DE3139987C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Steuereinrichtung nach der Gattung des Haupt­ anspruchs. Die DE-OS 27 06 436 offenbart eine Vorrichtung zur stromgeregelten Ansteuerung von elektromagnetischen Schaltsystemen, bei der einem elektromag­ netischen Einspritzventil zu Beginn ein hoher Strom zugeführt und anschließend im Bereich des Haltestroms für das Einspritzventil getaktet wird. Zur Realisa­ tion wird ein äußerst hoher Bauelementeaufwand benötigt. Gattungsgleiche Steuereinrichtungen sind weiter aus DE-OS 29 32 859 und DE-OS 29 50 692 bekannt.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine bezüglich des Aufbaus relativ einfache Steuereinrichtung anzugeben, die jedoch trotzdem sehr gute Ergebnisse, insbe­ sondere hinsichtlich des Signalverhaltens, liefert.

Die erfindungsgemäße Steuereinrichtung für einen elektromagnetischen Verbrau­ cher mit den Merkmalen des Hauptanspruchs weist bei minimalem Bauelementeauf­ wand ein sehr gutes Signalverhalten auf. Infolge dieses minimalen Auf­ wandes erweist sich diese Steuereinrichtung auch als we­ niger störanfällig gegenüber den bekannten Lösungen.

Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich in Verbindung mit den Unteransprüchen aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden in folgendem näher beschrieben und erläutert. Es zeigen

Fig. 1 eine Steuereinrichtung für ein elektromagnetisches Einspritzventil, die

Fig. 2 und 3 Impulsdiagramme zum Erläutern des Gegenstands von Fig. 1. In

Fig. 4 ist eine Steuereinrichtung für einen Stellmagneten dargestellt und schließlich zeigt

Fig. 5 ein Impulsdiagramm der Steuereinrichtung von Fig. 4.

Die Ausführungsbeispiele betreffen sogenannte stromge­ regelte Endstufen einmal in Verbindung mit einem elek­ tromagnetischen Einspritzventil bei einer Brennkraft­ maschine mit Fremdzündung und einmal in Verbindung mit einem Stellmagneten, z. B. zum Einstellen der einzusprit­ zenden Kraftstoffmenge bei einer Diesel-Brennkraftmaschine. In Fig. 1 ist mit 10 die Wicklung eines elektromagne­ tischen Einspritzventils gezeichnet, die in Reihe zu einem Schalttransistor 11 und einem Meßwiderstand 12 zwischen zwei Betriebsspannungsleitungen 13 und 14 liegt. Seine Ansteuerung erhält der Schalttransistor 11 aus­ gehend von einer Eingangsklemme 15 über einen Widerstand 16, einen Transistor 17 sowie einen weiteren Widerstand 18. Während die Basis des Transistors 17 über einen Widerstand 19 mit der Masseleitung 14 gekoppelt ist, steht sein Kollektor über einen Widerstand 20 mit der Plusleitung 13 in Verbindung. Parallel zur Wicklung 10 des Magnetventiles liegt eine Diode 21 in Reihe zu einem Freilaufsteuerkreis 22. Er umfaßt zwei Transistoren 23 und 24, einen Widerstand 25 sowie eine Diode 26. Sowohl die Diode 26, als auch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 24 liegen zwischen Ein- und Ausgangsanschluß des Freilaufsteuerkreises 22. Parallel zur Basis-Kollek­ tor-Strecke des Transistors 24 liegt die Emitter-Kollek­ tor-Strecke des Transistors 23, dessen Basisanschluß mit einem Steuereingang 27 des Freilaufsteuerkreises 22 gekoppelt ist. Der Widerstand 25 innerhalb dieses Steuer­ kreises 22 verbindet schließlich den Basisanschluß mit dem Emitteranschluß des Transistors 24.

Während an der Eingangsklemme 15 das invertierte Ein­ spritzsignal aus einer nicht dargestellten, vorangehen­ den Signalerzeugerstufe anliegt, erhält eine Eingangs­ klemme 30 das nicht invertierte Einspritzsignal. Sie ist über einen Widerstand 31 mit einem Treibertransis­ tor 32 verbunden, dessen Emitter unmittelbar und des­ sen Basis mittelbar über einen Widerstand mit der Mas­ seleitung 14 gekoppelt ist, und dessen Kollektor über einen Widerstand 35 am Steuereingang 27 des Freilauf­ steuerkreises 22 angeschlossen ist. Ein Widerstand 36 verbindet schließlich noch den Steuereingang 27 und den Kollektor des Schalttransistors 11, von dem wiederum eine Zenerdiode 37 gegen seine Basis geschaltet ist.

Eine Meßsignalleitung 40 führt vom transistorseitigen Anschluß des Meßwiderstandes 12 über einen Widerstand 41 zum Pluseingang eines als Schwellwertschalter geschal­ teten Komparators 42. Des weiteren steht dieser Plus-Ein­ gang über einen Widerstand 43 mit der Plusleitung 13 und über eine Reihenschaltung zweier Dioden 44 und 45 mit der Masseleitung 14 in Verbindung. Vom Ausgang des Kompara­ tors 42 führt ein Widerstand 47 zur Plusleitung 13, ein Widerstand 48 zur Basis des Transistors 14 und ein Kon­ densator 49 zur Verbindungsstelle der beiden Dioden 44 und 45. Sein Minus-Eingang ist über einen Widerstand 50 an der Verbindungsstelle eines Widerstandes 51 und einer Zenerdiode 52 angeschlossen. Außerdem liegt er über einen Widerstand 53 an der Masseleitung 14.

Während in Fig. 1a das Gesamtschaltbild angegeben ist, zeigen die Fig. 1b und 1c weitere Möglichkeiten zur Realisierung des Freilaufsteuerkreises 22. Nach Fig. 1b besteht der Freilaufsteuerkreis lediglich aus einer Dar­ lington-Schaltungsanordnung ohne weitere Schaltungsele­ mente. Fig. 1c hingegen zeigt die prinzipiell gleiche Anordnung wie sie in Fig. 1a dargestellt ist, mit Aus­ nahme der dort eingezeichneten Diode 26, die bei der Anordnung nach Fig. 1c durch eine Zenerdiode 54 er­ setzt ist. Bei Verwendung der in Fig. 1c dargestellten Schaltungsanordnung läßt sich dann beim Gegenstand von Fig. 1 die Zenerdiode 34 sowie der Widerstand 18 in der Basisleitung zum Transistor 11 einsparen. Erklärt wird die Wirkungsweise der in Fig. 1 dargestellten Steuer­ einrichtung zweckmäßigerweise anhand der Impulsdiagramme von Fig. 2 und 3.

Das von einer Impulserzeugerstufe kommende Einspritzsignal für das elektromagnetische Einspritzventil ist in Fig. 2a in invertierter Form und in Fig. 2b in nicht invertier­ ter Form dargestellt. Fig. 2c kennzeichnet das Signal am Ausgang des Komparators 42. Am Kollektor des Schalttran­ sistors 11 entsteht das Signal nach Fig. 2d und der ent­ sprechende Stromfluß durch den Schalttransistor hat einen Magnetventilstrom entsprechend Fig. 2e zur Folge.

Die Signalverhältnisse im Umfeld des Komparators 42 zeigt Fig. 3. Dort ist in Fig. 3a die über dem Meßwiderstand 12 abfallende Spannung aufgetragen, Fig. 3b zeigt den Stromfluß durch die Diode 44. Am Plus-Eingang des Komparators 42 ergibt sich ein Signal nach Fig. 3c und das Ausgangspotential dieses Komparators 42 zeigt Fig. 3d.

Im einzelnen funktioniert nun die in Fig. 1 darge­ stellte Schaltungsanordnung wie folgt:
An der Basis des Transistors 17 werden das invertierte Einspritzsignal nach Fig. 2a und das Ausgangssignal des Komparators (Fig. 3d) in einer NOR-Funktion verknüpft. Dadurch leitet während eines hohen Signalpegels an der Eingangsklemme 15 der Transistor 17, folglich sperrt der Schalttransistor 11 und die Magnetventilwicklung 10 ist stromlos.

Zu Beginn des Einspritzsignals wird bei tiefem Ausgangs­ wert des Komparators 42 der Transistor 17 gesperrt und der nachfolgende Schalttransistor 11 leitend gesteuert. Es fließt ein Strom durch die Magnetwicklung 10, den Schalttransistor 11 und den Meßwiderstand 12, an dem eine zum Strom proportionale Spannung abfällt. Jeweils beim Erreichen einer einstellbaren oberen und einer unteren Schwelle schaltet der Komparator seinen Aus­ gangspegel um. Im Takt dieser internen Regelfrequenz wird die Magnetventilwicklung 10 gegen Masse geschaltet und der Ventilstrom zwischen den Werten Imax und Imin geregelt (siehe Fig. 2e).

Zusätzlich wird am Ende des Einspritzsignals, d. h. bei der Anstiegsflanke des Signals nach Fig. 2a durch eine Unterbrechung des Freilaufstromkreises der Magnetstrom über eine BC-Klammerung schnell auf Null abgebaut (siehe hierzu Fig. 2d in Verbindung mit dem schnellen Signal­ abfall am Endes des in Fig. 2e dargestellten Kurvenzuges).

Der Freilaufsteuerkreis 22 wird abhängig vom an der Eingangsklemme 30 liegenden Einspritzsignal leitend oder gesperrt gesteuert. Vor dem Auftreten eines Ein­ spritzsignals ist der Freilaufsteuerkreis gesperrt. Erst während der Strompausen des Schalttransistors 11 werden die Transistoren 23 und 24 im Freilaufsteuer­ kreis 22 leitend, der Strom durch die Magnetventil­ wicklung fließt dann durch den Transistor 24 und die Diode 21 und klingt ausgehend vom maximalem Stromwert ab.

Während der Umschaltzeitpunkte des Komparators 42 von tiefem auf hohes Potential sind wegen der end­ lichen Sperrverzugszeiten die beiden Transistoren 11 und 24 gleichzeitig leitend. Durch die Diode 21 und die Transistoren 23 und 24 fließt ein inverser Strom und wegen der noch nicht erlangten Sperrfähigkeit der Diode 21 übernehmen die Transistoren 23 und 24 die Spannung. Da die Kollektor-Basis-Diode des Transistors 24 ebenfalls noch leitet, baut sich zwischen Emitter und Basis, während der Dauer der Sperrverzugszeit der Diode 21 (Fast-Recovery-Diode trr = 200 . . . 600 ns, ab­ hängig von Sperrschicht-Temperatur und Strom in Vorwärts­ richtung) die inverse Durchbruchsspannung (UEB = 7 V . . . 9 V) auf. Dieser Betriebszustand ist im allgemeinen nicht zulässig und kann zur Verschlechterung der Ver­ stärkungseigenschaften der beiden Transistoren 21 und 24 führen. Um ihn zu vermeiden, liegt dem Transistor 24 eine Diode 26 parallel. Sie übernimmt während der Umschaltzeitpunkte den Reversstrom und begrenzt die Reversspannung auf ca. 1 Volt.

In Schaltungen, in denen aus Gründen der Kühlung die Dioden 21 zwischen den Transistoren 11 und 24 angeord­ net ist, schützt die Diode 26 darüber hinaus noch die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 24 beim Einschal­ ten der Transistoren 32 und 23 vor einer zu hohen inver­ sen Durchbruchspannung.

Führt man entsprechend der Schaltungsanorgnung von Fig. 1c die in Fig. 1a dargestellte Diode 26 als Zenerdiode 54 aus, dann wird die Löschung der Schaltstufe (BC-Klam­ merung) in den Freilaufkreis verlagert. Bei genügend hoch­ sperrenden Schalttransistor 11 können dann die Zenerdiode 37 sowie der Widerstand 18 entfallen.

Die Impulsverlustleistung des Transistors 24 läßt sich senken, wenn die Durchlaßspannung der Diode 26 etwa dem 0,6-fachen der Durchbruchspannung der Zenerdiode 37 ent­ spricht.

Der Komparator 42 arbeitet mit unsymmetrischer Strom­ messung. Während der Einschaltzeiten des Schalttran­ sistors 11 wird der Strom durch die Magnetwicklung 10 des Einspritzventils über den Meßwiderstand 12 erfaßt und als Istwert auf den Plus-Eingang des Komparators 42 gegeben. Der Sollwert wird von einer stabilisierten Spannung (Zenerdiode 52) abgeleitet. Der dazugehörige Spannungsteiler (die Widerstände 50 und 53) bestimmt in seinem Abgleich die obere Schaltschwelle Imax.

Sobald die Ist-Spannung (U+) gleich der Soll-Spannung (U-) ist, schaltet der Komparator von tiefem auf hohes Ausgangspotential (Fig. 3d).

Der Spannungssprung überträgt sich über den Kondensator 49 und klingt während der Freilaufphase mit der Zeit­ konstanten τ = C (49)×R (41) ab. Sobald die Schalt­ schwelle wieder unterschritten wird, schaltet der Kom­ parator 42 wieder sein Ausgangssignal auf einen tiefen Wert. Dann sperrt die Diode 44, so daß nach Fig. 3c die Spannung am Plus-Eingang einen kleinen negativen Sprung macht und somit zur beschleunigten Umschaltung des Komparators 42 beiträgt. Die Diode 45 macht die Ladezeit des Kondensators 49 während der stromleitenden Phase des Transistors 11 im wesentlichen zu Null, so daß in der folgenden Freilaufphase immer die gleiche Ladung im Kondensator 49 umgeladen wird. Zusätzlich erfährt die Spannung an der Anode der Diode 44 eine Begrenzung auf etwa -0,6 V.

Aufgrund der Schaltungsanordnung des Komparators 42 erfolgt die Umschaltung des Transistors 11 vom strom­ leitenden in den gesperrten Zustand bei maximalem Strom wegen der gesperrten Diode 44 (Fig. 3b) völlig frei von dynamischen Komponenten. Der Batteriespannungs­ einfluß auf die Öffnungszeit des Magnetventils verringert sich dadurch merklich.

Als besonderes Merkmal enthält die Schaltung einen Kompensa­ tionswiderstand 43, der den Batteriespannungsgang der Zenerdiode 52 in einem weiten Bereich kompensiert. Da­ bei wird der sich am invertierenden Komparatoreingang verändernder Zenerspannung eine etwa gleich große Ver­ änderung (durch R 43) am nicht invertierenden Kompara­ toreingang entgegengehalten, wodurch eine Kompensation des Batteriespannungsgangs eintritt.

Der resultierende Batteriespannungsgang der Schaltungs­ anordnung, insbesonders des oberen Schaltpunkts Imax wird dadurch außerordentlich verbessert.

Wesentlich bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungs­ anordnung ist die Tatsache, daß während eines Einspritz­ signals (Fig. 2b) die Ausschaltzeitpunkte des Schalt­ transistors 11 durch das Erreichen eines maximalen Stromes bestimmt sind und sich die einzelnen Sperrphasen des Transistors 11 an der Umladezeitkonstante des Kondensa­ tors 49 orientieren.

Bei der oben beschriebenen Steuereinrichtung in Verbin­ dung mit einem elektromagnetischen Einspritzventil kam es darauf an, das Magnetventil schnell zu öffnen und anschließend den Ventilstrom aus Leistungsgründen zu takten. Als Ergebnis ergibt sich der in Fig. 2e dar­ gestellte Stromverlauf durch die Wicklung des Einspritz­ ventils.

Beim Gegenstand von Fig. 4 wird das Signalverhalten der Steuereinrichtung von Fig. 2 während der Zeitdauer eines Einspritzsignals dazu ausgenützt, ein elektrome­ chanisches Stellwerk in seiner Position zu steuern. Derartige Stellwerke werden in Verbindung mit Brenn­ kraftmaschinensteuerungen z. B. im Zusammenhang mit einer Leerlaufregelung bei Brennkraftmaschinen mit Fremdzündung benötigt oder jedoch zur Lagesteuerung eines mengenbestimmenden Gliedes bei einer Einspritz­ pumpe für eine Diesel-Brennkraftmaschine.

Beim Gegenstand von Fig. 4 wird die Magnetwicklung 60 eines Stellwerks fortlaufend mit einem pulsierenden Strom beaufschlagt. Der arithmetische Mittelwert dieses Stromes läßt sich bei dieser Steuereinrichtung über ein Steuersignal Us am Minuseingang des Komparators 42 ein­ stellen.

Die Steuereinrichtung von Fig. 4 entspricht im Prinzip der Steuereinrichtung nach Fig. 1. Es entfällt jedoch der Freilaufsteuerkreis 22, da während der Sperrzeiten des Transistors 11 eine einfache Freilaufdiode 61 zum Leiten des Freilaufstromes ausreicht. Die Steuerspan­ nung Us am Minus-Eingang des Komparators 42 bestimmt den Maximalwert durch die Wicklung 60 des Stellwerks. Die Dauer der jeweiligen Freilaufphasen orientieren sich wie bereits beim Beispiel der Steuerung des Ein­ spritzventils an den Umladezeitkonstanten für den Kon­ densator 49.

Das zur Steuereinrichtung nach Figur gehörende Strom­ diagramm ist in Fig. 5 für zwei unterschiedliche Steuerspannungen Us aufgetragen. Erkennbar ist der fortlaufende Wechsel von Stromanstieg infolge eines leitend gesteuerten Schalttransistors 11 und nachfol­ gendem Stromabfall, hervorgerufen durch die ohmschen Widerstände im Freilaufkreis mit der Diode 61.

Claims (8)

1. Steuereinrichtung für einen elektromagnetischen Verbraucher, insbesondere Magnetventil oder elektromagnetisches Stellwerk, mit einem in Reihe zum Ver­ braucher liegenden Schalttransistor und einem Strommeßwiderstand, der mit einer Vergleichsstufe in Verbindung steht und der den Schalttransistor beim Erreichen eines bestimmten Verbraucherstromes in seinem Sperrzustand schaltet und zeitabhängig in seinen leitenden Zustand zurückschaltet, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zur Erzielung einer dynamischen Mitkopplung der Vergleichsstufe (Komparator 42) eine Reihenschaltung eines Kondensators (49) und einer Diode (44) vorgesehen ist, deren Verbindungsstelle über eine Diode (45) mit einer Batteriespannungsleitung (14) verbunden ist, und bei der der Verbindungsstelle abgewandte Anschluß der Diode (44) mit einem Eingangsanschluß der Vergleichs­ stufe (Komparator 42) und der der Verbindungsstelle abgewandte Anschluß des Kondensators (49) mit dem Ausgangsanschluß der Vergleichsstufe (42) verbunden ist.

2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Falle eines nur zeitweise angesteuerten Verbrauchers ein Freilaufsteuerkreis (22) mittels wenigstens eines Transistors (24) vorgesehen ist, und dem Transistor (24) eine Diode (26) parallel liegt.

3. Steuereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Freilauf­ steuerkreis (22) zeitsynchron mit dem Einschaltsignal des Verbrauchers steuer­ bar ist.

4. Steuereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß als dem Transistor (24) parallel geschaltete Diode eine Zenerdiode (54) vorgesehen ist.

5. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch ihre Verwendung in einem Kraftstoffzumeßsystem einer Brennkraftmaschine.

6. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, gekennzeichnet durch ihre Verwendung in einem Leerlaufdrehzahlsteuersystem (LFR) einer Brennkraft­ maschine.

7. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1, 2 und 6, dadurch gekennzeich­ net, daß ein Kompensationsnetzwerk (R43) vorgesehen ist, das die Änderungen der Referenzspannung (Spannungsgang der Zenerdiode 52) kompensiert und damit eine lineare Öffnungsdauer (bzw. arithmetischen Mittelwert des Stromes bei LFR) des Ventils über der Batteriespannung ermöglicht.

8. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchlaßspannung der Diode (26) etwa dem 0,6fachen der Durchbruchs­ spannung der Zenerdiode (37) entspricht.