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Bedeutung ist weiterhin, daß die Ventile einseitig an die Versorgungsspannung
angeschlossen werden können, während der das Schaltverhalten der Endstufe steuernde
Regler ein Istwertsignal zugeführt erhält, welches nahe dem Massepotential liegt
und daher leicht ausgewertet werden kann.
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Stand der Technik Die Erfindung geht aus von einer Vorrichtung zur
stromgeregelten Ansteuerung von elektromagnetischen Schaltsystemen nach der Gattung
des llauptanspruchs und bildet einen Zusatz zu dem Gegenstand der weiter vorn schon
erw.ihnten deutschen Patentanmeldung.
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Elektromagnetische Schaltsysteme, beispielsweise Schaltschützen, Steuerspulen
u. dgl. erreichen erst bei einem vorgegebenen Pegel des steuernden Signals den jeweils
anderen Schaltzustand. Es ist daher vorteilhaft, solche Schaltsysteme mit vergleichsweise
hohen Einschaltströmen zu betreiben, um eine größere rinschaltverzögerung möglichst
zu vermeiden; andererseits ergibt sich dann jedoch eine beträchtliche Belastung
des Schaltsystems und der Steuerstufe bei Erreichen und wälirend des stationären
Schaltzustands. Wegen des hohen Energieinhalts beim Abschalten ergeben sich dann
auch noch erhebliche Impulsbelastungen von zugeordneten Löschanordnungen.
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Vorteile der Erfindunxl Die erfindungsgemäße Vorrichtung mit den kennzeichnenden
Merkmalen des slauptanspruchs hat gegenüber den lediglich mit einem geeigneten Ansteuerstrom
beaufschlagten elektromagnetischen Schaltsystemen den Vorteil einer stromgeregelten
Ansteuerung, so daß mit einem verhältnismäßig sehr hohen Anklingstrom gearbeitet
werden
kann, der nach dem Ansprechen des Ventils auf den Haltestrom abgesenkt wird. Tlierdurch
reduziert sich die Verlustleistung wahrend des stationären, neuen Schaltzustands
erheblich; eine solche Ansteuerung ermöglicht aber gleichzeitig auch ein rasches
Abschalten, da der Abklingstrom lediglich von dem mit Bezug auf den Anklingstrom
erheblich geringeren Ilaltestrompegel abgeschaltet werden muß.
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Bezüglich der stromgeregelten Ansteuerung nach der llauptanmeldung
ergibt sich bei dem vorliegenden erfindungsgemäßen System der Vorteil, daß in einer
Weiterbildung der Erfindung eine spezielle Freilaufsteuerung vorgesehen ist, die
derart von einer Verzögerungsstufe angesteuert ist, daß nur eine Flanke des Ausgangssignals
der Sollwertumschaltstufe verzögert wird.
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Man erzielt so ein gelöschtes Abschalten des Anklingstroms auf den
Haltestrom bei gesperrtem Freilauf und sichert eine genaue Durchsteuerbarkeit der
Endstufe bis zu verhältnismäßig kleinen ti-Ansteuerimpulsen.
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Weiterhin elzielt man durch eine vorteilhafte Beschaltung der Löschgliedfunktion
eine deutliche Verringerung der Impulsleistungsspitze beim Lösehbetrieb, ohne daß
die Regelfunktion in der Freilaufphase beeinträchtigt wird.
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Zeichnung Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung
dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 als Funktionsschema ein 13lockschaltbild einer möglichen Ausführungsform
der Ansteuerschaltung für elektromagnetische Schaltsysteme, insbesondere Ventile,
Fig. 2 ein detailliertes Ausführungsbeispiel der Ansteuerschaltung, die Figuren
3a bis 3h verschiedene Impulsdiagromme vcn Verlauf
fen von Spannungen
und Strömen an bestimmten Schaltungspunkten der stromgeregelten Endstufenschaltung
der Fig. 2, Fig. 4 den durch den Einsatz der Erfindung möglichen linearen Verlauf
der die abgegei>ene Kraftstoffmenge über der Dauer des Einspritzimpulses ti angebenden
Kennlinie, die Figuren 5a bis 5f zeigen anhand von Kurvenverläufen die Wirkung einer
speziellen Löschgliedbeschaltung, die Figuren 6a bis 6d zeigen in Form eines Impulsdiagramms
den Potentialverlauf an den Eingängen des für die Ansteuerung der Endstufe verwendeten
Zweipunktreglers und die rig. 7 zeigt in Form eines Kurvenverlaufs die durch die
Erfindung realisierte Sollwertkennlinie des Anklingstroms als Funktion der Versorgungsspannung
(Batteriespannung).
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Beschreibung der Erfindungsbeispiele Wie schon erwähnt stellt die
vorliegende Erfindung einen Zusatz zu der in der deutschen Patentanmeldung P 26
12 914.6 heschriebenen Ansteuerschaltung für Elektromagnetventile dar,und die Beschreibung
sowie die in den Patentansprüchen der Stammanmeldung beschriebenen Maßnahmen werden
hiermit ausdrücklich bezüglich ihres Offenbarungsgehalts in die vorliegende Beschreibung
einbezogen, so daß von einer nochmaligen Erläuterung des Schaltungsaufbaus und der
Funktion des Gegenstands der Stammanmeldung abgesehen wird, soweit cs sich hierbei
um lfiederholunqen handelt.
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Der Aufbau der Schaltung vorliegender Erfindung entsprechend dem Blockschaltbild
der Fig. 1 entspricht dem Blockschaltbild der Fig. 1 der Stammanmeldung einer stromgeregelten
Endstufe mit dem Unterschied, daß die die Freilaufschaltung/Loschglicll 31 ansteuernde
Freilaufsteuerung 32 nicht vom Ansteuerimpuls ti der Kraftstoffeinspritzanlage unmittelbar
beaufschlagt wird,
sondern über eine Leitung 33 vom Ausgang der
Sollwertumschaltstufe 34. Ein zweiter wesentlicher Unterschied besteht darin, daß
als Regelgröße für den Zweipunktregler 35 nicht direkt der Strom in dem oder den
Ventilen 36 gemessen wird, sondern über eine geeignete Wandlerschaltung 37, die
im einfachsten Fall von einem Meßwiderstand R41 gebildet ist, der Strom im die Endstufe
bildenden Endtransistor T11. Die Endstufe ist im Schaltungsdiagramm der Fig. 1 mit
38 hezeichnet, eine vorgeschaltet Treiber- und Logikstufe tritt das Bezugszeichen
39.
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Beispielsweise Realisierungsformen der Blockschaltbilddarstellung
der Fig. 1 sind in Fig. 2 gezeigt, wobei die wesentlichsten Schaltungsteile in gestrichelter
Umrandung dargestellt und mit den gleichen Bezugszeichen wie die Blöcke der Fig.
1 bezeichnet sind. Im grundsitzlichen Aufbau umfaßt daher die in Fig. 2 gezeigte
stromgeregelte Endstufe die Eingangslogik und Treiberstufe 39, deren Eingangsanschluß
P11 die Einspritzsteuerimpulsfolge ti zugefiihrt wird, die beispielsweise extern
von einer Kraftstoffeinspritzanlage erzeugt wird, auf deren Aufbau nicht weiter
eingegangen zu werden braucht. Die Dauer der einzelnen, eine Impulsfolge bildenden
Einspritzsteuerimpulse ist im wesentlic1ien abhängig von der von der Brennkraftmaschine
angesaugten Luftmenge und ihrer jeweiligen nrehzahl.
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Die Einspritzsteuerimpulse beaufschlagen bei dem in Fig. 2 dargestellten
bevorzugten Ausführungsbeispiel einer stromgesteuerten Endstufenschaltung Einspritzventile,
die bei 36 gezeigt sind und als elektromagnetisch ausgebildete Schaltventile der
Brennkraftmaschine die errechnete und der sauer ti der Einspritzimpulse entsprechende
Kraftstoffmenge zuführen.
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Bei der Schaltung der Fig. 2 der Stammanmeldung ist für die Ansteuerung
des Endstufentransistors T11 eine Treiberstufe vorgesehen, wobei der Ausgang des
Zweipunktreglers 35 durch
Schaltungseingriff in das Verhalten der
Treiberstufe den Schaltzustand des Endstufentransistors T11 bestimmt. In einer vereinfachten
Schaltung läßt sich der Endstufentransistor T11 von einem Schaltungspunkt P11' lediglich
über den Widerstand R42 direkt ansteuern, so daß die Treiberstufe 39 entfällt. In
diesem Fall erfolgt der Steuereingriff vom Ausgang P12 des Zweipunktreglers 35 über
die Verbindungsleitung L20 zur Basis des Endstufentransistors T11 direkt, in geeigneter
Form über die Reihenschaltung der Widerstände R43/R44 auf die Basis eines Sperrtransistors
T12 einwirkend, der mit seinem Kollektor er die Leitung L20 mit der Basis von T11
verhunden ist. Wenn der Zweipunktregler zu hohen Ventilstrom mißt, entweder über
dem Meßwiderstand R10 der Fig. 2 der Stammanmeldung oder einer dem Meßwiderstand
41 bei vorliegender Ausführungsform, schaltet der Transistor T12 durch,und die Basis
des Endstufentransistors T11 wird gesperrt.
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Es versteht sich auch, daß die Arbeitsweise des Zweipunktreglers 35
nicht notwendigerweise einer Sollwertumschaltstufe bedarf, da es möglich ist, einen
geregelten Ventilstrom durch die Endstufe auch aufgrund des Schaltverhaltens des
Zweipunktreglers 35 vorliegenceer Ausfiihrungsforn oder des Zweipunktreglers 4 der
Stammanmeldung zu erzielen. Es muß dann lediglich in Kauf genommen werden, daß die
Absenkung des Vcntilstroms auf den vorgesehenen Jialtestrom infolge der fehlencen
Sollwertumschaltung nicht möglich ist, dennoch wird aber bei Erreichen des maximal
bestimmten Ventilstroms der Endstufentransistor T11 jeweils vom Ausgang des Zweipunktreglers
gesperrt und zu einem späteren Zeitpunkt wieder eingeschaltet.
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Da wesentliche Schaltungskonfigurationen und Wirkungsweisen einer
stromgeregelten Endstufenansteuerung schon in der Stammanmeldung erläutert worden
sind, wird im folgenden bei den
einzelnen Schaltungsgruppen sofort
deren Aufbau in Verbindung mit ihrer Wirkungsweise erläutert, so daß sich auch ein
besseres Verständnis für die vorliegende geänderte Ausführungsform ergibt.
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Die eingangsmäßig vorgesehene Trciber- und Logikstufe 39 ist beim
vorliegenden Ausführungsbeispiel gebildet durch zwei Inverterstufen, bestehend einmal
aus einem als Komparator geschalteten Operationsverstärker B6 und einem nachgeschalteten
Transistor T13. Wenn an der Anode der mit dem invertierenden Eingang (-) der Stufe
136 verbundenen Diode D21 der positive ti-Einspritzimpuls ansteht, dann schaltet
der Komparator B6 ausgangsmäßig auf Nullpotential, da der invertierende Eingang
potentialmäßig positiver liegt als der über eine Verbindungsleitung 21 auf einem
festen Potential liegende nichtinvertierende Eingang (+). Der Dioden-Mehrfacheingang
aus den Dioden D21, D22 und D23, der über die Teilerschaltung R45, R46 mit dem invertierenden
Eingang des Komparators 136 verbunden ist, ermöglicht die verhältnismäßig hochohmige
Zuführung sonstiger ti-Impulse von verschiedenen Baugruppen der Kraftstoffeinspritzanlage,
beispielsweise der Multiplizierstufe, einer Kaltstartsteuerung, einer Beschleunigungsanreicherung
u.dgl., so daß dann an dieser Stelle ein entsprechender Trciberaufwand nicht mehr
notwendig ist.
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Durch die Umschaltung des Konparatorausgangs 136 auf Nullpotential
bei anliegendem ti-Impuls läßt sich die nachgeschaltete Stufe des Transistors T13
über R47 nicht mehr leitend halten, und der Transistor T13 sperrt. Der Endstufentransistor
T11 erhält nunmehr über den Widerstand M8 und den Widerstand R42 Basisstrom und
wird leitend geschaltet; sein Basisableitwiderstand ist mit R49 bezeichnet. Wesentlich
ist bei diesen Ausffthrungsbeispiel, daß der Emitter des Transistors T11 nicht
unmittelbar
mit Massepotential bzw. der negativen Versorqunosspannung der Leitung L22 verbunden
ist, sondern an dem schon liegt erwähnten Meßwiderstand 41, der über den Widerstand
R50 und die Leitung L23 vom nichtinvertierenden Eingang (+) eines weiteren nachgeschalteten
Komparators n7 als I1auptbestandteil des Zweipunktreglers 35 abgefragt wird. An
dem Meßwiderstand P41 in der Emitterleitung des Endstufentransistors T11 wird der
zu messende Ventilstrom in eine für den Zweipunktregler 35 auswertbare Spannung
umgewandelt. Auf diese Weise mißt der Zweipunktregler 3:> zwar auch den Basisstrom
des Endstufentransistors T11 mit, man gewinnt aber ein nahe Diasse- oder Nullpotential
liegendes Spannungssignal, welches nur ein Abtastsignal für den Ventilstrom darstellt;
die Abfrage dieses am Meßwiderstand verfügbaren Spannungssignals erfolgt während
der Einschaltzeit des Endstufentransistors T11. Es wird weiter unten noch auf den
Umstand genauer eingegangen, daß eine solche Umwandlung des Ventilstroms Anforderungen
an das Auswertevermögen des nachgeschalteten Zweipunktreglers 35 stellt, da dieser
bei Abschaltung des Ventilstroms sofort wieder einen zu kleinen Strom sieht, wie
leicht einzusehen ist; andererseits entlastet man durch diese Abtastung den 4eßwiderstand
leistungsmäßig, was sich auch die Größe und Stabilität des Meßwiderstandes vorteilhaft
auswirkt. Die Ventile 36 liegen im Kollektorkreis des Endstufentransistors T11 und
können bei dieser Ausführungsform einseitig an die Versorgungsspannung, nämlich
die von der Batterie gelieferte Bordnetzspannung, die in der Zeichnung mit +UV bezeichnet
ist, angeschlossen werden. Auf diese Weise reduziert sich die Zahl der Anschlußklemmen
für die Schaltung.
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Von erheblicher Bedeutung beim Betrieb der vorliegenden Ausführungsform
ist die Funktion der Freilaufschaltung 31 sowic die Löschgliedfunktion. Die Freilaufschaltung
31 wird nämlich
so angesteuert, daß der von der Endstufe T11 über
die Ventile 36 gezogene Anklingstrom I1 durch gelöschtes Abschalten (bei gesperrtem
Freilauf) auf den Haltestrom IH geschaltet wird.
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Man erzielt auf diese Weise eine genauc Dürchsteuerbarkeit der Endstufe
T11 bis zu sehr kleinen ti-Steuerimpulswerten. Andererseits ist die Ldschgliedfunktion
so ausgelegt, daß man eine deutliche Verringerung der Impulsleistungsspitze beim
Löschbetrieb erzielt, ohne daß sich ein solches Verhalten auf die Regelfunktion
in der Freilaufphase auswirkt. Die Löschgliedfunktion bestimmt sich bei dem Ausführungsbeispiel
der Fig. 2 im wesentlichen durch die zwischen Kollektor und Basis des Endstufentransistors
T11 geschaltete Reihenschaltung der Zenerdioden D24, D25, wobei in einer weiteren
vorteilhaften Ausgestaltung zur Zenerdiode n24 noch ein Kondensator C10 parallel
geschaltet ist.
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Sobald bei vorliegendem ti-Ansteuerimpuls und durchgeschaltetem Endstufentransistor
T11 der Vcntilstrom Iv größer als der eingestellte Sollwert wird (am Zweipunktregler
35, hierauf wird weiter unten noch eingegangen), springt der Ausgang T12 des Zweipunktreglers
auf hohes Potential, und über den Widerstand R51 wird die zweite Stufe der Eingangslogikschaltung
39, nämlich der Transistor T13 leitend gemacht und der Endstufentransistor T11 wieder
gesperrt.
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Anhand der Diagrammverläufe der Fig. 3a bis 3h wird weiter unten noch
genauer erläutert, daß während dieses ersten Sperrens des Endstufentransistors T11
zur Erzielung des Ventilstromabfalls vom verhältnismäßig hohen Stromsollwert I1
auf einen niedrigeren Stromwert I1 bzw. auf /den Haltestrom IH der Freilauf 31 ausgeschaltet
ist und daher der Ventilstrom sehr schnell geläscht auf den ilaltewert abgeschaltet
wird. Bei diesem gelöschtem Abschalten begrenzen die Dioden D24 und D25 die auftretende,
induktivc Abschaltspitze
auf einen Wert UK < (UD24+UD25+UBET1l),
so daß ein wirkungsvoller Schutz des Endstufentransistors Til erreicht wird.
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nie Abschaltspannung geht nicht über den Begrenzungswert hinaus, da
dann die Dioden D24/D25 und wegen der Verbindung mit der Basis des Transistors T11
auch dieser leitend werden und das Potential am Kollektor des Endstufentransistors
T11 dadurch wieder abgesenkt wird. Dieses Potential steigt bei gelöschtem Abschalten
wegen der durch die elektromagnetischen Ventile bewirkten Selbstinduktion auf einen
Spannungswert, der größer als die Batteriespannung ist. Bei diesem gelöschten Abschalten
springt daher das Kollektorpotential des Endstufentransistors verhaltnismäßig sehr
hoch,und es kommt zu einem sehr schnellenStromabfall in den Ventilen 36. Der Basisableitwiderstand
R49 übernimmt für den Transistor T11 den Kollektor-Basisreststrom und unterdrückt
durch eine räumlich nahe Anordnung an diesen Transistor Schwingungen bei dem gelöschten
Abschalten, d.h. wenn sogenannter Klammerbetrieb durch die Dioden D24, D25 vorliegt.
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Die Kurvenverläufe der Figuren 3a bis 3h zeigen im einzelnen, was
gemeint ist. Mit Beginn des ti-Impulses nach Fig. 3a schaltet der Endstufentransistor
entsprechend Fig. 3c, die die Spannung am Kollektor dieses Transistors T11 zeigt,
durch.
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Der Ventilstrom steigt entsprechend dem Kurvenverlauf Fig. 3b nach
einer e-Funktion bis zum Wert I1 an, der für ein sicheres Ansprechen, d.h. Einziehen
der Ventile 36 erforderlich ist.
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Dieser Wert ist im übrigen vom Zweipunktregler als Sollwert an dessen
einem Eingang (invertierender Eingang) vorgegeben.
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Der Sollwert für den Ventilstrom 11 bestimmt sich vom Ausgangssignal
einer Sollwertumschaltestufe, welches in Fig. 3d dargestellt ist; der Verlauf des
am Sollwerteingang (invertierendem Eingang) des Zweipunktreglers 35 bzw., genauer
gesagt, seines Komparators n7 anliegenden Sollwertsignals ist im Kurvenverlauf
der
Fig. 3h dargestellt. Sohald der maximale Ventilstrom I1 (Fig. 3b) erreicht ist,
geht das Signal am Ausgang P12 des Reglers, welches im Kurvenverlauf der Fig. 3e
gezeigt ist, hoch,und der Endstufentransistor T11 wird über die Leitung L25 ausgeschaltet.
Die Fig. 3c zeigt den Kurvenverlauf am Kollektor des Endstufentransistors T11. Es
kommt wegen der gelöschten Abschaltung bei noch ausgeschaltetem Freilauf zu der
mit PUK bezeichneten Spannungsüberhöhung am Kollektor des Transistors T11 (Fig.
3c); gleichzeitig wird die ,ollwertumschaltstufe 34 (Fig. 3d) rückgesetzt. Da wie
erwähnt die Ansteuerung des Freilaufs und dessen Einschaltung vom Ausgang der Ansteuerstufe
32 um den Zeitpunkt tv verzögert einsetzt (siehe Kurvenverlauf der Fig. 3f), erfolgt
das Abklingen des Ventilstroms I1 auf I2 gelöscht und damit sehr schnell, wobei
es zur Ausbildung der erwähnten Abschaltspitze kommt.
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Vergleicht man den verhältnismäßig sehr kurzen Zeitraum (bei einem
Ausführungsbeispiel wurde ein gelöschtem Abfall auf Haltestrom innerhalb 100 Mikrosekunden
erzielt) mit dem verhältnismäßig langsamen Abfall heim Ausführungsbeispiel der Fig.
3 der Stammanmeldung (Zeitraum zwischen tl und t2), dann erkennt man, daß durch
das gelöschte Abschalten unter Inkaufnahme einer hohen Abschaltspitze auch sehr
kurze ti-Einspritzzeiten unter Realisierung einer linearen Mengenkennlinie n = f(ti)
einwandfrei umgesetzt werden können, denn zum eitpunkt des Endes des ti-Impulses
geht der momentane Ventilstrom in die Abfallzeit ein und liegt ein verhAltnismaßig
kurzer ti-Impuls vor, der in die normalen Ankling- und Ahklingzeiten der Endstufe
fällt, dann läßt sich eine lineare Mengenkennlinie nicht erzielen. Genauer ist dies
in der Darstellung der Fig. 4 gezeigt, der entnommen werden kann, daß die von den
Ventilen abgegebene Kraftstoffmenge (durchgesetzte Benzinmenge O) in idealer Form
ihrer Abhängigkeit von.der Dauer der
Einspritzimpulse ti eine Gerade
darstellt, wenn, wie es mit vorliegender Erfindung gelingt, im Bereich noch ausgenützter
kleiner ti-Zeiten bereits auf Haltestrom heruntergeregelt ist.
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Ein nichtlinearer Verlauf der Mengenkennlinie infolge Stromüberhöhung
bei kleinen ti-Werten ist in Fig. 4 gestrichelt dargestellt und mit dem Bezugs zeichen
G1 bezeichnet. Die als Gerade ausgebildete ideale Mengenkennlinie schneidet die
Abszissc zum Zeitpunkt t der Verzögerungszeit, die bei der Freilaufeinschaltung
auftritt (hierauf wird weiter unten noch eingegangen). Durch das sehr schnelle Abklingen
des Ventileinen niedrigen Strom I4 bzw. später stroms von I1 au AI2 vermeidet man
die bei eingeschalteter Freilaufschaltung 31 sonst relativ langen Abklingzeiten;
wie erwähnt ergeben sich hierdurch Nichtlinearitäten der Ventilmengenkennlinie,
da die Endstufe dann erst ab verhältnißmäßig großen ti-Zeiten genau durchsteuerbar
ist.
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In der sich an diesen gelöschten Abklingvorgang von I1 auf Tq (I)
anschließenden ti-Phase (Fortdauer des ti-Impulses) wird der Schaltzustand des Endstufentransistors
T11 vom Zweipunktregler bestimmt. Es ergibt sich bis zum Zeitpunkt t3 ein An- und
Ahklingen des Ventilstroms mit verhältnismäßig geringer Wandbreite, wobei der Vcntilstrom
beim Abklingvorgang jeweils über den nunmehr von der Freilaufsteuerung aktivierten
Freilaufkreis 31 fließt.
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Im folgenden wird gleich noch genauer auf eine vorteilhafte Ausgestaltung
bei der Löschanordnung eingegangen. Die Anordnung von zwei Zenerdioden D24 und n25,
von denen eine mit dem Kondensator C10 überbrückt ist, hat den Zweck, eine bei dem
so bezeichneten Klammerhetrieh der Löschgliedfunktion auftretende Impulsleistungsspitze
des Endstufentransistors T11 zu begrenzen. Dies wird anhand der Figuren Sa bis 5f
im folgenden genauer erläutert. beim uebergang in den Klammerbetrieb (Löschgliedfunktion
nach
Erreichen des sollwertmäßig vorgegebenen maximalen Ventilstroms I1 zum Zeitpunkt
t10 in Fig. 5b) springt die Kollektorspannung des Endstufentransistors T11 entsprechend
Fig. 5c (ohne Beschaltung mit der Kapazität C10) sofort auf den weiter vorn angegebenen
Klemmspannungswert von UKt und es ergibt sich unter Einheziehung des in Fig. 5b
gezeigten Kollektorstromverlaufs von T11 die im Endstufentransistor T11 entwickelte
leistung nach Fig. 5d. Infolge der Beschaltung mit dem Kondensator C10 springt die
Kollektorspannung des Transistors Til entsprechend Fig. 5e aber zunächst auf den
Wert UK1 = (UD25+UBET11) und steigt dann infolge der Umladung des Kondensators C10
etwa linear bis auf den Endwert UK2 = (UD25+UD24+UBET11).
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Dadurch reduziert sich die Impulsleistungsspitze des Transistors T11
auf etwa die Hälfte, also von
Da die Bemessung des Transistors T11 hinsichtlich der Impulsbelastung bei den vorherrschenden
kleinen Klammer zeiten (Löschgliedfunktion) von, wie weiter vorn schon angegeben,
etwa nur 100 Mikrosekunden praktisch nach der Leistungsspitze erfolgen muß, ergibt
sich durch die dargestellte Löschgliedfunktion eine deutliche Entlastung des Endstufentransistors,
wie auch der Kurvenverlauf der Fig. 5f zeigt, der die Leistung im Transistor T11
angibt. Der Kurvenverlauf der Fig. Se zeigt die sich ändernde Kollektorspannung
des Transistors T11 beim Klammerbetrieb.
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In der Regelphase bei eingeschalteter Freilaufschaltung springt das
Kollektorpotential des Transistors T11 nur bis auf etwa 2 Volt über der Batteriespannung
UB. Dimensioniert man die Zenerdiodenspannung der Diode D25 so, daß UD25>(+UB+2V)
ist, dann hat die Löschanordnung keinen Einfluß in der Regelphase bei eingeschaltetem
Freilauf, da die Zenerdiode D25 auf eine so geringe Spannung, wie sie bei eingeschaltetem
Freilauf eintritt, nicht anspricht. Es ist daher auch sinnvoll, für die Löschgliedfunktion
die Zenerdiode D25 noch vorzusehen, da bei einer Klemmanordnung aus nur einer Zenerdiode
und parallel geschaltetem Kondensator zwar ebenfalls eine Begrenzung der Impulsleistungsspitze
erreicht werden kann, diese Anordnung aber wegen des Kondensators auch in der Regelphase
in Eingriff kommt, so daß die Schaltzeiten (und damit Schaltverluste) als Wirkung
der Gegenkopplung ansteigen.
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Die Freilaufschaltung besteht im ührigen in etwa aus der gleichen
Schaltung wie in der Stammanmeldung beschrieben; es sind zwei Transistoren T.15
und T16 vorgesehen, die über die Diode D30 bei entsprechender Einschaltung über
die Leitung L26 den Ventilstrom gegen die positive Batteriespannungsklemme allmählich
ableiten, so daß sich beispielsweise gleiche Ankling- und Abklingzeiten für den
Ventilstrom in der Regelphase (Schwankungsbreite des Haltestroms (IH) ergeben kannen
zeigt 3b). ner rreilaufkreis besteht aus der Yoinbinatjon eines ons-Transistors
(T15) und eines nnn-Transistors (v1C) bei Verwendung eines nnn-Darlington-Transistors
T11 als Schalttransistor.
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Es ist weiter vorn schon erwähnt worden, dao hei. dieser t.usffihrungsform
einer stromgeregelten Endstufe dem nachgeschalteten Zweipunktregler nur ein Abtastsignal
des Ventilstroms als rleßgröße zur Verfügung steht, so daß kein normaler Zweipunktregler,
der als Komparator mit Spannungshysterese ausgebildet ist, Verwendung finden kann.
Der Komparator B7 schaltet, wenn der Ventilstrom so groß wird, daß sein Schaltpunkt
erreicht wird, den Endstufentransistor T11 über T13 aus und damit gleichzeitig
aber
auch sein eigenes Istwertsignal weg. Ohne besondere Schaltungsanordnungen, die bei
dem dargestellten Ausführungsbeispiel aus den Widerständen R60, R61 und R62, dem
Kondensator Cli und den Dioden D30, D31 und D32 bestehen, läßt sich der Zweipunktregler
nicht stabil betreiben, da er beim Wegschalten des Istwertsignals sofort wieder
zu kleinen Strom sieht und den Endstufentransistor Til einschalten würde, so daß
der Regler mit hoher Frequenz schwingen würde. Durch spezielle Beschaltung des Reglers
wird eine sogenannte Zeithysterese realisiert, so daß ein einwandfreies Schaltverhalten
des Reglers ohne Schwingen erzielt wird.
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Das abgetastete Istwertsignal UR41 vom Meßwiderstand gelangt über
die Teilerschaltung aus den Widerständen R50 und R64, die am Schaltungspunkt P15
mit einer mittels der Zenerdiode Z2 stabilisierten Spannung verbunden ist, in einen
potentialmäßig besser auswertbaren, positiveren Potentialbereich und wird auf den
nichtinvertierenden Eingang (+) des Reglers gegeben. Auf den invertierenden Eingang
(Sollwerteingang -) wird von der Teilerschaltung aus den Widerständen R65, R66 und
R67 ein entsprechendes Sollwertpotential gegeben. Solange der dem (+) Eingang zugeführte
Istwert kleiner als der dem anderen Eingang zugeführte Sollwert ist, liegt der Reglerausgang
P12 auf niedrigem Potential oder Massepotential. Da beide Dioden D31 und D32 am
Ausgang des Komparators 137 leitend sind, ist die Diode D405 gesperrt, und der Kondensator
C11 hat sich entsprechend umgeladen. Sobald jetzt der Istwert den Sollwert überschreitet,
schaltet der Ausgang P12 des Komparators B7 auf hohes Potential und dadurch den
Endstufentransistor T11 aus.
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Damit das am (+)Eingang von 137 abgebildete Istwertsignal nicht unter
die Schaltschwelle sinkt, wird über die nunmehr leitende Diode D30 und die Widerstände
R61 und R60 im Widerstand R50 ein Strom eingeprägt, was zu einer Anhebung des dem
nichtinvertierenden
Eingang (+) zugeführten Potentials bis auf
etwa 10 z unter dem Schaltpunkt führt. Beim Umspringen des Komparatorausgangssignals
hat wie die Diode D31 auch die Diode D32 gesperrt,und in dem Widerstand R50 wird
ein weiterer, mit einer e-Funktion abklingender Strom vom Kondensator C11 und vom
Widerstand R62 zusätzlich eingeprägt. Dadurch wird das "Istwertpotential" weiter
positiv bis über die Schaltschwelle verzogen, und der Regler kann seinen hochliegenden
Ausgang P12 so lange halten, bis der über dem Widerstand R62 und dem Kondensator
C11 abklingende zusätzliche Strom so weit abgeklungen ist, daß der Schaltpunkt wieder
erreicht wird (siehe Kurvenverlauf der Fig. 3h und die detailliertere Darstellung
der Fig. 6, auf die im folgenden eingegangen wird). Vergleicht man die Kurvenverläufe
der Figuren 3g und 3h, dann läßt sich erkennen, daß der Strom In im Meßwiderstand
R41 nahezu entgegengesetzt verläuft zu der am Istwerteingang (Pluseingang) des Komparators
B7 anliegenden Spannung in der durch die Einschaltung des Freilaufs bestimmten Regelphase.
Man erkennt im übrigen auch durch Vergleich der Kurvenverläufe Fig. 3b mit 3g, daß
der Strom im Meßwiderstand IR wic auch der Ventilstrom IV eine Anstiegsphase hat
und dann abrupt auf Null abfällt, während der Ventilstrom IV allmählich einen unteren
Stromwert I2 erreicht, was auf das Arheiten der Freilaufschaltung 31 zurückzuführen
ist, die den Ventilstrom in dieser Phase übernimmt. Anschließend springt der Dießwiderstandsstrom
IR zunächst auf einen neuen Anfangswert, der gegeben ist durch den Ventilstrom I2,
und steigt dann mit diesem bis zum Maximalstrom I3 (in der Regelphase) an. Die Darstellung
der Fig. 6 zeigt im einzelnen, wie sich der abgewandelte bzw. "simulierte" Istwertspannungsverlauf
am nichtinvertierenden Eingang (+) des Regler-Komparators B7 ergibt. Die Fig. 6a
zeigt den Meßspannungsverlauf UR am Meßwiderstand R41, der erkennbar dem Meßstromverlauf
IR nach Fig. 3g entspricht. In der Fig. 6 sind
auch die bei dem
dargestellten Ausführungsbeispiel erreichten absoluten Spannunqswertc angegeben.
Die Fig. 6b zeigt die am Eingang (+) von 37 auftretende, vom Meßwiderstand herrührende
Impulsspannunq nach der vorgenommenen Potentialerhöhung über R64/R50. Die Fig. 6c
zeigt den Impulsspannungsverlauf am Eingang (+) von B7, wie er sich aus der Impulsspannung
nach Fig. 6b und aufgrund der Anordnung der Widerstände R60, R61 und der Diode D30
ergibt. Schließlich zeigt die Fig. 6d die resultierende Impulsspannunq am Eingang
(+) von 7, herrührend von der Meßspannung UR und den Anordnungen R60, RG1, D30 sowie
R62 und C11. Die Sollwertspannunq am anderen Eingang von B7 ist in Fig. 6d gestrichelt
dargestellt. Die Zeitdauer, während welcher der Regler mit seinem Komparator 7 den
Endstufentransistor T11 ausschaltet, kann durch entsprechende Dimensionierung der
Kombinationen R60/R61 sowie R66/R65 und R62/ Cii frei gewählt und vorgegeben werden.
Beim Ausführungsbeispiel ist die Aus-Zeit so gewählt, daß der Ventilstrom in dieser
Zeit nur um die liysteresebreite von ca. 10 % abfällt.
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Da der llaltestrom batteriespannungsunabhängig ist (siehc Hauptanmeldung
P 26 12 914.6), ergibt sich mit konstanten Daten der Freilaufschaltung und der Reglerauszeit
wie gewünscht auch eine konstante ilysteresebreite.
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Sinkt dann das Potential am Eingang (+) unter das Potential am Eingang
(-), dann geht der Ausgang P12 des Reglers wieder auf Minus- oder Nullpotential.
Die Diode D31 wird leitend und die Diode D30 gesperrt, so daß der Zusatzstrom aus
den Widerständen R61/R60 im Widerstand R50 zu Null wird. Ebenso wird der Kondensator
C11 über die leitende Diode D32 nach Minus gezogen und damit das dem Eingang (+)
von B7 zugeführte Potential. Da der Reglerausgang P12 auf low (Nullpotential, niederer
Spannungswert oder 3oq 0) liegt, wird der Endstufentransistor
T11
wieder leitend,und am Meßwiderstand ist wieder ein dem Ventilstrom IV entsprechendes
Meßsignal sichtbar.
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Der Kondensator C11 lädt sich relativ schnell mit der Zeitkonstante
Cil/R50 um, so daß nach einer Einschwingzeit am Eingang (+) das Istwertsignal praktisch
unverzögert abgebildet wird. Ist bei einer Hysteresebreite des Ventilhaltestroms
von 10 z die kürzeste Einschaltzeitdauer des Endstufentransistors T11 bei einem
Regelspiel beispielsweise 14 ps, dann wird die Zeitkonstante von Cii/R50 zu ca.
2 µs gewählt. Mit festgelegter Kapazität C11 läßt sich die Ausschaltzeit durch die
beiden Freiheitsgrade der Widerstände R60/R61 und R62 entsprechend den Anforderungen
frei wählen.
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Um eine möglichst einwandfreie Funktion (Aussetzgrenze, Spannungsgang,
Temperaturgang) des Reglers zu erzielen, wird dieser an einer stabilisierten Spannung
von beim Ausführungsbeispiel ca. 5 V mit geringem Temperaturgang betrieben, die
durch die Schaltung mit der Zenerdiode Z2 und den beiden mit dieser in Reihe licqenden
Widerständen R70/R71 realisiert wird.
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Der Darstellung der Fig. 6d läßt sich daher im Vergleich zu Fig. 6a
entnehmen, daß trotz Abschaltung der Meßwiderstandsspannung UR zum Zeitpunkt til
die dem Reglereingang (+) zuge-Führte "Istwertspannung" zunächst sogar noch schlagartig
ansteigt und dann bis zum Zeitpunkt t12 abfällt, zu welchem erst die Sollwertspannung
unterschritten und daher über den Komparator B7 der rjndstufentransistor T11 wieder
einqeschaltet wird.
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Vom Ausgang der dem Regler 35 nachgeschalteten Sollwertumschaltstufe
34, die hauptsächlich von dem Komparator 138 gebildet ist, wird über die Widerstände
R72/R73 und die Dioden
D 34 und D35 das Sollwertpotential am Eingan@
(-) des Zwei-Punktreglers ergänzend beeinflußt. Die
Sollwertumschalters ist wie folgt. Vor dem ersten
Komparators B7 ist der hohe Ventilstrom-Sollwert vorgesehen, d.h.
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über R65 und R66 fließt ein Strom durch R67; dieser Strom ist batteriespannungsunabhängig,
da das Potential am Punkt @15 batteriespannungsunabhängig ist. Zusätlich fließt
über R72,R73 und D34 ein Strom durch R67, dieser Strom ist batteriespannungsabhängig.
Der Spannungsabfall an R67 durch diese beiden Ströme bestimmt den Sollwert am entsprechenden
Eingang (-) des Komparators n7. Steiqt infolge zunehmender Batteriespannung der
Strom durch R72, R73 und D34 an, so steigt auch das Potential am Punkt 22.
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Durch die Diode D35 wird dieses Potential auf einen Wert begrenzt,
der eine Diodenflußspannung über dom Potential des Punktes rlr) liegt. Damit wird
auch der Strom durch n 73 und D34 hegrenzt und damit der Spannungsabfall an R67,
d.h. der Sollwert am Sollwerteingang (-)des Komparators B7.
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Nach den' ersten Schalten des Komparators n7 schaltet auch der Komparator
nn, Punkt n und ' ?? gehen auf niederes Potential und sperren die Dioden D34 und
D35, die Spannung am (-)Eingang des Komparators n7 ist nur noch durch den Spannungsteiler
R65, R66 und R67 bestimmt.
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Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Sollwertumschalstufe
34 sofort bei Ende eines ti-Impulses (von der Treiberstufe) gesetzt, bei gleichzeitiger
Sperrung des Endstufentransistors T11, um die erw;ihnte hohe Sollwertvorgabe entsprechend
I1 zu erzielen. An sich bräuchte das Setzen der Sollwertumschaltstufe 34 auch erst
bei Beginn eines ti-Impulses zu erfolgen; man erzielt jedoch bei der Sollwertvorgabe
die gleiche Funktion, wenn der Vorgang bereits beim Ende eines ti-Impulses für den
nächsten Impuls ausgelöst wird, außerdem läßt sich dadurch eine sehr einfache Triggermöglichkeit
für die Sollwertstufensetzung und eine einfache Freilaufsteuerung, nimlich eine
durch die Sollwertstufe gesteuerte Verzögerungsstufe realisieren. Ilierauf wird
weiter unten noch genauer elngegangen. Da im übrigen der mit dem Ausgang P20 des
Komparators B8 verbundene Widerstand R75 auf einem Teilerpunkt liegt, der durch
die Widerstände R71/R70 bestimmt ist, l:ißt sich die Kennlinie I1=f(UBatt) in gewünschter
Weise von der Batteriespannung abhängig machen. Der Darstellung der Fig. 7 läßt
sich als Funktion er Batteriespannung der Strom 11 bei bei einem Ausf ührungsbeispiel
verwendeten Ventilen im Moment des Einzeihens oder Ansprechens entnehmen. Um slcherzustellen,
daß beim Betrieb
Ventilen mit einer stromgeregelten Endstufe alle Ventile sicher ansprechen, darf
die Stromabsenkung auf den llaltestrom IH vom Endwert des Anklingstroms I1 erst
erfolgen, wenn die Ventilströme diese
Grenzwerte deutlich überschritten
haben, Grenzwerte von I1-Beträgen nämlich, die bei toleranzlxehafteten Ventilen
beim Ansprechen gerade erreicht worden sind. Würde man schon vor dem Ansprechen
des Ventils auf den Haltestromwert zuriickregeln, dann käme das Ventil nicht zum
Einziehen. Die Fig. 7 zeigt daher in gestrichelter nusfiihrung die im Regler realisierte
Kennlinie I1=f(UBatt), die mit ca. 10 % Abstand zur Grenzkennlinie dargestellt ist.
Der definierte Spannungsgang der realisierten 11-Kennlinie ist zweckvoll, damit
bei jeder Batteriespannung ein Sicherheitsabstand vorgegeben ist, dieser andererseits
aber wieder nicht zu groß wird. Ein Ansteigen des Stroms nach dem Ansprechen des
Ventils bedeutet Strombelastung und Begrenzung der genauen Durchsteuerbarkeit der
Endstufe zu den kleineren ti-Zeitwerten hin, wie schon erwähnt. Es ist daher erwünscht,
diesen Anstieg. auf das für ein sicheres Ansprechen der Ventile notwendige Maß zu
begrenzen.
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Eine weitere Maßnahme ist die Begrenzung des I1-Anstiegs ah ca. 15
V Batteriespannung. überspannungen von 15 V liegen bei dem ins Auge gefaßten Ausführunqsi>eispiel
beim Betrieb mit einem Kraftfahrzeug nur im Störungsfall vor, daher wird bei dem
vorlicgenclen Ausführungsbeispiel er Strom I1 auf einen Absolutwert von maximal
1,67 A pro Vcntil begrenzt, sodaß man eine definierte Begrenzung des Kollektorstroms
des Endstufentransistors T11 sowie der im Ventil gespeicherten Energie (entsprechend
W=1/2.LI²) erzielt. Die gespeicherte Energie wird bei der anschließenden gelöschten
Abschaltung im Endstufentransistor T11 in Verlustleistung umgesetzt. Die Strombegrenzung
erlaubt somit optimale Auswahl des Endstufentransistors hinsichtlich maximalem Kollektorstrom
und Impulsleistung.
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Liegt der Ausgang der Sollwertumschaltstufe 34 auf niederem
Potential,
dann sind die Dioden D35 und D34 gesperrt und die Widerstände R73 und R72 stromlos.
Der niedrigere, dem jaltestrom entsprechende Sollwert wird nur durch den Spannungsteiler
aus den Widerständen R66, R65 und R67 vorgegeben.
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Die dem Regler nachgeschaltete Sollwertumschaltstufe 34 besteht im
Prinzip ebenfalls aus einer bistabilen Kippstufe gleichen Aufbaus wic bei der Tlauptanmeldung.
Getriggert wird diese Kippstufe jedoch über eine Diode D38 vom Ausgang des Inverters
bzw. Komparators .36 der Treiberstufe 39, der während einer Impulspause (kein Rinspritzimpuls
ti) hochliegt. Sobald daher der ti-Impuls beendet ist, wird die als Kippstufe ausgebildete
Sollwertumschaltstufe in eine solche Lage getriggert, daß der Ausgang P20 des Komparators
B8 hochliegt. Indem die Pauseninformationen des ti-Impulses ausgewertet werden,
läßt sich die Sollwertumschaltstufe 34 statisch mit nur einer Diode triggern, anstelle
einer Triggerung mit der Startflanke des ti-Impulses, wozu ein R-C-D-Glied erforderlich
ist. Das Rücksetzen der Kippstufe erfolgt 1.Uer die Diode D39 und den Widerstand
R76 vom Ausgang des Komparators B7 her wie in der Hauptanmeldung auch.
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Beim Erreichen des Sollwerts für I1 schaltet dann der Reglerausgang
P12 das erste Mal hoch und setzt die Sollwertumschaltstufe 38 in die Stellung zurück,
in welcher ihr Ausgang P20 auf niedrigem Potential oder Nullpotential liegt.
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Ergänzend nachgeschaltet ist der Sollwertumschaltstufe 34 eine Verzögerungsstufe
für die Freilaufsteuerung, die einen weiteren Komparator 139 umfaßt. Springt beim
nde des ti-Impulses die Sollwertumschaltstufe 34 ausgangsmäßig auf hohes Potential,
dann wird über die Diode D40 der Kondensator C15 niederohmig umgeladen, der mit
seinem anderen Ende über einen Widerstand R77 an Minusleitung liegt. Wegen dieses
Widerstandes
tritt am invertierenden Eingang (-) des Komparators
B9 außerdem ein Sprung auf, so daß der Ausgang P21 von B9 der positiven Ansteuerflankc
vom Ausgang des Komparators B8 unverzögert folgen kann. Die Verzögerungszeit bei
der negativen Ansteuerflanke (zur Verzögerung des Ansprechens der Freilauf schaltung
31) entsteht dann dadurch, daß die Diode D40 gesperrt wird und der Kondensator C15
über die Widerstände kl78, R79 umgeladen wird, bis das Potential am invertierenden
Eingang von B9 negativer als das von den Widerständen R80/ R81 festgelegte Potential
am nichtinvertierenden Eingang geworden ist. Erst dann geht der Ausgang P21 auf
hohes Potential, und der nachgeschaltete Transistor T20 wird leitend gesteuert,
so daß die Basis des Transistors T15 der Freilaufschaltung 31 mit Massepotential
verbunden und dieser Transistor daher, zusammcn mit dem nachgeschalteten Transistor
T16 leitend wird. Es ergibt sich daher die in Fig. 3f gezeigte Verzögerungszeit
tv bis zur Einschaltung des Freilaufs, so daß es zu dem abrupten Stromabfall vom
maximalen Stromwert I1 auf den ilaltestrom kommen kann. ncr Freilauf ist dann eingeschaltet
vom Zeitpunkt t14 bis zum Zeitpunkt t3, also in der flegelphase der Ventilstrombeeinflussung.