DE3245582C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine dynamische Verstärkerschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Derartige dynamische Verstärkerschaltungen werden u. a. in Schaltungen mit geschalteten Kondensatoren zum Erhalten einer Filterwir­ kung benutzt (in englischer Sprache: "Switched capacitor filters") und sind als Ersatz von Operationsverstärkern in derartigen Schaltungen u. a. vorgeschlagen in:
Copeland, M.A. and Rabacy, J.M.: "Dynamic aplifier for M.O.S. technology", Electronics Letters, 1979, Vol. 15, No. 10, S. 301 und 302;
Hosticka, B.J.: "Dynamic amplifiers in C.M.O.S. technology",
"Electronics Letters", 1979, Vol. 15, No. 25, S. 819 und 820, und
Hosticka, B.J.: "Dynamic C.M.O.S. amplifiers", IEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-5, No. 5, S. 887 . . . 894.

Der Vorteil einer derartigen dynamischen Verstärkerschal­ tung besteht darin, daß am Anfang der Verstärkungsdauer, im erwähnten ersten Zeitintervall, der Ruhestrom der Ver­ stärkerschaltung hoch ist, was eine hohe Geschwindigkeit der Verstärkerschaltung am Anfang der Verstärkungsdauer bedeutet, daß am Ende der Verstärkungsdauer der Ruhestrom gering ist, was eine hohe Verstärkung und somit eine hohe Genauigkeit am Ende der Verstärkungsperiode bedeutet.

Bei der Verwendung derartiger dynamischer Verstärkerschal­ tungen zeigt es sich, daß eine damit aufgebaute Schaltung mit geschalteten Kondensatoren außerordentlich störemp­ findlich ist, insbesondere am Ende des ersten Zeitinter­ valls, in dem der Ruhestrom sehr klein sein kann, und in einem möglicherweise nachfolgenden Zeitintervall, in dem der Verstärker abgeschaltet ist. Weiter zeigt es sich, daß derartige Verstärkerschaltungen problematisch sind, wenn eine Kapazität, beispielsweise eine Eingangskapazität einer folgenden Stufe zwischen die Ausgänge zweier derar­ tiger dynamischer Verstärkerschaltungen aufgenommen wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine dynamische Verstärkerschaltung eingangs erwähnter Art anzugeben, die die erwähnten Nachteile nicht hat. Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angege­ benen Maßnahmen gelöst.

Der Erfindung liegt dabei die Erkenntnis zugrunde, daß die erwähnten Probleme dadurch entstehen, daß der Endwert des Ruhestroms undefiniert ist und dadurch die Verstärkerei­ genschaften oder sogar der Ruhestrom auf nahezu Null absinkt, der Verstärker nicht mehr arbeitet und daß dies im ersten Zeitintervall der Fall ist, wenn nicht die Anfangsstärke des absinkenden Ruhestroms im Zusammenhang mit den verschiedenen Parameterstreuungen und dem Zusam­ menhang zwischen Anfangsstärke und Endstärke extrem hoch gewählt wird, was oft unerwünscht ist.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung, bei der eine Ruhestromeinstellschaltung mit einem geschalteten Kondensator verwendet wird, ist im Anspruch 2 beschrieben.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1a eine erste Ausführungsform einer dynamischen er­ findungsgemäß angewandten Verstärkerschaltung,

Fig. 1b einige Diagramme zur Erläuterung der Schaltungs­ wirkung nach Fig. 1a,

Fig. 1c einen abgewandelten Teil der Schaltung nach Fig. 1a,

Fig. 2a eine zweite Ausführungsform einer erfindungsgemäß angewandten dynamischen Verstärkerschaltung,

Fig. 2b einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkung der Verstärkerschaltung nach Fig. 2a,

Fig. 3 eine dritte Ausführungsform einer erfindungsgemäß angewandten dynamischen Verstärkerschaltung.

Die Ausführungsform nach Fig. 1a basiert auf den dynamischen Verstärkerschaltungen, wie sie u. a. in der er­ wähnten Veröffentlichung von B.J. Hosticka in Electronics Letters 1979, Vol. 15, S. 819 und 820 beschrieben werden, und enthält eine Verstärkerschaltung mit als Differenzpaar geschalteten Eingangstransistoren T₁ und T₂, deren Gate­ elektroden mit Eingangsanschlüssen 1 und 2 verbunden sind. Ein Ausgangssignalstrom wird an einem Ausgang 3 mit Hilfe eines Stromspiegels ausgekoppelt, der aus den Transistoren T₃ und T₄ besteht. Die Sourceströme werden den Sourceelek­ troden der Transistoren T₁ und T₂ über einen Transistor T₅ zugeführt, der zusammen mit einem Transistor T₆ dessen Drainelektrode mit der Gateelektrode verbunden ist, als Stromspiegel geschaltet ist. Für die Ruhestromversorgung des Verstärkers ist die Drainelektrode des Transistors T₆ über einen Kondensator C₁ mit der positiven Speiseleitung 4 verbunden. Parallel zu diesem Kondensator ist ein Schalter 5 angeordnet, der durch ein Signal geschaltet wird, und zwischen dem Kondensator C₁ und der Drainelektrode des Tran­ sistors T₆ ist ein Schalter 6 angeordnet, der durch ein Sigual Q geschaltet wird

In Fig. 1b sind die Signale Q und dargestellt. Vor dem Zeitpunkt t₁ ist der Schalter 6 geöffnet und der Schalter 5 geschlossen. Der Kondensator C₁, ist dabei ent­ laden. Zum Zeitpunkt t₁ schließt sich der Schalter 6 und öffnet der Schalter 5. Der Kondensator C₁ lädt sich dabei über den Transistor T₆ auf, wodurch ein exponentiell ab­ sinkender Ladestrom ausgelöst wird, der Gesamt-Sourceströme I des Differenzpaares zur Folge hat, die als Strom I _a in Fig. 1b dargestellt sind. Nach einiger Zeit ist dieser Strom I _a so weit abgesunken, daß das Differenzpaar T₁, T₂ nicht mehr als Verstärker wirksam sein kann. Von diesem Zeitpunkt ist die Schaltung, in die ein derartiger dynami­ scher Verstärker aufgenommen ist, besonders empfindlich für Störungen wie Taktübersprechen und kapazitive Signal­ weiterkopplung. Wird eine Ausgangsschaltung, beispielsweise die Eingangskapazität einer folgenden Stufe zwischen zwei Ausgänge 3 zweier dynamischer Verstärker nach Fig. 1a schwe­ bend aufgenommen, wird dies problematisch, weil beide Ver­ stärker nicht gleichzeitig aufhören. Die Erhöhung des An­ fangsstroms I _a (zum Zeitpunkt t₁) ist keine Lösung, weil unter Berücksichtigung des exponentiellen Zusammenhangs zwischen der Anfangsstärke und der Endstärke und mit ver­ schiedenen Parameterstreuungen wie der Kapazität des Konden­ sators C₁ und der Impedanz des Transistors T₆ und unter Be­ rücksichtigung der Mindesttaktfrequenz, also der Maximal­ dauer des Zeitraums t₁-t₂, diese Anfangsstromstärke extrem hoch sein müßte, der Endwert des Stroms undefiniert und in vielen Fällen höher als erwünscht ist.

Eine erfindungsgemäße Lösung ist das Anordnen einer Stromquelle parallel zum Kondensator C₁ in der Schal­ tung nach Fig. 1a in Form eines Transistors T₇ mit verbunde­ nen Drain- und Gateelektroden. Die in diesem Fall entstehen­ den Source-Summenströme I sind als I _b in Fig. 1b dargestellt, wobei der Transistor T₇ den Mindestwert des Stroms I _b zum Zeitpunkt t₂ festlegt. Zu diesem Zeitpunkt t₂ öffnet sich der Schalter 6 und hört der Strom I auf. In verschiedenen Anwendungen wie bei der Abwandlung nach Fig. 1c oder wenn die Schaltung nach dem Zeitpunkt t₂ immer noch störempfindlich bleibt, kann es wünschenswert sein, den Verstärker auch nach dem Zeitpunkt t₂ (und vor dem Zeitpunkt t₁) mittels eines Mindesstruhestroms durch den Verstärker aktiv sein zu lassen.

Dies läßt sich u. a. durch die Verbindung der Sourceelek­ trode des Transistors T₇ mit der anderen Seite des Schalters 6 als der erreicht werden, an die diese Quellenelektrode in Fig. 1a angeschlossen ist, wie gestrichelt dargestellt. Der vom Transistor T₇ gelieferte Strom I _o fließt daher auch nach dem Zeitpunkt t₂ wie in Fig. 1b mit I _c dargestellt.

Statt der Stromquelle (T₇) im Eingangskreis des Stromspiegels T₅, T₆ kann sie auch an anderen Stellen ange­ ordnet werden, zum Beispiel zwischen den Quellenelektroden des Differenzpaares T₁, T₂ und der negativen Speiseleitung 10, was in Fig. 1a mit Quelle 7 angegeben ist.

Bei der Schaltung nach Fig. 1a wird in der Phase Q der Verstärker beispielsweise durch Lesen einer kapazi­ tiven Signalquelle beispielsweise in geschalteten Kapazitäts­ filtern aktiviert. In der Phase ist der Verstärker un­ wirksam, gegebenenfalls auf einen Mindestruhestrom I _o einge­ stellt. In bestimmten Anwendungen soll beispielsweise durch alternierende Verbindung mit verschiedenen Eingangssignal­ quellen, der Verstärker in beiden Phasen Q und aktiv sein. Der exponentiell absinkende Ruhestrom muß dabei in beiden Phasen auftreten. Dies läßt sich durch Ausdehnen des Ein­ gangskreises des Stromspiegels T₅, T₆ nach Fig. 1c erreichen. Bei dieser Erweiterung ist ein zweiter Kondensator C₂ in Serie mit einem Schalter 8, der durch das Signal geschal­ tet wird, zwischen die Drainelektroden des Transistors T₆ und die positive Speiseleitung 4 aufgenommen. Parallel zum Kondensator C₂ ist ein Schalter 9 aufgenommen, der durch das Signal Q geschaltet wird. In der Phase Q (zwischen den Zeit­ punkten t₁ und t₂ in Fig. 1b), in der der Kondensator C₁ den Ruhestrom im Differenzpaar T₁, T₂ liefert, ist der Kon­ densator C₂ vom Schalter 9 kurzgeschlossen. Zum Zeitpunkt t₂ öffnet sich der Schalter 9 und schließt sich der Schal­ ter 8, während sich der Schalter 6 öffnet. In der Phase liefert der Kondensator C₂ also den Ruhestrom durch das Differenzpaar T₁, T₂, und es fließt auch in dieser Phase ein exponentiell absinkender Ruhestrom. Dieser Ruhestrom­ verlauf ist in Fig. 1b mit der Kennlinie I _d dargestellt. Der konstante Ruhestrom I _o wird dabei in den beiden Phasen Q und vom Transistor T₇ dadurch geliefert, daß der Tran­ sistor T₇ mit der Drainelektrode des Transistors T₆ ver­ bunden ist.

In Fig. 2a ist eine Ausführungsform einer erfin­ dungsgemäßen dynamischen Verstärkerschaltung dargestellt, die auf der dynamischen Verstärkerschaltung basiert, wie sie von M.A. Copeland und J.M. Rabacy in Electronics Letters, 10-5-1979, Vol. 15, No. 10, S. 301 und 302 beschrieben ist, wobei in Fig. 2b einige Signalformen zur Erläuterung der Wirkung dieser dynamischen Verstärkerschaltung dargestellt sind.

Die dynamische Verstärkerschaltung nach Fig. 2a enthält einen Transistor T₈ in geerdeter Sourceelektroden­ schaltung, dessen Gateelektrode den Eingangsanschluß 11 darstellt. Die Drainelektrode ist über einen Schalter 12, der durch ein Signal _b geschaltet wird, mit einem Ausgangs­ anschluß 13 verbunden, der über einen Schalter 14, der durch ein Signal _a geschaltet wird, mit einer positiven Speiseleitung 15 und über einen Kondensator C₃ mit der Gateelektrode des Transistors T₈ verbunden ist. Eine Ein­ gangsschaltung enthält einen Kondensator C₄, dessen einer Anschluß geerdet ist und dessen anderer Anschluß über einen Schalter 16, der durch ein Signal geschaltet wird, mit der Gateelektrode des Transistors T₈ und über einen Schalter 17, der durch ein Signal Q geschaltet wird, mit einem Signaleingang 18 verbunden ist.

In der Zeit vor dem Zeitpunkt t ₀ (Fig. 2b) sind durch die Signale Q, , _a und _b die Schalter 12, 14 und 16 geöffnet und der Schalter 17 geschlossen. Der Kondensator C₄ wird dabei durch eine Signalspannung am Eingang 18 ge­ laden. Zum Zeitpunkt t ₀ öffnet sich der Schalter 17 und schließen sich die Schalter 14 und 16. Über den Schalter 14 wird dabei die Serienschaltung aus den Kondensatoren C₃ und C₄ auf die Speisespannung aufgeladen, wobei die Ladungsver­ teilung auf die Kondensatoren C₃ und C₄ von der Ladungs­ menge bestimmt wird, die vor dem Zeitpunkt t _o dem Konden­ satoren C₄ zugeführt wurde. Zum Zeitpunkt t₁ öffnet sich der Schalter 14 und schließt sich der Schalter 12. Die Kondensatoren C₃ und C₄ entladen sich dabei über die Drain­ elektrode-Source-Strecke vom Transistor T₈ und dienen dabei als Ladungsquelle für den Strom durch diesen Transistor. Diese Entladung stoppt, wenn die Spannung an die Gateelek­ trode des Transistors T₈ die Schwellenspannung dieses Tran­ sistors erreicht hat. Die Restladung an dem Kondensator C₃ ist dabei von der erwähnten Anfangsladungsverteilung, also vom Signal am Eingang 18 abhängig und bestimmt die Ausgangs­ spannung am Ausgang 13. Der Zeitpunkt, zu dem der Transistor T₈ gesperrt ist, ist von mehreren Parametern abhängig, wo­ durch diese Parameter derart zu wählen sind, daß die Ent­ ladung während der Phase erfolgt. Die Folge davon ist, daß ein Verlauf des Stroms I durch den Transistor T₈ ge­ geben ist, wie in Fig. 2b mit I _a angegeben ist: Ein exponen­ tiell absinkender Strom, der in der Phase auf Null ab­ sinkt, wodurch die verschiedenen bereits erwähnten Probleme auftreten. Erfindungsgemäß wird daher eine Stromquelle in dieser Ausführungsform in Form eines Transistors T₉ mit miteinander verbundenen Gate- und Drainelektroden zwischen den Ausgang 13 und die positive Speiseleitung 15 aufgenommen. Führt diese Stromquelle einen Strom I _o, stoppt der Entla­ dungsvorgang, wenn der Strom I (I _b in Fig. 2b) durch den Transistor T₈ den Wert I _o erreicht hat.

Damit auch in der Phase Q ein Strom I _o durch den Transistor T₈ fließt, kann die Stromquelle T₉ zwischen die Drainelektrode des Transistors T₈ und die positive Speise­ leitung 15 statt zwischen den Ausgang 13 und die positive Speiseleitung 15 aufgenommen werden. Der in diesem Fall den Transistor T₈ durchfließende Strom I ist mit I _c in Fig. 2b bezeichnet.

In Fig. 3 ist eine Abwandlung der erfindungsgemäßen Schaltung nach Fig. 2a dargestellt. Bei der Schaltung nach Fig. 2a wird in der Phase Q der Kondensator C₄ auf die Ein­ gangsspannung V _in aufgeladen und in der Phase _b auf die Schwellenspannung V _T des Transistors T₈ entladen, so daß der Ladungstransport gleich (V _in-V _T)/C₄ und durch die Ab­ hängigkeit von der Schwellenspannung V _T Prozeßabhängig ist. Der Zusatz des Stromquellentransistors T₉ hat zur Folge, daß, was über die Schwellenspannung V _T gestellt wurde, in diesem Fall über die Quellensteuerelektrode Spannung des Transistors T₈ beim Strom I _o gestellt werden muß.

In der Ausführungsform nach Fig. 3 ist hinsichtlich der Ausführungsform nach Fig. 2a ein Kondensator C₅ zwischen den Schaltanschlußpunkt 11 und die Gateelektrode des Transistors T₈ aufgenommen. Der Anschlußpunkt 11 ist außerdem über einen Schalter 19 mit einer Referenzspannungsquelle V _ref verbunden; der Schalter wird durch das Signal Q geschaltet. Die Gateelektrode des Transistors T₈ ist über einen Schalter 20, der von einem Signal Q _c gesteuert wird, mit der Drainelektrode des Transistors T₈ und über einen Schalter 21, der von einem Signal Q _d gesteuert wird, mit der positiven Speiseleitung 15 verbunden. Der Stromquellen­ transistor T₉ ist zwischen die positive Speiseleitung 15 und die Drainelektrode des Transistors T₈ aufgenommen.

In der Phase Q, in der der Kondensator C₄ sich auf die Eingangsspannung V _in auflädt, ist der Kondensator C₅ an seinem einen Anschluß über den Schalter 19 mit der Referenzspannung V _ref verbunden. In dieser Phase Q wird durch das Signal Q _d zunächst der Schalter 21 geschlossen, wodurch der Transistor T₈ leitend wird, wonach der Schalter 20 sich schließt und der Schalter 21 sich öffnet. Dadurch wird der mit der Gateelektrode des Transistors T₈ verbundene Anschluß des Kondensators C₅ durch die Entladung dieses Kondensators über den Transistor T₈ auf eine Spannung V _o gebracht, die die Steuerelektroden-Quellenelektrodenspannung des Transistors T₁ beim Strom I _o ist. Am Anfang der Phase führt die Kapazität C₅ eine Spannung V _ref-V_o. In der Phase Q ist die Situation weiter wie bei der Schaltung nach Fig. 2a in dem Sinne, daß zwischen dem Kondensator C₄ und der Steuerelektrode des Transistors T₈ ein auf eine Spannung (V _ref-V_o) geladener Kondensator vorhanden ist. Die Entladung des Kondensators C₄ in der Phase geht weiter, bis die Steuerelektrode des Transistors T₈ die zum Strom I _o gehörende Spannung V _o führt, bei welcher Spannung die Spannung an dem Kondensator C₄ gleich der Referenzspannung V _ref ist. Hierdurch ist der Ladungstransport über den Kondensator C₄ von der prozeßabhängigen Spannung V _o unabhängig geworden.

Die Referenzspannung V _ref kann gegebenenfalls auch eine Signalspannung sein. In diesem Fall kann die Schaltung als ein Differentialintegrator ausgeführt werden.

Claims (2)

1. Dynamische Verstärkerschaltung für die Verstärkung eines Signals beim Befehl eines Taktsignals in einem ersten Zeitintervall, mit einer Ruhestrom-Einstell­ schaltung zum Durchfließen eines Ruhestromeinganges der Verstärkerschaltung mit einem Ruhestrom in diesem ersten Zeitintervall, mit einer vom Anfangswert absinkenden Stärke, dadurch gekennzeichnet, daß die Ruhestrom-Einstell­ schaltung eine zusätzliche Quelle zum Speisen des Ruhe­ stromeinganges der Verstärkerschaltung mit einem in bezug auf den erwähnten Ruhestrom im wesentlichen konstanten Strom mit einer Stärke umfaßt, die in bezug auf den Anfangswert relativ gering ist, um den minimalen Ruhestrom in der Verstärkerschaltung am Ende dieses Zeitintervalls zu definieren.

2. Dynamische Verstärkerschaltung, in der die Ruhestrom- Einstellschaltung einen geschalteten Kondensator, der derart geschaltet wird, daß er in einem dem ersten Zeit­ intervall vorangehenden Zeitintervall geladen wird und im ersten Zeitintervall entladen wird, zum Verwirklichen eines von einem Anfangswert absinkenden Ruhestroms enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stromquelle in einem Kreis angeordnet ist, der parallel zum Kreis verläuft, in dem der geschaltete Kondensator angeordnet ist.