms i ^ des FET 11 in der Schaltungsanordnung, die in Fig. 2 gezeigt ist, in Abhängigkeit von den Änderungen in der variablen Phasendifferenz zwischen den Mikrowellen-Signalen S-,' und S_?', d. h. von den Änderungen in der Phasendifferenz zwischen den Mikrowellen-Signalen S, und Sp. Dieser Mittelwert A i verursacht Änderungen der Spannung über dem Lastwiderstand 23, und ein Ausgangssignal V_Q, das an der Ausgangsklemme 24 gewonen wird, wird in Abhängigkeit von den Spannungsänderungen über dem Lastwiderstand 23 gewonnen. Dementsprechend

wird die gegenseitige Phasendifferenz zwischen den Mikrowellen-Signalen S, und S₂ in Form des Ausgangssignals V_Q erfaßt.

Aus der oben gegebenen Beschreibung ist-ersichtlich, daß die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 als ein Phasendetektor zum Erfassen der gegenseitigen Phasendifferenz zwischen den Mikrowellen-Signalen S, und Sp, die den Eingangsseiten 12a bzw. 13a zugeführt werden, wirksam ist.

Im Falle der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 ist das Verhältnis der Änderungen des Ausgangssignals V_Q zu den Änderungen der Phasendifferenz zwischen den Mikrowellen-Signalen S, und Sp vermöge des geringen Widerstandswertes des Vorspannwiderstandes 17, der mit der Source-Elektrode S des FET 11 verbunden ist, erhöht, und daher kann eine hohe Empfindlichkeit für die Phasenerfassung erzielt werden. Desweiteren kann, da die Phasenerfassung im wesentlichen durch einen Feldeffekttransistor erreicht wird, nämlich den FET 11> die Phasenerfassung sehr stabil ausgeführt werden.

Beiläufig bemerkt beträgt, da der rechte Teil der Gleichung (9) stets einen negativen Wert annimmt, die feste Phasendifferenz Oq¹ mehr als 90° und weniger als 270°. Dementsprechend wird eine Differenz zwischen der Länge der Streifenleitung 12 und der Länge der Streifenleitung 13 so ausge-

1 4

wählt, daß sie länger als j . λ und kurzer als -? . λ ( λ ist die Übertragungs-Wellenlänge) ist.

Ferner ist die Beziehung zwischen der festen Phasendifferenz Oq¹ unddem Verhältnis k in Fig. 6 gezeigt. Die feste Phasendifferenz θ ' nimmt einen Wert im Bereich von etwa 110 bis etwa 115 dann an, wenn das Verhältnis k einen Wert in dem Bereich von 0.5 bis 2 annimmt, d. h. wenn die Amplitude eines der Mi krowel 1 en-Si gna.l e S, bzw. S„ gleich oder mehr als die Hälfte der Amplitude des anderen der Mikrowellen-Signale S, bzw. S₂ ist. In praxi ist es üblich, daß die feste Phasendifferenz ö ' so ausgelegt ist, daß sie

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einen derartigen Wert in dem Bereich von etwa 110 bis etwa 115 annimmt.

Fig. 7 zeigt einen Frequenzdiskriminator, auf den der Phasendetektor gemäß der vorliegenden Erfindung und wie in Fig. 2 gezeigt angewendet ist. In der Schaltungsanordnung in Fig. 7 ist ein Phasendetektor 25 mit Bezugszeichen gezeigt, die gemeinsam mit denen in Fig. 2 vergeben sind, und es ist ein weiteres Paar von Streifenleitungen 26 und 27 mit den Eingangsenden 12a bzw. 13a des Phasendetektors 25 verbunden. Desweiteren ist ein dielektrischer Resonator 28 vorgesehen, der eine Resonanzfrequenz f„ (beispielsweise 11.66 GHz) hat und zwischen den Streifenleitungen 26 und angeordnet ist, um ihn mit diesen verbinden zu können. An einem Ende der ersten Streifenleitung 26 ist ein Eingangsende 26a vorgesehen, und ein Mikrowellen-Signal S~, das eine Frequenz f hat, die beispielsweise einen Mittelwert bei 11.66 GHz hat und variabel ist, um um etwa 10 MHz von 11.66 GHz .abzuweichen, wird davon bereitgestellt. Die Übertragungs-Wel1enlänge λ des Phasendetektors 25 wird so ausgewählt, daß sie mit der Wellenlänge eines Mikrowellensignals identisch ist, das die Frequenz f_Q hat.

Das Mikrowellen-Signal S₃, das an das Eingangsende 26a der Streifenleitung 26 gelegt wird, wird zu dem Eingangsende 12a des Phasendetektors 25 über die Streifenleitung 26 und ebenfalls zu dem Eingangsende 13a des Phasendetektors 25 über einen Abschnitt der Streifenleitung 26, den dielektrischen Resonator 28 und die zweite Streifenleitung 27 übertragen, da die elektrische Kopplung zwischen der ersten Streifenleitung 26 und dem dielektrischen Resonator 28 sowie zwischen dem dielektrischen Resonator 28 und der zweiten Streifenleitung 27 dem Mikrowellen-Signal S., gestattet, daß es zu der zweiten Streifenleitung 27 von der ersten Streifenleitung 26 her übertragen wird. In diesem Fall wird unter der Annahme, daß S', für das Mikrowellen-Signal an

1*" O

dem Eingangsende 12a und S''₃ für das Mikrowellen-Signal an dem Eingangsende 13a stehen, die Phase des Mikrowel1en-Si-

3 3Ό 0*3 9*7

gnals S'~ um den Betrag der Phase, die von der Frequenz f abhängt, von einer Referenzphase, die das Mikrowellen-Signal S'₃ haben könnte, wenn der dielektrische Resonator 28 nicht in einer ersten Phasenrichtung vorgesehen wäre, verschoben, und die Phase des Mikrowellen-Signals S¹¹, wird ebenfalls um den Betrag der Phase, der von der Frequenz f abhängt, von der zuvor erwähnten Referenzphase in einer zweiten Phasenrichtung entgegengesetzt zu der ersten Phasenrichtung verschoben.

Eine derartige Phasenverschiebung bei jedem der Mikrowellensignale S'o und S'¹- wird im einzelnen anhand von Fig. 8 im folgenden erläutert.

Die Phase des Mikrowellen-Signals S¹~, das die Frequenz f hat, wird mit der zuvor erwähnten Referenzphase dann identisch gemacht, wenn die Frequenz f gleich der Frequenz f~ ist, verglichen mit der Referenzphase verzögert, wenn die Frequenz f niedriger als die Frequenz f« ist, und im Vergleich mit der Referenzphase vorverlegt, wenn die Frequenz f höher als die Frequenz f_Q ist. Diese Phasenverschiebung des Mikrowellen-Signals S'~ wird innerhalb des Phasenberei-

IT TT

ches von - -^ bis + -^ in bezug auf die Referenzphase bewirkt, und der Betrag der Phase, um die verschoben wird, ist in Abhängigkeit von einer Differenz zwischen der Frequenz f und der Frequenz f_Q bestimmt. Die Beziehung zwischen dem Betrag der Phased, um die von der Referenzphase verschoben ist, und der Frequenz f für das Mikrowellen-Signal S'q ist mit einer gebrochenen Linie in Fig. 8 angedeu^tet·

Andererseits wird die Phase des Mikrowellen-Signals S¹' , das ebenfalls die Frequenz f hat, identisch mit der Referenzphase gemacht, wenn die Frequenz f gleich der Frequenz f_Q ist, im Vergleich mit der Referenzphase vorverlegt, wenn die Frequenz f niedriger als die Frequenz f_n ist, und im Vergleich mit der Referenzfrequenz verzögert, wenn die Frequenz f_s höher als die Frequenz f_Q ist. Diese Phasenver-

■ ' 330Ü397

Schiebung des Mikrowellen-Signals S'¹, wird ebenfalls innerhalb des Phasenbereiches von - j bis + ^ in Beziehung zu der Referenzphase bewirkt, und der Betrag der Phasenverschiebung wird ebenfalls abhängig von der Differenz zwisehen der Frequenz f und der Frequenz f_Q bestimmt. Das Verhältnis zwischen dem Betrag der Phase ψ, die gegen die Referenzphase verschoben ist, und der Frequenz f für das Mikrowellen-Signal S''₃ ist mit einer ausgezogenen Linie in Fig. 8 angedeutet.

Wie aus der oben gegebenen Beschreibung und aus Fig. 8 ersichtlich ist, haben die Mikrowellen-Signale S'₃ und S''₃ eine gegenseitige Phasendifferenz, die von der Frequenz f abhängt. Unter der Annahme, daß diese gegenseitige Phasendifferenz zwischen den Mikrowellen-Signalen S¹- und S' ' ~ als θ.₃' bezeichnet wird, ist die gegenseitige Phasendifferenz θ ' Null, wenn die Freqenz f gleich der Frequenz f_Q ist.

Dementsprechend werden in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 die Mikrowellen-Signale S', und S''₃, die die gegenseitige Phasendifferenz θ~' haben, welche in Abhängigkeit von den Änderungen der Frequenz f des Mikrowellen-Signals So variiert, an die Eingangsenden 12a bzw. 13a des Phasendetektors 25 gelegt, und es wird daher ein Ausgangssignal V'g, das die gegenseitige Phasendifferenz O ' repräsentiert, an der Ausgangsklemme 24 durch die Wirkungsweise des Phasendetektors 25, wie sie anhand von Fig. 2 erklärt wurde, gewonnen. Das Ausgangssignal V'_Q variiert in Abhängigkeit von den Änderungen in der gegenseitigen Phasendifferenz ΘΛ d. h. in Abhängigkeit von Änderungen in der Frequenz f₃ des Mikrowellen-Signals S₃. Dies bedeutet, daß die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 als ein Frequenzdiskrimi η at or zum Erzeugen eines Ausgangssignals in Abhängigkeit von der Frequenz eines Eingangssignals wirksam ist.

Bei den Schaltungsanordnungen, die in Fig. 2 und Fig. 7 gezeigt sind, ist es möglich, für den veränderbaren Wider-

'·■ ^: '·■■ "" 3 3Ό0397

stand 18 einen Transistor einzusetzen, der Emitter-, Kollektor- und Basis-Elektroden hat. In einem derartigen Fall
sind die Emitter- und Kollektor-Elektroden des Transistors mit einem Ende des Vorspannwiderstandes 17, der mit der
Source-Elektrode S des FET 11 verbunden ist, bzw. mit dem
Spannungsquellen-Anschluß +B verbunden, und die Basis-Elektrode des Transistors wird mit einer vorbestimmten Vorspannung versorgt, so daß das Potential an der Source-Elektrode S des FET 11 durch das Potential an der Basis-Elektrode des Transistors bestimmt ist, wodurch es nur schwer in Abhängigkeit von den Änderungen in dem Source-Strom des FET 11 verändert werden kann. Dies ergibt sich daraus, daß der Widerstandswert des Vorspannwiderstandes 17 entsprechend verringert ist. Folglich wird die Empfindlichkeit der Schaltungsanordnung weiter gesteigert.

Zusätzlich ist es in dem oben genannten Fall möglich, eine
Temperaturkompensation für das Ausgangssignal, das an der
Ausgangsklemme 24 gewonnen wird, mittels der Steuerung des
Potentials an der Basis-Elektrode des Transistors in Abhängigkeit von Temperaturschwankungen zu erreichen.

Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für einen
Phasendetektor gemäß der vorliegenden Erfindung, welchem
Phasendetektor die Mikrowellen-Signale S-, und S„, die zuvor erläutert worden sind, in gleicher Weise wie in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 2 zugeführt werden.

In diesem Ausführungsbeispiel ist ein Zwei-Gate-Feldeffekttransistor (im folgenden als DG-FET bezeichnet) 31 vorgesehen, der eine erste Gate-Elektrode G-, und eine zweite Gate-Elektrode G ρ > eine Source-Elektrode S und eine Drain-Elektrode D hat, vorgesehen, und ein Paar von Streifenleitungen

32 und 33, die Eingangsenden 32a bzw. 33a haben, sind mit
g₅ der ersten Gate-Elektrode G-, bzw. der zweiten Gate-Elektrode Gp des DG-FET 31 verbunden. Die Streifenleitungen 32 und

33 sind für einen Gleichstrom über eine erste bzw. eine
zweite Induktivität 34 bzw. 35, die als Sperren gegen ein

33QÜ397

hochfrequentes Signal vorgesehen sind, geerdet, und die Mikrowellen-Signale S-, und Sp werden den Eingangsenden 32a und 33a der.Streifenleitungen 32 bzw. 33 zugeführt. Die Länge der ersten Streifenleitung 32 von dem Eingangsende 32a zu der ersten Gate-Elektrode G, und die Länge der zweiten Streifenleitung 33 von deren Eingangsende 33a zu der zweiten Gate-Elektrode G_? sind so gewählt, daß die erstere um ein ungeradzahliges Vielfaches eines Viertels einer Übertragung-Wellenlänge λ ' länger als die letztere ist. FoIglieh ist die Phasenverschiebung, die das Mikrowellen-Signal S, durch die erste Streifenleitung 32, durch welche das Mikrowellen-Signal S-, zu der ersten Gate-Elektrode G, übertragen wird, erfährt, um ein ungeradzahliges Vielfaches von I von der Phasenverschiebung unterschiedlich, die das Mikrowel1en-Signal S_? durch die zweite Streifenleitung 33, über welche das Mikrowellen-Signal S„ zu der zweiten Gate-Elektrode G₂ übertragen wird, erfährt.

Eine dritte Streifenleitung 36, die eine Länge hat, welche mit einem ungeradzahligen Vielfachen eines Viertels der Übertragungs-Wellenlänge λ ' korrespondiert, ist mit der Source-Elektrode S des DG-FET 31 verbunden. Ein Ende dieser Streifenleitung 36 ist offen, so daß die Source-Elektrode S des DG-FET 31 für ein hochfrequentes Signal derselben WeI-lenlänge wie die Übertragungs-Wellenlänge λ ' geerdet ist. Die dritte Streifenleitung 36 ist außerdem über eine dritte Induktivität 37, die als eine Sperre gegen ein hochfrequentes Signal vorgesehen ist, und einen Vorspannwiderstand 38 an Erde gelegt. Zwischen das eine Ende des Vorspannwider-Standes 38 und einen Spannungsquellen-Anschluß +B, an dem ein Spannungswert V„ liegt, ist ein veränderbarer Widerstand 39 geschaltet. .

Desweiteren ist die Drain-Elektrode D des DG-FET 31 mit einem Ende einer vierten Streifenleitung 40 verbunden. Das andere Ende dieser vierten Streifenleitung 40 ist über einen Kondensator 41, der als eine Sperre gegen einen Gleichstrom vorgesehen ist, mit einem Abschlußwiderstand 42 ver-

bunden, so daß die vierte Streifenleitung 40 an ihrem anderen Ende mit einer Anpassungsimpedanz für ein hochfrequentes Signal abgeschlossen ist, um eine Reflexion des hochfrequenten Signals daran zu vermeiden. Die vierte Streifenleitung 40 ist ebenfalls mit dem Spannungsquellen-Anschluß +B über eine vierte Induktivität 43 und einem Lastwiderstand 44, der einen Widerstandswert r_ hat, verbunden, und es ist eine Ausgangsklemme 45 an den Verbindungspunkt zwischen der vierten Induktivität 43 und dem Lastwiderstand geschaltet.

Ein Ersatzschaltbild für einen Gleichstrom des Phasendetektors, wie er in Fig. 9 gezeigt ist, kann wie in Fig. 10 gezeigt, dargestellt werden. In der Ersatzschaltung gemäß Fig. 10 ist der DG-FET 31 durch eine Spannung vorgespannt, die über dem Vorspannwiderstand 38, durch welchen ein

Source-Strom I^ und ein zusätzlicher Vorspannstrom I von τ ^p

dem veränderbaren Widerstand 39 her fließt, erzeugt wird, so daß die Potentiale an der ersten Gate-Elektrode G, und der zweiten Gate-Elektrode G„ niedriger als das Potential an der Source-Elektrode S werden. Der Transistor arbeitet mit einer Gate-Vorspannung, die nahezu gleich seiner Einschnürungsspannung ist. Ein Drain-Strom des DG-FET 31 ändert sich in Abhängigkeit von Änderungen in den beiden Mikrowel 1 en-Signal en, die der ersten Gate-Elektrode G-, bzw. der zweiten Gate-Elektrode G_? zugeführt werden, und es wird ein Ausgangssignal aus den Änderungen in der Spannung, die über dem Lastwiderstand 44 abfällt, in Abhängigkeit von den Änderungen in dem Drain-Strom auftreten, gewonnen und an

3Q der Ausgangsklemme 45 abgegeben.

Der Widerstandswert des Vorspannwiderstandes 38 wird so gewählt, daß er auf die gleiche Weise wie der Vorspannwiderstaned 17 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 zum Zwecke der Erhöhung der Empfindlichkeit der Schaltungsanordnung niedrig ist. Desweiteren ist der veränderbare Widerstand 39 zum gleichen Zwecke wie der veränderbare Widerstand 18 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 vorgesehen.

3 3 O 0"3 9 7

Der DG-FET 31 ist gleichwertig mit einer Reihenschaltung
eines Paares von Feldeffekttransistoren, in der die Source-Elektrode eines dieser Feldeffekttransistoren mit der
Drain-Elektrode des anderen der beiden Feldeffekttransistoren verbunden ist, so daß sich e.ine Reihenschaltung eines Paares von FeIdeffekttransistören . 46 und 47 ergibt, wie sie in Fig. llA gezeigt ist. Mit einem derartigen Äquivalent zu dem DG-FET 31 kann eine Ersatzschaltung für ein

Hochfrequenzsignal des Phasendetektors, wie er in Fig. 9

gezeigt· ist, anhand von Fig. 11B dargestellt werden. In der Ersatzschaltung, die in Fig. 11B gezeigt ist, korrespondieren die Gate-Elektrode des FET 46 und die Gate-Elektrode
des FET 47 mit der ersten Gate-Elektrode G-, bzw. der zweiten Gate-Elektrode G₂ des DG-FET 31, und die Drain-Elektrode des ersten FET 46 sowie die Source-Elektrode des zweiten FET 47 korrespondieren mit der Drain-Elektrode D bzw. der
Source-Elektrode S des DG-FET 31.

In der Ersatzschaltung gemäß Fig. HB stehen ν , für die
Gate/Sou'rce-Spannung des ersten FET 46, ν „ für die Gate/
Source-Spannung des zweiten FET 47, V , für die Gate/Erde-Spannung des ersten FET 46, v,₂ für die Drain/Source-Spannung des zweiten FET 47, ip, für den Drain-Strom des ersten FET 46 und i_D2 für den Drain-Strom des zweiten FET 47.

Da der DG-FET 31 vorgespannt ist und mit einer Gate-Vorspannung nahezu gleich der Einschnürungsspannung, wie sie zuvor erwähnt wurde, arbeitet, ist ebenfalls jeder der Feldeffekttransistoren 46 u. 47 vorzuspannen, um sie mit einer Gate-Vorspannung arbeiten zu lassen, die nahezu gleich deren
Einschnürungsspannung ist.

Allgemein gilt, daß dann, wenn ein Feldeffekttransistor mit einer derartigen Gate-Vorspannung, die ihm als nahezu

gleich seiner Einschnürungsspannung V zugeführt wird, eine Gate/Source-Spannung ν und ein fließender Drain-Strom i .
die folgende Gleichung erfüllen:

- ^: 3 3Ό 0*3 9

¹O ■ ' ^(Vp - ^K · "/'

wobei I und K Konstanten sind.
5

Dementsprechend wird für den Feldeffekttransistor 46 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 11B die folgende Gleichung gewonnen:

*dl ^{= l (V}pl - ^Kl ' ^Vgl⁾² - ^{! { V} _P1 - ^Kl · ^(v'gl " ^vd2^)}2

(10),

wobei V -, die Einschnürungsspannung des ersten Feldeffekt-15

transistors 46 und K-. eine Konstante ist.

v_d2 ^^st eine Funktion von ν _? , und es wird die folgende Gleichung als eine angemessene Annäherung gewonnen:

v_d2 = R . v_g2 (11),

wobei R eine Konstante ist.

Aus den Gleichungen (10) u. (11) kann die folgende Gleichung abgeleitet werden:
25

¹ClI - ^{l {V}pl - ^Kl ^{v'gl - ^R · ^vg2^)}2

⁼ * ^iVpl² - ^2V _P1 · ^Kl ^{v'gl - ^R · ^Vg2^} + K₁ ² . V_gl ² - 2R . K₁ . V_g1 . v_{g2 +} K₁ ² . R² .. v_g2 ² }

(12)

ν¹-, u. ν „ korrespondieren mit Spannungswerten der Mikro· wel1en-Signale S₁ bzw. S₂ an der ersten Gate-Elektrode G₁ bzw. der zweiten Gate-Elektrode G„. Es können dann, wenn angenommen wird, daß eine Phasendifferenz γ zwischen dem Mikrowellen-Signal S₁ an dem ersten Eingangsende 32a und

330Ü397

dem Mikrowellen-Signal S_? an dem zweiten Eingangsende 33a besteht und das Mikrowellen-Signal S-, an dem ersten Eingangsende 32a und das Mikrowellen-Signal S_? an dem zweiten Eingangsende 33a jeweils Spannungswerte cos ( mt + γ ) bzw. cos (Dt haben, da das Mikrowellen-Signal S, an der ersten Gate-Elektrode G-, und das Mikrowellen-Signal S₂ an der zweiten Gate-Elektrode G₂ zwischen sich eine zusätzliche Phasendifferenz eines ungeradzahligen Vielfachen von -|· haben, die durch die Streifenleitungen 32 u. 33 bewirkt wird, wie dies zuvor erläutert wurde, die Werte v¹ ·, bzw. v~ ^w">^e folgt ausgedrückt werden:

.v!, = coslto t + γ + ι . (2n+l)J (j2 ist ο oder ein positive ganze Zahl)

= COS ( ω t + ψ ) ,

wobei φ = γ + J (2n + 1) ist, - - - - (13) 20

und V₂=COs ω t ----(14).

Durch Einsetzen des rechten Teils der Gleichung (13) für den Ausdruck v' , in die Gleichung (12) und ebenfalls des rechten Teils der Gleichung (14) für den Ausdruck ν _? in die Gleichung (12) zur Umstellung der Gleichung (12) wird ein Mittelwert i,, des Drain-Stroms i .-, des ersten Feldeffekttransistors 46 aus der umgestellten Gleichung (12) gewonnen, wie dies in der folgenden Gleichung gezeigt ist:

Vl ^{= l [ V}pl " ^R · ^Ki · ^{cos <^2ω t + Φ) + ΰοεφ}]

Bei der Berechnung dieser Gleichung werden die Ausdrücke, die hochfrequente Komponenten betreffen, eliminiert, da das Mittel von jedem davon Null wird.

Desweiteren wird das Mittel von cos (2ω t + Φ) zu Null, und daher wird die folgende Gleichung gewonnen:

"'■ ^: ""' --33ΌΌ397

-30-
-R-K₁ . cos φ)

= I (V ,² + R . K₁ . siny) - - - - (15) ρ ι — ι

Wie aus Gleichung (15) ersichtlich, ist der Mittelwert i .-, des Drain-Stroms des ersten FET 46 eine ungerade Funktion der gegenseitigen Phasendifferenz γ zwischen den Mikrowellen-Signalen S-, und Sp.

Ein Ausgangssignal V_n', das an der Ausgangsklemme 45 der Schaltungsanordnung gewonnen wird, die in Fig. 9 und Fig. 10 gezeigt ist, wird durch Subtrahieren des Spannungswertes über dem Lastwiderstand 44 von dem Spannungswert Vg der Spannungsquelle, die über den Spannungsquellen-Anschluß +B anschließbar ist, gewonnen, und der Spannungswert über dem Lastwiderstand 44 wird als ein Produkt des Widerstandswertes r des Lastwiderstandes 44 und des Stromwertes des Drain-Stroms des DG-FET 31 gewonnen, d. h. der Mittelwert i j'V des Drain-Stroms i ,-, des ersten FET 46. Demzufolge wird die folgende Gleichung gewonnen:

V ^{= V}B - VT · r
= (V_B - r . I . V_p1 ²) + I . R . r . K₁ . sin γ

Wie aus der letzten der oben angegebenen Gleichungen ersichtlich ist, ist das Ausgangssignal V_n', das an der Ausgangsklemme 45 gewonnen wird, eine ungerade Funktion der gegenseitigen Phasendifferenz γ zwischen den Mikrowellen-Signalen S, und S₂, d. h. das Ausgangssignal V_Q' ist eine Gleichspannung, die sich in Abhängigkeit von den Änderungen in der gegenseitigen Phasendifferenz y zwischen den Mikrowellen-Signalen S-, und S„ ändert.

Aus den obigen Ausführungen ist ersichtlich, daß die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 als ein Phasendetektor zum Erfassen der gegenseitigen Phasendifferenz zwischen den Mikro-

we!1 en-Signalen S, und S~, die den Eingangsenden 32a bzw. 33a zugeführt werden, wirksam ist.

Im Falle der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 kann eine hohe Empfindlichkeit für die Phasenerfassung vermöge des niedrigen Widerstandswertes des Vorspannwiderstandes 38 in gleicher Weise wie in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 erreicht werden. Daneben werden in der Praxis die erste Gate-Elektrode G, und zweite Gate-Elektrode G„ des DG-FET 31, an die die Mikrowellen-Signale S-, und S_? gelegt werden, um deren gegenseitige Phasendifferenz zu erfassen, an Stellen ausgebildet, die sehr nahe beieinander auf einem Halbleitersubstrat liegen, so daß eine Differenz in den unterschiedlichen Charakteri sti ka der beiden Gate-Elektroden S-, und S^ nur sehr geringfügig ist und daher in diesem Fall der Phasenerfassungsvorgang mit einer ausgezeichneten Stabilität durchgeführt werden kann.

Patentanwalt

Claims (1)

1. Dipi.-ing. η. MiTSCHERLicH d-8000 München 22

   Di pi.-1 ng. K. GUNSCHMANN Steinsdorfstraße 10

   Dr. re r. η at. W. KÖRBER ® ⁽⁰⁸⁹> * ^{29 66 84}

   Dipl.-Ing. J. SCHMIDT-EVERS

   PATENTANWÄLTE

   7.1.1983

   SONY CORPORATION

   7-35 Kitashinagawa 6-chome, Shinagawa-ku, Tokyo/Japan

   Ansprüche:

   1J Phasendetektor zum Erfassen einer gegenseitigen Phasendifferenz zwischen zwei Signalen, dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t , daß ein erstes.Eingangsende (12a) und ein zweites Eingangsende (13a) zum Anlegen eines ersten Eingangssignals bzw. eines zweiten Eingangssignals vorgesehen sind, daß ein Ein-Gate-Feldeffekttransistör FET (11) vorgesehen ist, der zumindest eine Gate-Elektrode (G), eine Source-Elektrode (S) und eine Drain-Elektrode (D) hat, wobei zwei der Elektroden des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) als eine erste bzw. eine zweite Eingangselektrode benutzt werden, daß ein erster Signalpfad zwischen dem ersten Eingangsende (12a) und der ersten Eingangselektrode des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) zum Übertragen des ersten Eingangssignals zu der ersten Eingangselektrode des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) vorgesehen ist, wobei der erste Signalpfad derart beschaffen ist, daß das erste Eingangssignal, das über ihn zu der ersten Eingangselektrode des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) übertragen wird, eine erste Phasenverschiebung erfährt, daß ein zweiter Signalpfad zwischen dem zweiten Eingangsende (13a) und der zweiten Eingangselektrode des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) zum Übertragen des zweiten Eingangssignals zu der zweiten Eingangselektrode des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) vorgesehen ist, wobei der zweite Signalpfad derart beschaffen ist, daß das zweite Eingangssignal, das über ihn zu der zweiten Eingangselektrode des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) übertragenwird, eine zweite Phasenverschiebung erfährt, die um einen Betrag

   -z-

   der Phase unterschiedlich von der ersten Phasenverschiebung ist, daß ein Vorspannwiderstand (17), der mit der Source-Elektrode (S) des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) verbunden ist, vorgesehen ist, daß eine Spannungsquelle mit einem Spannungsquellen-Anschluß (+B) zur Lieferung eines Vorspannstroms an den Vorspannwiderstand (17) vorgesehen ist und daß ein Lastwiderstand (23) vorgesehen ist, der mit der Drain-Elektrode (D) des Ein-Gate-Feldeffekttransistors FET (11) zum Erzeugen eines Ausgangssignals (V ), das die gegenseitige Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Eingangssignal repräsentiert, verbunden ist.

   2. Phasendetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ein-Gate-Feldeffekttransistör FET (11) zwischen seiner Gate-Elektrode (G) und seiner Source-Elektrode (S) mit einer Gate-Vorspannung beaufschlagt wird, die nahezu gleich der Einschnürungsspannung (V ) des EinGate-Feldeffekttransistors FET (11) ist.

   3. Phasendetektor nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t , daß das erste Eingangssignal und das zweite Eingangssignal Mikrowellen-Signale (S-,, S„) gleicher Frequenz sind und daß der erste Signalpfad und der zweite Signalpfad durch ein Paar von Streifenleitungen (12, 13) gebildet sind, die sich in ihrer Länge voneinander unterschei den.

   4. Phasendetektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Ein-Gate-Feldeffekttran- sistors FET (11) ein Zwei-Gate-Feldeffekttransistör DG-FET (31) mit einem Paar von Gate-Elektroden (G,, G_?), die als eine erste bzw. eine zweite Eingangselektrode benutzt werden, vorgesehen ist und daß die zweite Phasenverschiebung, die das zweite Eingangssignal erfährt, um ein ungeradzahliges Vielfaches von I von der ersten Phasenverschiebung, die das erste Eingangssignal erfährt, verschieden ist.

   5. Phasendetektor nach Anspruch 4, dadurch g e k e η η -

   zeichnet, daß das erste Eingangssignal und das zweite Eingangssignal zwei Mikrowellen-Signale (S-,, S„) gleicher Frequenz sind und daß der erste Signalpfad und der zweite Signalpfad durch eine erste Streifenleitung (32) bzw. eine zweite Streifenleitung (33) gebildet sind, wobei die Länge der ersten Streifenleitung (32) um ein ungeradzah· 1i g e s Vielfaches eines Viertels einer Übertragungs-Wellenlänge von der Länge der zweiten Streifenleitung (33) verschieden ist.

   6. Phasendetektor nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t , daß die Gate-Elektrode (G) und die Source-Elektrode (S) als eine erste bzw. eine zweite Eingangselektrode benutzt werden und daß die zweite Phasenver-Schiebung, die das zweite Eingangssignal erfährt, um einen Betrag der Phase, die als θ bezeichnet wird, von der zweiten Phasenverschiebung, die das erste Eingangssignal erfährt, verschieden ist, wobei θ die Gleichung

   cos θ = -1 { ^ + k - /( ^ + kr + 4 }

   erfüllt, wobei k das Verhältnis der Amplitude des zweiten Eingangs signals zu der Amplitude des ersten Eingangssignals repräsentiert.

   7. Phasendetektor nach Anspruch 1, dadurch g e k e η η zeichnet , daß eine Umsetzerschaltung vorgesehen ist, die mit einem dritten Eingangssignal beliefert wird und die das dritte Eingangssignal in ein Paar von Signalen umsetzt, die untereinander eine gegenseitige Phasendifferenz aufweisen, welche in Abhängigkeit von Abweichungen in der Frequenz des dritten Eingangssignals von einer vorbestimmten Frequenz variiert, und daß das Paar von Signalen dem ersten und dem zweiten Eingangsende (12a, 13a) zugeführt wird, so daß ein entstehendes Ausgangssignal (V ) die Abweichungen in der Frequenz des dritten Eingangssignal srepräsen ti ert.

   .3 3 0Q3-S7

   1 8. Phasendetektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzerschaltung einen Resonator (28) enthält, der eine Resonanzfrequenz aufweist, die im wesentlichen gleich der vorbestimmten Frequenz ist.