DE3128205C2

DE3128205C2 - Aus Schaltern und Kondensatoren und einem Operationsverstärker bestehende Integratorschaltung

Info

Publication number: DE3128205C2
Application number: DE19813128205
Authority: DE
Inventors: Ulrich Dipl.-Ing. 8000 München Loibl; Josef Dipl.-Ing. Dr. Nossek; Georg Dipl.-Ing. 8150 Holzkirchen Smolka
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1981-07-16
Filing date: 1981-07-16
Publication date: 1984-10-31
Also published as: DE3128205A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine aus Schaltern, Kondensatoren und einem Operationsverstärker bestehende Integratorschaltung, bei der das Rauschen des Operationsverstärkers durch eine an dessen Eingang in Serie geschaltete Ersatzrauschquelle berücksichtigt ist und bei der die Schalter von wenigstens zwei unterschiedlichen Taktphasen innerhalb einer Abtastperiode betätigt werden. Aufgabe der Erfindung ist es, bei solchen Schaltungen das sogenannte 1/f-Rauschen erheblich zu vermindern. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Rauschspannung (U ↓R) des Operationsverstärkers während einer Taktphase ( Θ), in der der Operationsverstärker nicht zur Signalübertragung benötigt wird, auf einem Hilfskondensator (8) gespeichert wird und in einer weiteren Taktphase ( Θ ), in der Signalladung auf den Integrationskondensator (7) transferiert und Ausgangssignal (U ↓a) abgegeben wird, dieser Hilfskondensator (8) zum Eingang des Operationsverstärkers (10) und zu seiner Rauschquelle (U ↓R) umgepolt in Serie geschaltet ist.

Description

Di_e Erfindung betrifft eine aus Schaltern, Kondensatoren und einem Operationsverstärker bestehende Integratorschaltung, bei der das Rauschen des Operationsverstärkers durch die Schalter bis annähernd zum Wert Null vernichtet wird und bei der die Schalter von wenigstens zwei unterschiedlichen Taktphasen innerhalb einer Abtastperiode betätigt werden.

pjiter dieser Art sind aus der DE-AS 15 41 053 bekannt. Es wird dort eine Kompensation der Rauschkomponenten in Form von Vernichtung der Rauschenergie durch Kurzschließen des Schalters bis annähernd zum Wert Null angegeben.

J₀ Der Dynamikbereich von Schaltcr-Kondensator-Filtcrn wird vor allem durch das ausgeprägte 1/7-Rauschen des MOS-Opei-tionsverstärkers begrenzt. Aus der Literatur bekannte Schaltungsvarianten zur Reduktion des 1/AGeräusches am Ausfang ei^es Schalter-Kondensator-Filters basieren auf einer zweifachen, korrelierten Abtastung der Rauschspannung (»Double Correlated Sampling«), wie es beispielsweise durch die Literaturstelle IEEE Journal of Solid State Circut'- Vol. SC-14, No. 6, Dec. 1979, Seiten 1020 bis 1033 bekanntgeworden ist. Die dort erwähnte Methode ist jedoch bei Schaltcr-Kondensalor-Filtern nicht anwendbar. Bekanntlich wird unter dem sogenannten 1/ARauschen ein Rauschanteil verstanden, dessen spektrale Verteilung proportional \/f\si.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung anzugeben, die geeignet ist, das sogenannte l/ARauschen erheblich zu verringern, wobei einerseits die Schaltung auch in Schaltcr-Kondcnsator-Filtern anwendbar ist und wobei es andererseits keinerlei Eingriffe in den Operationsverstärker bedarf. Ausgehend von den einleitend erwähnten Schaltungen wird diese Aufgabe erfindungsgcrnäß in der Weise gelöst, daß die Rauschspannung des Operationsverstärkers während einer Taktphasc in der der Operationsverstärker nicht zur Signalübertragung benötigt wird, h einem Hilfskondensator gespeichert wird und in einer weiteren Taktphase, in der Signalladung auf den Integrationskondensator transferiert und ein Ausgangssignal abgegeben wird, dieser Hilfskondensator zum Eingang des Operationsverstärkers mit solcher Polarität in Serie geschaltet ist, daß das Rauschen des Operationsverstärkers iin wesentlichen kompensiert wird. Eine spezielle Ausgestaltung ist noch im Patentanspruch 2 angegeben.

Anhand der F i g. 1 und 2 wird nachstehend die Erfindung noch näher erläutert. Es zeigt in der Zeichnung Fig. 1 die Darstellung für einen nicht invertierenden und einen invertierenden Integrator bekannter Art. wobei zusätzlich eine Rauschquelle Uk berücksichtigt ist.
F i g. 2 ein Ausführungsbeispiel ebenfalls unter Berücksichtigung der Rauschquelle Uk-

F i g. 1 läßt zunächst einen Operationsverstärker 5 als Hauptelemcnt der Schaltung erkennen, dessen Ausgang über den Kondensator 7 auf den invertierenden Eingang 9 zurückgeführt ist. Im Ausführungsbeispicl hat der Kondensator 7 die Kapazität λ ■ C, und es wird die Ladung /JQ auf ihn transportiert. Der gesamten Schaltung vorgeschaltet ist eine aus Schaltern und Kondensatoren bestehende weitere Schaltungsanordnung 4, für die im Ausführungsbeispiel die einzelnen Schalter nicht mehr angegeben sind. Im Querzweig der Schaltung sitzt ein Kondensator 6, dessen Kapazität mit Cbczcichnet ist und über den die Ladung JQ fließt. Im oberen Längszweig liegt eine Leitung, die auf ihrem linken Ende an Massepotential geschaltet ist. es folgt dann_cin Schalter, dessen Taktphase mit Φ bezeichnet ist, anschließend ein weiterer Schalter, dessen Taktphase mil <!' bezeichnet ist, und anschließend folgt der invertierende Eingang 9 des Operationsverstärkers. Im unteren Qucrzwcig liegt eine M Leitung, an die gegenüber Masse die Signalspannung U_Vf angeschlossen wird, ihr folgt ein Schalter, dessen Taktphase mit Φ bezeichnet ist. dann führt diese Leitung zu dem Vcrzweigungspunkt. an dem der Kondensator abzweigt, schließlich folgt ein Schalter, dessen Taktphasc mit Φ bezeichnet isi. In Klammern ist an ilen einzelnen Schaltern noch eine weitere Möglichkeil für die Steuerung iler Schalter angegeben, und /war ergibt sich bei einem derartigen Aufbau eine Schaltung für einen invertierenden Integrator.

bs Am Ausgang der_Sehallung kann ;in den zugehörigen Klemmen die Ausgangsspannung //, über den Schalter mit der Taktphasc '/»abgenommen werden.

Um das der Erfindung zugrunde liegende Problem zu berücksichtigen, ist in I- ig. 1 eine Rausehspannunirsquelle Uh vorgesehen. Die Rausehsp.inniingsfiucllc I hi "si eingangsseilig gierdcl, iintl ihr Spannungspk-il weisi in

dichtung auf den nichtinveriierenden Eingang 10 des Operationsverstärkers 5.

Das Schaltungsprinzip wird nun anhand des nichtinvertierenden Integrators von Fi g. 1 erläutert Geht man zunächst davon aus, daß kein NutzcingangssignaLanliegt, so wird der Kondensator Cin der Taktphase Φ jeweils :ntiaden, um anschließend in der Taktphase Φ auf die Rauschspannung aufgeladen zu werden. Das dazu erforderliche Ladungspaket AQ = C ■ Uh wird vom Ausgang des Operationsverstärkers 5 über den Integra-Jonskondensator 7 (arQangeliefert, der diese Ladungspaketc akkumuliert.

Für die Integratorausgangsspannung U, ergibt sich

Ua

und für im Vergleich zur Abtastfrequenz 1/Tniedrige Frequenzen ω mit der Näherung z~^l « 1 — }ωΤ

Entsprechend der Integratoreigenschaft Ger Schaltung steigt die Ausgangsspannung für ω—<■ 0 extrem an. In einem kompletten Schalter-Kondensator-FiUer wird dies auch in der Regel durch die äußeren Rückkoppelpfade eines solchen Integrators verhindert.

In den Gleichungen (1) und (2) wird also die Ausgangssspannun-, LAj zu Zeitpunkten betrachtet, in denen die Signalspannung LA^. den Wert Null hat.

In F i g. 2 sind wesentliche Teile von F i g. 1 unmittelbar wieder zu erkennen. So beispielsweise der Schaltungsabschnitt 4, dessen in Klammern angegebene Steuerung der Taktphasen Φ bzw. Φ für den nichtinvertierenden bzw.^en invertierenden Integrator maßgebend sind. Zur besseren Übersicht ist in F i g. 2 noch das Taktsignal Φ und Φ in Abhängigkeit von der Zeit / angegeben, so daß wiederum erkennbar wird, daß wenigstens zwei unterschiedliche Taktphasen notwendig sind. Auch is> die vorstehend schon erwähnte Abtastperiode 772 zu erkennen.

In Fig.2 wird nun am Punkt 1. d.h. also in der zum nichtinvertierenden Eingang 10 führenden Leitung, aufgetrennt, so daß dort auf der linken Seite das Massepotential erscheint. Neu hinzugekommen sind die Schalter S₁, S₂ und S, sowie ein Kondensator 8 mit der Kapazität β ■ C, in dem die Ladung AQ' transportiert wird. Der Schalter 52 ist am Punkt 2 der Rauschspannungsquelle Ur unmittelbar vorgeschaltet und führt nach Masse,, wobei auch die Taktphasc Φ angegeben ist. Vom invertierenden Eingang 9 des Operationsverstärkers 5 führt der Schalter 5₃jTiit der Taktphase Φ auf den Punkt 1, und es schließt sich an der Schalter Si nach Masse, dei über die Taktphase ^gesteuert wird.

Wie nachstehend noch erläutert wird, wird also im Ausführungsbeispiel von F i g. 2 unter anderem darauf geachtet, den Operationsverstärker 5 gerade in solchen Zeitabschnitten zur Unterdrückung des sogenannten l/ARauschens heranzuziehen, wenn der Operationsverstärker selbst nicht zur Signalübertragung benötigt wird. In einer Schalter-Kondensator-Filteranordnung lassen sich solche Zeitabschnitte, sofern sie nichi von Haus aus vorhanden sind, verhäjtnismäßig einfach durch zusätzliche Taktphasen schaffen, die dann die gleiche Funktion wie die hier mit Φ und Φ bezeichneten Taktphasen haben.

In derTaktphase Φ. während der Can der Signalquclle liegt, wird die Rauschspannung in dem Kondensators mit der Kapazität ßC gespeichert. Das dazu benötigte Ladungspaket AQ' = Cß Ur(I — z~<), das wiederum vom Ausgang des Operationsverstärkers 5 über den Kondensator 7 (<\C) angeliefert wird, muß hier nur zu einem Spannungsinkrement IJn{\ — *-')an/yCführen, da dieser Kondensator nie entladen wird.

U, - 0 Ug - 0

In den Gleichungen (3') und (4') sind in Gleichung (3') die Verhältnisse für den nichtinvertierenden und in Gleichung (4') die Verhältnisse für den invertierenden Integrator dargestellt.

In der Taktphasc Φ wird der Kondensator 8 dann umgepolt zur Rauschq jelle in Reihe geschaltet, so daß der Kondensator 6 nur auf Differenz zwischen augenblicklicher Rauschspannung und dem vor einer halben Abtastperiode auf dem Kondensator 8 gespeicherten Rauschspannungswert aufgeladen wird. Handelt es sich bei der t>o Rauschspannung um einen zeitlich langsam schwankenden Verlauf wegen des 1 //'-Spektrums, so ist diese Differenz sehr klein und AQ"= CUi<(\ -/ "²) ebenfalls sehr klein. Für Verhält man

j -z-^m(\ -AVi -_z-')+ 1(1 -₂-i«)

und für tiefe Frequenzen mit /r' « I - jioT

Für/?< λ folgt damit

eine für ωΤ < 1 wesentlich reduzierte Ausgangsrauschspannung. Die Rauschminderung bei liefen Frequenzen läßt sich als Hochpaßfilterung im Übertragungsweg des Rauschsignals interpretieren, die jedoch den Übertragungsweg des Nutzsignals unverändert läßt. Selbstverständlich läßt sich diese Methode auch auf invertierende bzw. differenzbildende Integratoren und Schwingkreissimulationen anwenden. 15 Es läßt sich also zu der in Fig. 2 dargestellten Schaltung zusammenfassend folgendes sagen:

Die in einem zusätzlichen Kondensator gespeicherte Rauschspannung wird eine halbe Taktperiode später umgepolt zur Rauschquelle in Reihe geschaltet. Bei einem zeitlich langsamen Verlauf der Rauschspannung gemäß ihrem 1/λ-Spektrum ist die Differenz zwischen augenblicklicher Kauschspannung und dem vor einer

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20 Ausgangsrauschspannung wird daher wesentlich reduziert.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Aus Schaltern, Kondensatoren und einem Operationsverstärker bestehende Integratorschaltung, bei der das Rauschen des Operationsverstärkers durch die Schaller bis annähernd zum Wert Null vernichtet wird

und bei der die Schalter von wenigstens zwei unterschiedlichen Taktphasen innerhalb einer Abtastperiode betätigt werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschspannung (Ur) des Operationsverstärkers während einer Taktphase (Φ), in der der Operationsverstärker nicht zur Signalübertragung benötigt wird, in einem Hilfskondensator^) gespeichert wird und in einer weiteren Taktphase (Φ), in der Signatfadung auf den Integrationskondensator (7) transferiert und ein Ausgangssignal (UJ abgegeben wird, dieser Hius-

kondensator (8) zum Eingang (10) des Operationsverstärkers mit solcher Polarität in Serie geschaltet ist. daß das Rauschen des Operationsverstärkers (S) im wesentlichen kompensiert wird.

2. Integratorschaltung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß die erste Klemme (1) des Hilfskondensators (8) einerseits über einen Schalter (S3), der während der Taktphasc (Φ) geschlossen ist, mit dem invertierenden Eingang (9) des Operationsverstärkers (5) verbunden ist und andererseits über einen Schalter

(S\\ der während der weiteren Taktphasc (Φ) geschlossen ist, mit Bezugspotential. z.B. Erdpotential, verbunden ist, und die zweite Klemme (2) des Hilfskondensator (8) einerseits mit dem nichtinvertierenden Eingang (10) des Operationsverstärkers verbunden ist und andererseits über einen Schalter (S 2), der während der Taktphase ^geschlossen ist, mit Bezugspotential (z. B. Erdpotential) verbunden ist.