JP6640934B2 - 車載電子制御装置 - Google Patents

Description

本願は、誘導性電気負荷の駆動電流を急速遮断するようにした車載電子制御装置、特に、急速遮断特性を安定制御するように改良した車載電子制御装置に関するものである。

周知のように、電磁弁、電磁継電器などで代表される誘導性電気負荷の駆動電流を遮断したときに発生するサージ電圧を抑制するために、様々な形態のサージ電圧抑制回路が使用されている。図７Ａは、従来の車載電子制御装置における一部分を示す回路図である。図７Ａにおいて、定格出力電圧が例えばＤＣ１２［Ｖ］の車載バッテリ１０１から電源リレーの出力接点１０２と開閉素子５４３ａを介して給電される誘導性負荷５０４ａには、転流ダイオードとなる放出ダイオード５４４ａが並列接続されており、開閉素子５４３ａが閉路されていたときの駆動電流は、開閉素子５４３ａを開路することにより放出ダイオード５４４ａへ転流して減衰するように構成されている。

電磁弁又は電磁継電器を含む誘導性負荷の動作電圧は、例えばＤＣ６［Ｖ］程度であるが、車載バッテリ１０１の通常電圧ＤＣ１４［Ｖ］が印加されると、駆動電流が急増した後に安定化して電磁弁又は電磁継電器が動作する。しかし、誘導性負荷としての電磁弁又は電磁継電器が不作動状態に復帰する不動作復帰電圧が例えばＤＣ３［Ｖ］であれば、開閉素子５４３ａを開路した後の電流減衰が緩慢であるため、電磁弁又は電磁継電器が不作動状態に復帰する不動作復帰タイミングが大幅に変動するという課題がある。

図７Ｂは、別の従来の車載電子制御装置の一部分を示す回路図である。図７Ｂにおいて、例えば定格出力電圧がＤＣ１２［Ｖ］の車載バッテリ１０１から、電源リレーの出力接点１０２と開閉素子５４３ｂを介して給電される誘導性負荷５０４ｂにおいて、開閉素子５４３ｂには、例えば制限動作電圧が［Ｖｚ＝ＤＣ５０］［Ｖ］の電圧制限ダイオード５４１が並列接続されている。図７Ｂに示す従来の装置は、誘導性負荷５０４ｂに直列接続された開閉素子５４３ｂを開路することにより、開閉素子５４３ｂが閉路されていたときの電流が遮断電流Ｉ０として電圧制限ダイオード５４１へ流入し、遮断時間Ｔｆ後に遮断電流Ｉ０が「０」に急速に減衰するように構成されている。

その結果、開閉素子５４３ｂが開路したとき、誘導性負荷としての電磁弁又は電磁継電器が不作動状態に復帰する不動作復帰タイミングが安定する特徴があるが、電圧制限ダイオード５４１には、一時的ではあるが、最大消費電力は［Ｉ０×Ｖｚ］となる過大な消費電力が発生し、その最大消費電力の値は、誘導性負荷５０４ａの消費電力に対して制限動作電圧［Ｖｚ／バッテリ電圧Ｖｂｂ］の比率を掛けた値となる。

なお、電圧制限ダイオード５４１の平均消費電力は、遮断時間Ｔｆと断続周期Ｔ０との比率により算式［〈Ｉ０／２〉×Ｖｚ×Ｔｆ／Ｔ０］に示されるように、瞬時に発生する最大消費電力［Ｉ０×Ｖｚ］より大幅に減少するが、瞬時に発生する最大消費電力［Ｉ０×Ｖｚ］が過大であるため、大容量の電圧制限ダイオード５４１を使用する必要がある。

また、特許文献１には、さらに別の従来の車載エンジン制御装置が開示され、その図１における燃料噴射用電磁コイル１０３ｉ、昇圧制御回路部１１０Ａにより例えばＤＣ７２［Ｖ］の昇圧高電圧Ｖｈ１に充電されている高圧コンデンサ１１４ａから急速励磁開閉素子１２２ｊを介して急速励磁され、その後に給電持続開閉素子１２１ｊを介してバッテリ電圧Ｖｂｂが印加され、やがて急速遮断開閉素子１２３ｉが開路すると、電磁コイル１０３ｉに蓄積されていた電磁エネルギーは、回収ダイオード１６０ｉを介して高圧コンデンサ１１４ａを回生充電するように構成されている。

従って、特許文献１に開示された従来の車載エンジン制御装置は、電磁コイル１０３ｉの急速遮断を行ったうえで、急速遮断回路に消費電力が発生しない特徴をもっているが、この従来の装置では、高圧コンデンサ１１４ａに必要とされる電磁コイル１０３ｉの駆動エネルギーよりも、高圧コンデンサ１１４ａに回生される充電エネルギーの方が小さいので、回生充電によって高圧コンデンサ１１４ａの充電電圧が過大になることはない。

特開２０１７−０６６９６０号公報

（１）従来技術の課題の説明
前述したとおり、図７Ａで示した従来の装置によれば、誘導性負荷５０４ａの急速遮断が行えないことにより、誘導性負荷としての電磁弁、又は電磁継電器の不作動復帰タイミングが不安定となる課題があった。また、図７Ｂで示した別の従来の装置によれば、電圧制限ダイオード５４１の瞬時消費電力が過大となって大容量の電圧制限ダイオード５４１が必要となる課題があった。さらに、特許文献１による車載エンジン制御装置の場合には、高圧コンデンサ１１４ａに対する充電エネルギーを再利用できるものに適しているが、急速励磁を必要としない誘導性負荷に対しては、高電圧コンデンサに対する過充電防止回路が必要となる課題が残されている。

前述の従来の装置の他、誘導素子又は開閉素子に対して、サージ電圧吸収用コンデンサと限流抵抗との直列回路で構成されたスナバを並列接続することも行われるが、このスナバ回路方式では、誘導性負荷の特性に応じたコンデンサの静電容量と限流抵抗を個別に定める必要があり、少なくとも、複数の誘導性負荷に共用することはできないという課題がある。

（２）本願の目的の説明
本願は、前述の従来の装置における課題を解決するためになされたもので、急速遮断回路に発生する瞬時の過大消費電力を抑制するとともに、コスト負担を低減することが可能となる車載電子制御装置を提供することを目的とする。

本願に開示される車載用電子制御装置は、
車両に搭載された車載バッテリからバッテリ電圧Ｖｂｂが給電される１個又は複数の誘導性負荷のそれぞれに対して直列接続された開閉素子と、前記開閉素子が開路したときに発生するサージ電圧を抑制するとともに、前記誘導性負荷の駆動電流を急速減衰するための急速遮断回路とを備えた車載電子制御装置であって、
前記急速遮断回路は、
前記１個又は複数の誘導性負荷のそれぞれに接続された放出ダイオードと、前記誘導性負荷が発生する誘導電圧を所定の制限電圧Ｖ０に抑制する前記誘導性負荷に共通のサージ抑制コンデンサとを備え、
前記サージ抑制コンデンサは、
前記開閉素子のうちのいずれかにより前記誘導性負荷の断続通電を行うか又は昇圧制御回路部から得られる初期充電電圧により、前記所定の制限電圧Ｖ０が得られる初期電圧に充電され、
前記急速遮断回路は更に、
前記サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖ、又は当該充電電圧Ｖから前記バッテリ電圧Ｖｂｂを減算した目標電圧［Ｖ−Ｖｂｂ］の値が、前記制限電圧Ｖ０を超過したときに、前記サージ抑制コンデンサの充電電荷を放出する放電制御回路を備え、
前記放電制御回路は、
少なくとも前記制限電圧Ｖ０を設定する電圧制限ダイオードと、
前記サージ抑制コンデンサの前記充電電圧Ｖが、前記目標電圧を超過したことによって、前記放電制御回路に放電電流Ｉｘを通電する放電トランジスタと、
前記放電電流Ｉｘを前記目標電圧に比例した値に規制する放電抵抗、又は前記目標電圧の変動に対して一定の前記放電電流Ｉｘを得るための定電流回路で構成された等価放電抵抗である直列抵抗と、
を備え、
前記充電電圧Ｖは、
前記初期充電の充電経路又は前記放電電流Ｉｘの通電経路に前記車載バッテリが介在している場合には、前記制限電圧Ｖ０と前記バッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］となり、前記充電経路と前記通電経路に前記車載バッテリが介在していない場合には、前記放電電流Ｉｘが制御されて前記制限電圧Ｖ０と等しくなり、
前記開閉素子の個別の断続周期である個別断続周期Ｔ０ｉは、いずれも、
個別の前記開閉素子が開路して前記個別の誘導性負荷に流れる個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰する個別遮断時間Ｔｆｉの合算値の２倍となる代表断続周期［Ｔ０＝ΣＴｆｉ×２］以下となるようにされ、
前記サージ抑制コンデンサは、
前記開閉素子によって代表負荷の断続を行うか、又は複数の前記開閉素子を順次断続通電することによって、前記充電電圧Ｖが前記バッテリ電圧Ｖｂｂの２倍以上の値である前記所定の制限電圧Ｖ０となる初期充電が行われる静電容量Ｃを備え、
前記代表負荷は、
前記誘導性負荷の前記個別遮断電流Ｉ０ｉと、個別インダクタンスＬ０ｉとから算出される１回の個別放出エネルギー［Ｅ０ｉ＝Ｌ０ｉ×Ｉ０ｉ ^２ ／２］を、前記個別断続周期Ｔ０ｉで除算して得られる個別放出電力［Ｐ０ｉ＝Ｅ０ｉ／Ｔ０ｉ］の合算値ΣＰ０ｉが、ｎ個の前記代表負荷のそれぞれによる代表放出電力［Ｐ０＝Ｅ０／Ｔ０］の合算値である全放出電力［Ｐ＝ｎ×Ｐ０］と等しくなる仮想負荷であって、
前記代表負荷の遮断電流は代表遮断電流Ｉ０となり、前記代表負荷のインダクタンスは代表インダクタンスＬ０となり、前記代表負荷の断続周期は代表断続周期Ｔ０となり、
１個の前記代表負荷による代表放出エネルギーＥ０は、式［Ｅ０＝Ｌ０×Ｉ０ ^２ ／２］により示され、
前記代表負荷により前記制限電圧Ｖ０までの初期充電を行うための初期充電回数Ｎは、式［Ｎ＝（Ｃ／Ｌ０)×（Ｖ０／Ｉ０） ^２ ］により示され、
前記初期充電の完了後において、前記代表負荷の１回の通電遮断を行うことによる代表増分電圧ΔＶ０は、式［ΔＶ０／Ｖ０＝√（１＋１／Ｎ）−１］により示されるように構成されている、
ことを特徴とする。

本願に開示される車載用電子制御装置によれば、バッテリ電圧Ｖｂｂによって給電される１個又は複数の誘導性負荷のそれぞれに対して直列接続された開閉素子と、この開閉素子が開路したときに発生するサージ電圧を抑制するとともに、前記誘導性負荷の負荷電流を急速減衰するための急速遮断回路を備えた車載電子制御装置において、
前記急速遮断回路は、１個又は複数の誘導性負荷のそれぞれに接続された放出ダイオードに接続された共通のサージ抑制コンデンサを備え、このサージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖは、所定の前記制限電圧Ｖ０が得られる初期電圧に初期充電され、
前記急速遮断回路は更に、前記サージ抑制コンデンサの過充電状態を抑制する放電制御回路を備え、この放電制御回路は、少なくとも前記制限電圧Ｖ０を設定する電圧制限ダイオードと、この放電制御回路に流入する放電電流Ｉｘを規制するための放電トランジスタと直列抵抗を包含し、
前記開閉素子の遮断周期Ｔ０ｉはいずれも、複数の開閉素子の個別遮断時間Ｔｆｉの合算値の２倍以下［２×ΣＴｆｉ≧Ｔ０ｉ］の値となるようにされている。

従って、複数の開閉素子のそれぞれの開路時サージ電圧は、共通のサージ抑制コンデンサと放電制御回路によって抑制されるとともに、サージ抑制コンデンサに対する初期充電が行われた後は、誘導性負荷に対する急速遮断を行うことができ、誘導性負荷の遮断制御特性が安定するととともに、
誘導性負荷の個別遮断電流Ｉ０ｉは短時間の個別遮断時間Ｔｆｉによって減衰するものであるのに対し、個別放電電流Ｉｘｉは略一定電流で、予定された長時間の代表断続周期［Ｔ０≧２×ΣＴｆｉ］の期間内で放電完了すればよいので、複数の個別放電電流Ｉｘｉの合算値である放電電流［Ｉｘ＝ΣＩｘｉ］であっても、サージ電圧を吸収する放電制御回路の瞬時過大損失の発生を抑制することができて、安価な回路部品を使用することができる効果がある。
また、サージ抑制コンデンサと放電制御回路を共用して、複数の誘導性負荷に適用すれば、更にコスト負担を軽減することもできる効果がある。なお、サージ抑制コンデンサに対する初期充電を誘導性負荷の断続動作によって行う場合は、サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖが制限電圧Ｖ０又は制限電圧Ｖ０とバッテリ電圧Ｖｂｂの加算値に到達するまでは、誘導性負荷に対する急速遮断機能は漸次向上することになるが、前記放電制御回路はこの初期充電期間においては放電電流Ｉｘの発生を禁止して、速やかに初期充電が完了することができる。

実施の形態１による車載電子制御装置の全体構成を示すブロック図である。 実施の形態１から４による車載電子制御装置における第１の放電制御回路を示す回路図であって、接合型トランジスタを用いた場合を示している。 実施の形態１から４による車載電子制御装置における第２の放電制御回路を示す回路図であって、接合型トランジスタを用いて構成した場合を示している。 実施の形態１から４による車載電子制御装置における第３の放電制御回路図を示す回路図であって、接合型トランジスタで示している。 実施の形態１から４による車載電子制御装置における第１の放電制御回路の変形例を示す回路図であって、電界効果型トランジスタを用いた場合を示している。 実施の形態１から４による車載電子制御装置における第２の放電制御回路の変形例を示す回路図であって、電界効果型トランジスタを用いて構成した場合を示している。 実施の形態１から４による車載電子制御装置における第３の放電制御回路図の変形例を示す回路図であって、電界効果型トランジスタを用いて構成した場合を示している。 実施の形態２による車載電子制御装置の全体構成を示すブロック図である。 実施の形態３による車載電子制御装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態４による車載電子制御装置の構成を示すブロック図である。 従来の車載電子制御装置における一部分を示す回路図である。 別の従来の車載電子制御装置の一部分を示す回路図である。 本願による車載電子制御装置の動作原理を説明するための、車載電子制御装置の一部分の回路図である。

まず、本願による車載電子制御装置の骨子について説明する。図７Ｃは、本願による車載電子制御装置の動作原理を説明するための、車載電子制御装置の一部分の回路図である。なお、以下の説明において、後述の誘導性負荷５０４ａ、５０４ｂ、５０４ｃを、符号ａ、ｂ、ｃを代表符号ｉにより代用して「５０４ｉ」と記載して説明する場合があり、また、開閉素子５４３ａ、５４３ｂ、５４３ｃを、符号ａ、ｂ、ｃを代表符号ｉにより代用して「５４３ｉ」と記載して説明する場合があり、同様に、放出ダイオード５４４ａ、５４４ｂ、５４４ｃを、符号ａ、ｂ、ｃを代表符号ｉにより代用して「５４４ｉ」と記載して説明する場合がある。

図７Ｃにおいて、開閉素子５４３ｃは、例えばＤＣ１２［Ｖ］系の車載バッテリ１０１から電源リレーの出力接点１０２を介して誘導性負荷５０４ｃを給電駆動する。開閉素子５４３ｃには、放出ダイオード５４４ｃを介してサージ抑制コンデンサ１５０が並列接続されている。サージ抑制コンデンサ１５０には、放電制御回路１６０が並列接続されている。

放電制御回路１６０は、一端がサージ抑制コンデンサ１５０の正極側端子に接続された放電抵抗１４２と、放電抵抗１４２の他端にコレクタが接続されエミッタが接地された放電トランジスタ１４８と、放電抵抗１４２の一端にカソードが接続され、アノードが放電トランジスタ１４８のベースに抵抗を介して接続された電圧制限ダイオード１４１と、一端が電圧制限ダイオード１４１のアノードに接続され他端が接地された駆動抵抗１４６とを備えている。

サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが、電圧制限ダイオード１４１により設定される例えばＤＣ５０［Ｖ］の制限動作電圧Ｖｚと放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄとの加算値である制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したときに、駆動抵抗１４６を介して放電トランジスタ１４８が閉路し、放電トランジスタ１４８に対する直列抵抗である放電抵抗１４２に、放電抵抗１４２の放電抵抗Ｒｘにより制限された放電電流［Ｉｘ＝Ｖ／Ｒｘ］が流れる。

なお、［制限動作電圧Ｖｚ≫動作電圧Ｖｄ］であって、制限電圧［Ｖ０≒Ｖｚ］となっているとともに、放出ダイオード５４４ｉは常に、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電荷が誘導性負荷５０４ｃ又は開閉素子５４３ｃを介して逆流放電するのを防止している。

ここで、図７Ｂに示すようにサージ抑制コンデンサを備えていない場合には、開閉素子５４３ｂを開路したときの個別遮断電流Ｉ０ｉが電圧制限ダイオード５４１に流入し、短時間の個別遮断時間Ｔｆｉを経て個別遮断電流Ｉ０ｉはゼロまで減衰するが、このとき電圧制限ダイオード５４１に発生するピーク電力は［Ｖｚ×Ｉ０ｉ≒Ｖ０×Ｉ０ｉ］となり、個別放出エネルギーＥ０ｉは、［Ｅ０ｉ≒Ｔｆｉ×Ｖ０×Ｉ０ｉ／２］となる。但し、複数の誘導性負荷の駆動電流が同時に遮断されない限りは、電圧制限ダイオード５４１に発生するピーク電力の最大値は、最大遮断電流Ｉ０ｉと制限電圧Ｖ０の積によって定まることになる。

一方、図７Ｃの場合には、開閉素子５４３ｃを開路したときの誘導性負荷５０４ｃの電磁エネルギーがサージ抑制コンデンサ１５０に蓄積されて、この蓄積電荷は誘導性負荷５０４ｃの個別遮断時間Ｔｆｉよりも十分に長い時間である開閉素子５０４ｃの個別断続周期Ｔ０ｉの期間内に放電しておけばよいので、個別放電電流Ｉｘｉは個別遮断電流Ｉ０ｉの平均値（Ｉ０ｉから０に減衰する中間値Ｉ０ｉ／２）に対してＴｆｉ／Ｔ０ｉの値を掛けた算式［Ｉｘｉ＝０．５×Ｉ０ｉ×Ｔｆｉ／Ｔ０ｉ］の値まで抑制することができて、放電制御回路１６０で発生するピーク消費電力を大幅に抑制することができるようになっている。

また、誘導性負荷５０４ｃに対する給電駆動時間Ｔｏｎは急速遮断時間Ｔｆｉよりは大きく、開路持続時間Ｔｆｆを無視したとしても個別断続周期［Ｔ０ｉ＝Ｔｏｎ＋Ｔｆｉ≧２Ｔｆｉ］となるので、前述の演算式［Ｉｘｉ＝０．５×Ｉ０ｉ×Ｔｆｉ／Ｔ０ｉ］に対して［Ｔｆｉ／Ｔ０ｉ≦０．５］を代入することによって、個別遮断電流Ｉ０ｉに対応した個別放電電流Ｉｘｉは個別遮断電流Ｉ０ｉの１／４以下であればよいことになり、それぞれの合算値においても［ΣＩｘｉ≦ΣＩ０ｉ／４］の関係が成立する。

なお、以下においては、個別断続周期Ｔ０ｉと代表断続周期Ｔ０を下記の式（１）のとおり定義する。

Ｔ０ｉ≧Ｔｆｉ＋ΣＴｆｉ＞２×Ｔｆｉ、 Ｔ０≧２×ΣＴｆｉ≧Ｔ０ｉ
・・・・式（１）

次に、ｎ個の誘導性負荷の全ての負荷電流を一斉又は順次に１回だけ遮断したときに放出される全ての電磁エネルギーΣＥｉは、下記の式（２）で示される。

ΣＥｉ＝ΣＬ０ｉ×Ｉ０ｉ^２／２＝ｎ×Ｌ０×Ｉ０^２／２ ・・・・・式（２）

但し、Ｌ０ｉ；個別誘導性負荷１０４ｉのインダクタンス
Ｉ０ｉ；個別誘導性負荷１０４ｉの遮断電流
Ｌ０；代表誘導性負荷のインダクタンス
Ｉ０；代表誘導性負荷の遮断電流
ｎ；誘導性負荷の個数

そして、サージ抑制コンデンサ１５０は、式（２）による１回だけの電磁エネルギーによっては制限電圧Ｖ０には到達しないだけの静電容量Ｃを備えているものとすると、下記の式（３）が成立する。

ΣＥｉ＜Ｃ×Ｖ０^２／２ ・・・・・・・式（３）

なお、サージ抑制コンデンサ１５０が制限電圧Ｖ０まで初期充電された後に、ｎ個の誘導性負荷の全ての負荷電流を一斉又は順次に１回だけ遮断したときに発生するサージ抑制コンデンサ１５０の増分電圧ΔＶは、下記の式（４）で示される。

ΣＥｉ＝Ｃ×［（Ｖ０＋ΔＶ）^２−Ｖ０^２］／２ ・・・・式（４）

また、前述の式（２）、式（３）から下記の式（５）が得られる。

ΔＶ／Ｖ０＜√２−１≒０．４ ・・・・・・・式（５）

一方、１個の代表負荷を断続して、サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖを所定の制限電圧Ｖ０まで充電するのに必要とされる初期充電回数Ｎは、下記の式（６）によって算出される。

Ｌ０×Ｉ０^２×Ｎ／２＝Ｃ×Ｖ０^２／２

∴Ｎ＝（Ｃ／Ｌ０）×（Ｖ０／Ｉ０）^２ ・・・・・式（６）

また、初期充電完了後に１点の代表負荷を１回だけ断続したときの、サージ抑制コンデンサの増分電圧ΔＶは、下記の式（７）によって算出される。

Ｌ０×Ｉ０^２／２＝Ｃ×［（Ｖ０＋ΔＶ）^２−Ｖ０^２］／２

∴Ｌ０／Ｃ＝（Ｖ０／Ｉ０）^２［（１＋ΔＶ／Ｖ０）^２−１］ ・・・・式（７）

前述の式（６）、式（７）から、下記の式（８）が得られる。

ΔＶ／Ｖ０＝√（１＋１／Ｎ）−１ ・・・・式（８）

式（８）において［Ｎ＝１］とすると、前述の式（５）が得ら、［Ｎ＝５］であれば、［ΔＶ／Ｖ０＝０．０９５］となり、［Ｎ＝１０］であれば、［ΔＶ／Ｖ０＝０．０４９］となるので、実際の仕様としては［Ｎ≧１０］とするのがよい。

次に、複数の誘導性負荷のうち、代表断続周期Ｔ０の期間中に同時に通電遮断されることがある負荷の個数をｎとした場合に、このｎ個の代表誘導性負荷が発生する全放出電力、即ち放電制御回路１６０で発生する全消費電力Ｐは、下記の式（９）で示される。

Ｐ＝ΣＥｉ／Ｔ０＝０．５×ｎ×Ｌ０×Ｉ０^２／Ｔ０＝ΣＩｘｉ×Ｖ０
・・・式（９）

式（９）を変形すると、下記の式（１０）が得られる。

ΣＩｘｉ／（Ｉ０×ｎ）＝０．５×［Ｌ０×Ｉ０／Ｔ０］／Ｖ０
・・・式（１０）

ここで、Ｌ０×Ｉ０／Ｔ０の値は、代表インダクタンスＬ０に電流増加率（Ｉ０／Ｔ０）となる電圧を印加したときの誘導電圧であり、この誘導電圧はバッテリ電圧Ｖｂｂを超えることはないので、下記の式（１０ａ）が得られる。

ΣＩｘｉ／Ｉ０＜０．５×（Ｖｂｂ／Ｖ０）×ｎ ・・・・・・式（１０ａ）

従って、Ｖ０≧２Ｖｂｂとしておけば、［ｎ＝４］であっても［ΣＩｘｉ／Ｉ０＜１］となり、サージ抑制コンデンサ１５０を持たない図７Ｂにおける電圧制限ダイオード５４１に対する代表遮断電流Ｉ０の４つ分よりは、図７Ｃにおける放電制御回路１６０に対する全放電電流［ΣＩｘｉ＝Ｉｘ］の方が１つの代表遮断電流Ｉ０よりも小さいことになる。また、実際の仕様として［Ｖ０≧４Ｖｂｂ］としておけば、［ｎ＝６］であっても［ΣＩｘｉ／Ｉ０＜０．９］となり、［ｎ＝６］以下の同時遮断に対しても全放電電流［ΣＩｘｉ＝Ｉｘ］の方が１つの代表遮断電流Ｉ０よりも小さいことになる。

実施の形態１．
以下、実施の形態１による車載電子制御装置１００Ａについて詳細に説明する。
（１）実施の形態１の構成の詳細な説明
図１は、実施の形態１による車載電子制御装置の全体構成を示すブロック図である。図１において、複数の誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ(以下の説明では、符号ａ、ｂ、ｃを代表してｉを用いることがある）の上流端には、電源リレーの出力接点１０２を介して車載バッテリ１０１のバッテリ電圧Ｖｂｂが印加される。各誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの下流端は、それぞれ開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃ(１４３ｂ、１４３ｃは図示せず）を介して車載バッテリ１０１の負極端子が接続されたグランドラインＧＮＤに接続されている。

そして、各誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの下流端は、それぞれに放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃを介してサージ抑制コンデンサ１５０の正極端子に接続されている。サージ抑制コンデンサ１５０の負極端子は、短絡防止ダイオード１４９ａを介して各誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの上流端に接続されている。

また、サージ抑制コンデンサ１５０には、過充電防止回路１４５Ａの主体となる放電制御回路１６０として、放電トランジスタ１４８と放電抵抗１４２との直列回路が並列接続されているとともに、電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との直列回路が並列接続されており、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖから電圧制限ダイオード１４１による制限動作電圧Ｖｚを減じた増分電圧ΔＶは、駆動抵抗１４６の両端電圧となって放電トランジスタ１４８の駆動端子に印加されている。

なお、全ての開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃが開路されているときに、サージ抑制コンデンサ１５０の正極端子には全ての誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃと、全ての放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃを介して、バッテリ電圧Ｖｂｂが印加され、サージ抑制コンデンサ１５０の負極端子とグランドラインＧＮＤとの間に接続された第１の予備充電抵抗１４７ａを介して予備充電が行われるようになっている。

また、マイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路部１３０Ａは、開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃに対する駆動指令信号ＤＲａ、ＤＲｂ、ＤＲｃを発生して、開閉制御回路１４０Ａの主体となる開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃを断続駆動制御する。車載電子制御装置１００Ａは、演算制御回路部１３０Ａと、開閉制御回路１４０Ａと、過充電防止回路１４５Ａと、サージ抑制コンデンサ１５０によって構成されているが、図５において後述する昇圧制御回路部１１０Ｃに相当した昇圧制御回路部１１０Ａを併用することもできるようになっている。

そして、図１に示す実施の形態１の車載電子制御装置１００Ａは、開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃが誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの下流位置に接続されていて、しかも、過充電防止回路１４５Ａとサージ抑制コンデンサ１５０との並列回路が、放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃと短絡防止ダイオード１４９ａを介して誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃに対して並列接続されるようになっている。

次に、前述した放電制御回路１６０の具体的な構成について説明する。図２Ａは、実施の形態１による車載電子制御装置における第１の放電制御回路を示す回路図であって、第１の放電制御回路に接合型トランジスタを用いた場合を示している。図２Ａに示す１６０Ｘ１は、図１における放電制御回路１６０の具体例としての第１の放電制御回路である。図２Ａにおいて、サージ抑制コンデンサ１５０には、印加電圧が制限動作電圧Ｖｚ以上であることによって導通する電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６の直列回路が並列接続されるとともに、放電抵抗１４２とＮＰＮ型の放電トランジスタ１４８との直列回路が並列接続されている。放電トランジスタ１４８のベース端子とエミッタ端子との間には、限流抵抗２４０を介して駆動抵抗１４６の両端電圧が印加されている。

従って、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが、電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと、放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄとの加算値である制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことによって放電トランジスタ１４８が閉路駆動されて、放電抵抗１４２にはその抵抗値である放電抵抗Ｒｘに反比例した放電電流［Ｉｘ＝Ｖ／Ｒｘ］が流れるようになっている。

なお、電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との接続位置を反対にして、駆動抵抗１４６を電圧制限ダイオード１４１の上流側に配置した場合には、放電トランジスタ１４８も上流位置に配置されて、ＰＮＰ型のトランジスタが適用されることになる。

放電制御回路１６０として電界効果型トランジスタを用いた場合について説明する。図３Ａは、実施の形態１による車載電子制御装置における第１の放電制御回路の変形例を示す回路図であって、電界効果型トランジスタを用いた場合を示している。図３Ａに示す１６０Ｘ２は、前述の第１の放電制御回路の変形例である。図３Ａにおいて、サージ抑制コンデンサ１５０には、駆動抵抗１４６と印加電圧が制限動作電圧Ｖｚ以上であることによって導通する電圧制限ダイオード１４１との直列回路が並列接続されるとともに、Ｐチャネル型の放電トランジスタ１４８と放電抵抗１４２との直列回路が並列接続されている。放電トランジスタ１４８のソース端子とゲート端子との間には、駆動抵抗１４６の両端電圧が印加されている。

従って、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが、電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと、放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄとの加算値である制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことによって放電トランジスタ１４８が閉路駆動されて、放電抵抗１４２にはその抵抗値である放電抵抗Ｒｘに反比例した放電電流［Ｉｘ＝Ｖ／Ｒｘ］が流れるようになっている。

なお、電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との接続位置を反対にして、駆動抵抗１４６を電圧制限ダイオード１４１の下流側に配置した場合には、放電トランジスタ１４８も下流位置に配置されて、Ｎチャネル型のトランジスタが適用されることになる。

次に、放電制御回路として、接合型トランジスタを用いた第２の放電制御回路の構成について説明する。図２Ｂは、実施の形態１による車載電子制御装置における第２の放電制御回路を示す回路図であって、第２の放電制御回路に接合型トランジスタを用いて構成した場合を示している。図２Ｂに示す１６０Ｙ１は、図１における放電制御回路１６０の具体例としての第２の放電制御回路である。図２Ｂにおいて、サージ抑制コンデンサ１５０には、印加電圧が制限動作電圧Ｖｚ以上であることによって導通する電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６の直列回路が並列接続されるとともに、等価放電抵抗１４２ｅとＰＮＰ型の放電トランジスタ１４８との直列回路が並列接続され、更に、仲介電圧制限ダイオード２４１と、仲介駆動抵抗２４６と仲介トランジスタ２４８との直列回路が並列接続されている。

そして、ＮＰＮ型の仲介トランジスタ２４８のベース端子とエミッタ端子との間には限流抵抗２４０を介して駆動抵抗１４６の両端電圧が印加され、仲介電圧制限ダイオード２４１による仲介制限電圧Ｖｅは、等価放電抵抗１４２ｅを介して放電トランジスタ１４８のエミッタ端子とベース端子間に印加されている。なお、放電トランジスタ１４８のコレクタ端子側に発熱分散抵抗２４２を直列接続すると、放電電流Ｉｘによる放電トランジスタ１４８の発熱を抑制することができるように構成されている。

従って、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが、電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと、仲介トランジスタ２４８の動作電圧Ｖｄとの加算値である制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことによって仲介トランジスタ２４８が閉路駆動されて、放電トランジスタ１４８を通電駆動するための仲介制限電圧Ｖeが発生する。これによって、等価放電抵抗１４２ｅにはその抵抗値である放電抵抗Ｒｘと、ここに流れる放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］が発生し、この帰還電圧に放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄを加算した電圧が、仲介制限電圧Ｖｅと等しくなる算式［Ｖｅ＝Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ］によって一定の放電電流［Ｉｘ＝（Ｖｅ−Ｖｄ）／Ｒｘ］が流れるようになっている。

なお、電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との接続位置を反対にした場合には、ＰＮＰ型トランジスタとＮＰＮ型トランジスタは、相互に入れ換えて使用されることになる。

次に、放電制御回路として、電界効果型トランジスタを用いた第２の放電制御回路の変形例について説明する。図３Ｂは、実施の形態１による車載電子制御装置における第２の放電制御回路の変形例を示す回路図であって、電界効果型トランジスタを用いて構成した場合を示している。図３Ｂに示す１６０Ｙ２は、前述の第２の放電制御回路の変形例である。図３Ｂにおいて、サージ抑制コンデンサ１５０には、駆動抵抗１４６と印加電圧が制限動作電圧Ｖｚ以上であることによって導通する電圧制限ダイオード１４１との直列回路が並列接続されるとともに、Ｎチャネル型の放電トランジスタ１４８と等価放電抵抗１４２ｅとの直列回路が並列接続され、更に、仲介トランジスタ２４８と仲介駆動抵抗２４６と仲介電圧制限ダイオード２４１との直列回路が並列接続されている。

そして、Ｐチャネル型の仲介トランジスタ２４８のソース端子とゲート端子との間には、駆動抵抗１４６の両端電圧が印加され、仲介電圧制限ダイオード２４１による仲介制限電圧Ｖｅは、等価放電抵抗１４２ｅを介して放電トランジスタ１４８のゲート端子とソース端子間に印加されている。なお、放電トランジスタ１４８のドレーン端子側に発熱分散抵抗２４２を直列接続すると、放電電流Ｉｘによる放電トランジスタ１４８の発熱を抑制することができるように構成されている。

従って、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが、電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと、仲介トランジスタ２４８の動作電圧Ｖｄとの加算値である制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことによって仲介トランジスタ２４８が閉路駆動されて、放電トランジスタ１４８を通電駆動するための仲介制限電圧Ｖｅが発生する。

これによって、等価放電抵抗１４２ｅには、その抵抗値である放電抵抗Ｒｘと、ここに流れる放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］が発生し、この帰還電圧に放電トランジス１４８の動作電圧Ｖｄを加算した電圧が仲介制限電圧Ｖｅと等しくなる算式［Ｖｅ＝Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ］によって一定の放電電流［Ｉｘ＝（Ｖｅ−Ｖｄ）／Ｒｘ］が流れるようになっている。

なお、電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との接続位置を反対にした場合には、Ｐチャネル型トランジスタとＮチャネル型トランジスタは、相互に入れ換え使用されることになる。

次に、放電制御回路として、接合型トランジスタを用いた第３の放電制御回路の構成について説明する。図２Ｃは、実施の形態１による車載電子制御装置における第３の放電制御回路図を示す回路図であって、第３の放電制御回路図を接合型トランジスタで示している。図２Ｃに示す１６０Ｚ１は、図１における放電制御回路１６０の具体例としての第３の放電制御回路である。図２Ｃにおいて、サージ抑制コンデンサ１５０には、印加電圧が制限動作電圧Ｖｚ以上であることによって導通する電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６の直列回路が並列接続されるとともに、等価放電抵抗１４２ｅとＰＮＰ型の放電トランジスタ１４８との直列回路が並列接続され、更に、一対の仲介駆動抵抗２４６、２４７と仲介トランジスタ２４８との直列回路が並列接続されている。

そして、ＮＰＮ型の仲介トランジスタ２４８のベース端子とエミッタ端子との間には限流抵抗２４０を介して駆動抵抗１４６の両端電圧が印加され、上流側の仲介駆動抵抗２４７による充電電圧Ｖの分圧電圧γＶは、等価放電抵抗１４２ｅを介して放電トランジスタ１４８のエミッタ端子とベース端子間に印加されている。

なお、放電トランジスタ１４８のコレクタ端子側に発熱分散抵抗２４２を直列接続すると、放電電流Ｉｘによる放電トランジスタ１４８の発熱を抑制することができるように構成されている。

従って、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが、電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと、仲介トランジスタ２４８の動作電圧Ｖｄとの加算値である制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことによって仲介トランジスタ２４８が閉路駆動されて、放電トランジスタ１４８を通電駆動するための分圧電圧γＶが発生する。但し、γは一対の仲介駆動抵抗２４６、２４７による分圧比である。

これによって、等価放電抵抗１４２ｅには、その抵抗値である放電抵抗Ｒｘと、ここに流れる放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］が発生し、この帰還電圧に放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄを加算した電圧が分圧電圧γＶと等しくなる算式［γＶ＝Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ］によって放電電流［Ｉｘ＝（γＶ−Ｖｄ）／Ｒｘ］が流れ、この放電電流Ｉｘは充電電圧Ｖの値によって可変となっている。

なお、電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との接続位置を反対にした場合には、ＰＮＰ型トランジスタとＮＰＮ型トランジスタは、相互に入れ換えて使用されることになる。

次に、放電制御回路として、電界効果型トランジスタを用いた第３の放電制御回路の構成について説明する。図３Ｃは、実施の形態１による車載電子制御装置における第３の放電制御回路図の変形例を示す回路図であって、電界効果型トランジスタを用いて構成した場合を示している。図３Ｃに示す１６０Ｚ２は、前述の第３の放電制御回路の変形例である。図３Ｃにおいて、サージ抑制コンデンサ１５０には、駆動抵抗１４６と印加電圧が制限動作電圧Ｖｚ以上であることによって導通する電圧制限ダイオード１４１との直列回路が並列接続されるとともに、Ｎチャネル型の放電トランジスタ１４８と等価放電抵抗１４２ｅとの直列回路が並列接続され、更に、仲介トランジスタ２４８と一対の仲介駆動抵抗２４６、２４７との直列回路が並列接続されている。

そして、Ｐチャネル型の仲介トランジスタ２４８のソース端子とゲート端子との間には駆動抵抗１４６の両端電圧が印加され、下流側の仲介駆動抵抗２４７による分圧電圧γＶは、等価放電抵抗１４２ｅを介して放電トランジスタ１４８のゲート端子とソース端子間に印加されている。

なお、放電トランジスタ１４８のドレーン端子側に発熱分散抵抗２４２を直列接続すると、放電電流Ｉxによる放電トランジスタ１４８の発熱を抑制することができるように構成されている。

従って、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが、電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと仲介トランジスタ２４８の動作電圧Ｖｄとの加算値である制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことによって、仲介トランジスタ２４８が閉路駆動されて、放電トランジスタ１４８を通電駆動するための分圧電圧γＶが発生する。

これによって、等価放電抵抗１４２ｅには、その抵抗値である放電抵抗Ｒｘと、ここに流れる放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］が発生し、この帰還電圧に放電トランジス１４８の動作電圧Ｖｄを加算した電圧が分圧電圧γＶと等しくなる算式［γＶ＝Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ］によって放電電流［Ｉｘ＝（γＶ−Ｖｄ）／Ｒｘ］が流れ、この放電電流Ｉｘは充電電圧Ｖの値によって可変となっている。

なお、電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との接続位置を反対にした場合には、Ｐチャネル型トランジスタとＮチャネル型トランジスタは、相互に入れ換え使用されることになる。

（２）作用・動作の詳細な説明
以下、図１のとおり構成された実施の形態１による車載電子制御装置１００Ａと、接合型トランジスタを用いた第１の放電制御回路１６０Ｘ１を示す図２Ａ又は電界効果型トランジスタを用いた第１の放電制御回路１６０Ｘ２を示す図３Ａと、接合型トランジスタを用いた第２の放電制御回路１６０Ｙ１を示す図２Ｂ又は電界効果型トランジスタを用いた第２の放電制御回路１６０Ｙ２を示す図３Ｂと、接合型トランジスタを用いた第３の放電制御回路１６０Ｚ１を示す図２Ｃ又は電界効果型トランジスタを用いた第３の放電制御回路１６０Ｚ２を示す図３Ｃについて、その作用、動作を詳細に説明する。

まず、図１において、図示していない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路し、開閉素子１４３ｉ（ｉ＝a、ｂ、ｃ）のいずれかが開路している状態において、これに接続されている誘導性負荷１０４ｉ（ｉ＝a、ｂ、ｃ）から放出ダイオード１４４ｉ（ｉ＝a、ｂ、ｃ）を介してサージ抑制コンデンサ１５０に予備充電電流が流れ、その充電経路には第１の予備充電抵抗１４７ａが直列接続されている。従って、第１の予備充電抵抗１４７ａの抵抗値を、誘導性負荷１０４ｉの抵抗値よりも十分大きくしておくことによって誘導性負荷１０４ｉの誤作動が防止され、この予備充電によってサージ抑制コンデンサ１５０はバッテリ電圧Ｖｂｂまで充電されることになる。

続いて、演算制御回路部１３０Ａは、図示していない様々な入力信号に応動して、開閉素子１４３ｉのそれぞれに対する駆動指令信号ＤＲｉを発生する。いずれかの誘導性負荷１０４ｉの駆動電流がＩ０ｉに達した時点で演算制御回路部１３０Ａからの駆動指令信号ＤＲｉが解除されると、開閉素子１４３ｉが開路した時点における個別遮断電流Ｉ０ｉは、放出ダイオード１４４ｉとサージ抑制コンデンサ１５０と短絡防止ダイオード１４９ａを介して還流して、誘導性負荷１０４ｉに蓄積されていた個別電磁エネルギーＥｉがサージ抑制コンデンサ１５０に放出される。

このようにして、一個又は複数の誘導性負荷１０４ｉの断続通電によって、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが所定の制限電圧Ｖ０に到達すると、初期充電が完了して、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが所定の制限電圧Ｖ０を超過し、放電制御回路１６０が作用して、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖを所定の制限電圧Ｖ０に維持するようになっている。

なお、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが制限電圧Ｖ０に達成した後において発生した個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰するまでの個別遮断時間Ｔｆｉは、下記の式（１１）により算出される。

Ｔｆｉ＝［（Ｉ０ｉ×Ｒ０ｉ）／（Ｖ０−Ｖｂｂ＋Ｉ０ｉ×Ｒ０ｉ）］
×（Ｌ０ｉ／Ｒ０ｉ）
・・・式(１１)

ただし、Ｌ０ｉは誘導性負荷１０４ｉのインダクタンス、Ｒ０ｉは誘導性負荷１０４ｉの内部抵抗であり、［Ｉ０ｉ×Ｒ０ｉ≦Ｖｂｂ］であるから、式（11）は下記の式（１１ａ）のとおり簡略化される。

Ｔｆｉ≦（Ｖｂｂ／Ｖ０）×（Ｌ０ｉ／Ｒ０ｉ） ・・・・式（１１ａ）

誘導性負荷１０４ｉの時定数となる（Ｌ０ｉ／Ｒ０ｉ）は、例えば５００［μｓｅｃ］であり、昇圧比［（Ｖ０／Ｖｂｂ）＝５０／１４］とすれば、個別遮断時間Ｔｆｉの一例は１４０［μｓｅｃ］となる。同様の誘導性負荷１０４ｉが１０個あるとすれば、式（１）による代表断続周期Ｔ０は［Ｔ０＝２×１０×０．１４＝２．８［ｍｓｅｃ］となるが、実態としての代表断続周期Ｔ０は５［ｍｓｅｃ］以上となっている。

従って、例えば１４０［μｓｅｃ］の短時間で発生した電磁エネルギーは、例えば５［ｍｓｅｃ］以上の長時間をかけて放電制御回路１６０で吸収すればよいので、遮断電流Ｉ0に比べ、放電電流Ｉｘは大幅に抑制され、発生エネルギーと消費エネルギーは同一であっても、放電制御回路１６０で発生する最大消費電力は大幅に抑制されるようになっている。

以上の説明では、サージ抑制コンデンサ１５０の初期充電を開閉素子１４３ｉの断続動作によって行うようにしたので、初期充電が完了するまでは誘導性負荷１０４ｉの高速遮断性能が得られないことになるが、運転開始後の短期間であってもこれを容認できない誘導性負荷が含まれている場合には、図５、図６で後述する昇圧制御回路部１１０Ｃ、１１０Ｄに相当する昇圧制御回路部１１０Ａを併用することができる。これを用いると、電源スイッチが閉路された直後に速やかにサージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖを制限電圧Ｖ０まで初期充電しておくことができるものである。

図２Ａに示す接合型トランジスタを用いた第１の放電制御回路１６０Ｘ１又は図３Ａに示す電界効果型トランジスタを用いた第１の放電制御回路１６０Ｘ２と、図２Ｂに示す接合型トランジスタを用いた第２の放電制御回路１６０Ｙ１又は図３Ｂに示す電界効果型トランジスタを用いた第２の放電制御回路１６０Ｙ２と、図２Ｃに示す接合型トランジスタを用いた第３の放電制御回路１６０Ｚ１又は図３Ｃに示す電界効果型トランジスタを用いた第３の放電制御回路１６０Ｚ２との、個々の動作については、すでに説明したとおりであるが、ここでは全体としての作用について補足説明する。

まず、各図において共通した作用としては、放電トランジスタ１４８に流れる放電電流Ｉｘの値は、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖと所定の制限電圧Ｖ０との間の増分電圧［ΔＶ＝Ｖ−Ｖ０］の大小には依存しておらず、［ΔＶ＞０］であれば放電電流Ｉｘが流れ、［ΔＶ≦０］であれば放電電流Ｉｘはゼロとなる。

そして、図２Ａに示す第１の放電制御回路１６０Ｘ１、図３Ａに示す第１の放電制御回路１６０Ｘ２の場合には、放電電流Ｉｘは放電抵抗Ｒｘに反比例した算式［Ｉｘ＝Ｖ／Ｒｘ＝（Ｖ０＋ΔＶ）／Ｒｘ≒Ｖ０／Ｒｘ］で示され、［ΔＶ＜＜Ｖ０］の条件下では一定の値となっているが、増分電圧ΔＶが増加すると放電電流Ｉｘも増加して、速やかに放電させようとする。これに伴って第１の放電制御回路１６０Ｘ１、第１の放電制御回路１６０Ｘ２の消費電力も増大する。

これに対し、図２Ｂに示す第２の放電制御回路１６０Ｙ１、図３Ｂに示す第２の放電制御回路１６０Ｙ２の場合には、仲介電圧制限ダイオード２４１の仲介制限電圧Ｖｅと、放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄと等価放電抵抗１４２ｅの抵抗値である放電抵抗Ｒｘによって算式［Ｉｘ＝（Ｖｅ−Ｖｄ）／Ｒｘ］によって算出される一定電流となっている。従って、充電電圧［Ｖ＝Ｖ０＋ΔＶ］が増加したときの第２の放電制御回路１６０Ｙ１、第２の放電制御回路１６０Ｙ２の消費電力の増加は抑制されるが、増分電圧ΔＶの減少を促進することはできないことになる。

そして、図２Ｃに示す第３の放電制御回路１６０Ｚ１および図３Ｃに示す第３の放電制御回路１６０Ｚ２の場合には、一対の仲介駆動抵抗２４６、２４７による分圧電圧γＶと放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄと等価放電抵抗１４２ｅの抵抗値である放電抵抗Ｒxによって算式［Ｉｘ＝（γＶ−Ｖｄ）／Ｒｘ］によって算出される可変電流となっている。従って、増分電圧ΔＶが増加すると放電電流Ｉｘも増加して、速やかに放電させようとするが、これに伴って第３の放電制御回路１６０Ｚ１および第３の放電制御回路１６０Ｚ２の消費電力も増大する。その傾向は、第１の放電制御回路１６０Ｘ１および第１の放電制御回路１６０Ｘ２の場合よりも顕著である。

一方、第１の放電制御回路１６０Ｘ１、１６０Ｘ２で発生する消費電力の殆ど全ては放電抵抗１４２で分担することになるが、第２の放電制御回路１６０Ｙ１、１６０Ｙ２、あるいは第３の放電制御回路１６０Ｚ１、１６０Ｚ２では、一部の消費電力を等価放電抵抗１４２ｅが分担するものの、大半の消費電力を放電トランジスタ１４８で分担することになる。しかし、放電トランジスタ１４８に発熱分散抵抗２４２を直列接続しておくと、放電トランジスタ１４８の消費電力を分担することができることになる。

（３）実施の形態１の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり、実施の形態１における請求項１に関連し、
車両に搭載された車載バッテリ１０１からバッテリ電圧Ｖｂｂが給電される１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに対して直列接続された開閉素子１４３ｉと、前記開閉素子１４３ｉが開路したときに発生するサージ電圧を抑制するとともに、前記誘導性負荷１０４ｉの駆動電流を急速減衰するための急速遮断回路とを備えた車載電子制御装置１００Ａであって、
前記急速遮断回路は、前記１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに接続された放出ダイオード１４４ｉと、前記誘導性負荷１０４ｉが発生する誘導電圧を所定の制限電圧Ｖ０に抑制する前記誘導性負荷１０４ｉに共通のサージ抑制コンデンサ１５０とを備え、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記開閉素子１４３ｉのうちのいずれかにより前記誘導性負荷１０４ｉの断続通電を行うか又は昇圧制御回路部１１０Ａから得られる初期充電電圧により、前記所定の制限電圧Ｖ０が得られる初期電圧に充電され、
前記急速遮断回路は更に、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖの値が、前記制限電圧Ｖ０を超過したときに、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電荷を放出する放電制御回路１６０を備えている。

そして、前記放電制御回路１６０は、少なくとも前記制限電圧Ｖ０を設定する電圧制限ダイオード１４１と、前記サージ抑制コンデンサ１５０の前記充電電圧Ｖが、前記目標電圧を超過したことによって、前記放電制御回路１６０に放電電流Ｉｘを通電する放電トランジスタ１４８と、前記放電電流Ｉｘを前記目標電圧に比例した値に規制する放電抵抗１４２、又は前記目標電圧の変動に対して一定の前記放電電流Ｉｘを得るための定電流回路で構成された等価放電抵抗１４２ｅである直列抵抗とを備え、
前記充電電圧Ｖは、前記放電電流Ｉｘが制御されて前記制限電圧Ｖ０と等しくなり、
前記開閉素子１４３ｉの個別の断続周期である個別断続周期Ｔ０ｉは、いずれも、個別の前記開閉素子１４３ｉが開路して前記個別の誘導性負荷１０４ｉに流れる個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰する個別遮断時間Ｔｆｉの合算値の２倍となる代表断続周期［Ｔ０＝ΣＴｆｉ×２］以下となるようにされている。

また、実施の形態１における請求項１に関連し、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記開閉素子１４３ｉによって代表負荷の断続を行うか、又は複数の前記開閉素子１４３ｉを順次断続通電することによって、前記充電電圧Ｖが前記バッテリ電圧Ｖｂｂの２倍以上の値である前記所定の制限電圧Ｖ０となる初期充電が行われる静電容量Ｃを備え、
前記代表負荷は、前記誘導性負荷１０４ｉの前記個別遮断電流Ｉ０ｉと、個別インダクタンスＬ０ｉとから算出される１回の個別放出エネルギー［Ｅ０ｉ＝Ｌ０ｉ×Ｉ０ｉ^２／２］を、前記個別断続周期Ｔ０ｉで除算して得られる個別放出電力［Ｐ０ｉ＝Ｅ０ｉ／Ｔ０ｉ］の合算値ΣＰ０ｉが、ｎ個の前記代表負荷のそれぞれによる代表放出電力［Ｐ０＝Ｅ０／Ｔ０］の合算値である全放出電力［Ｐ＝ｎ×Ｐ０］と等しくなる仮想負荷であって、
前記代表負荷の遮断電流は代表遮断電流Ｉ０となり、前記代表負荷のインダクタンスは代表インダクタンスＬ０となり、前記代表負荷の断続周期は代表断続周期Ｔ０となり、
１個の前記代表負荷による代表放出エネルギーＥ０は、式［Ｅ０＝Ｌ０×Ｉ０^２／２］により示され、
前記代表負荷により前記制限電圧Ｖ０までの初期充電を行うための初期充電回数Ｎは、式［Ｎ＝（Ｃ／Ｌ０)×（Ｖ０／Ｉ０）^２］により示され、
前記初期充電の完了後において、前記代表負荷の１回の通電遮断を行うことによる代表増分電圧ΔＶ０は、式［ΔＶ０／Ｖ０＝√（１＋１／Ｎ）−１］により示されるものであ
る。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサに対する初期充電は１個又は複数の誘導性負荷のいずれかの断続動作によって行われ、複数の誘導性負荷の場合には代表負荷の断続動作を行った場合に前記算式で示される初期充電回数Ｎによって所定の制限電圧Ｖ０まで充電されるようになっている。

従って、個別放出電力Ｐ０ｉが小さい誘導性負荷を断続駆動した場合の初期充電回数Ｎは、前記算式）による場合よりも増大することになるが、複数の誘導性負荷が順次交替しながら断続制御されるような用途においては短期間に初期充電を完了することができるので、初期充電用の昇圧制御回路が不要となって安価な構成となる特徴がある。なお、初期充電回数Ｎとして、［Ｎ＝５］又は［Ｎ＝１０］とした場合には、前記算式により［ΔＶ０／Ｖ０］は０．１又は０．０５となるものである。

また、実施の形態１における請求項２に関連し、
前記誘導性負荷１０４ｉと前記開閉素子１４３ｉとの直列回路は、前記誘導性負荷１０４ｉが前記開閉素子143iの上流側に接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０と前記放電制御回路１６０との並列回路は、前記放出ダイオード１４４ｉと共通の短絡防止ダイオード１４９ａとを介して前記誘導性負荷１０４ｉに並列接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０には、前記開閉素子１４３ｉのいずれかが開路しているときに、前記車載バッテリ１０１から前記誘導性負荷１０４ｉと前記放出ダイオード１４４ｉを介して前記バッテリ電圧Ｖｂｂに接続する第１の予備充電抵抗１４７ａが直列接続されており、
前記第１の予備充電抵抗１４７ａは、前記誘導性負荷１０４ｉと直列に接続されていることによって、前記サージ抑制コンデンサ１５０に対する予備充電電流により、前記誘導性負荷１０４ｉが誤作動しない範囲に抑制された電流となっており、
前記短絡防止ダイオード１４９ａは、前記第１の予備充電抵１４７ａ抗の両端が前記車載バッテリ１０１の正負の電極間に接続されることを防止するように構成されている。

以上のとおり、誘導性負荷に対して直列接続されている予備充電抵抗は、
どちらか一方が上流側で他方が下流側に直列接続される誘導性負荷と開閉素子のうち、誘導性負荷側にサージ抑制コンデンサが並列接続され、このコンデンサには開閉素子が開路しているときに、車載バッテリからバッテリ電圧Ｖｂｂまで充電される第１の予備充電抵抗が接続されるようになっている。
従って、開閉素子の開閉動作が開始してから、サージ抑制コンデンサの充電電圧が目標とする制限電圧Ｖ０に到達するまでの時間を短縮し、速やかに誘導性負荷の急速遮断が行える状態となるとともに、予備充電電流によって誘導性負荷が誤作動するのを防止することができる特徴がある。
また、サージ抑制コンデンサが誘導性負荷に並列接続されているので、開閉素子を開路したときに車載バッテリが遮断電流の減少を邪魔することがない特徴がある。

また、実施の形態１における請求項４に関連し、
前記放電制御回路１６０は、接合型トランジスタ又は電界効果型トランジスタによる第１の放電制御回路１６０Ｘ１、１６０Ｘ２により構成され、
前記第１の放電制御回路１６０Ｘ１、１６０Ｘ２は、前記サージ抑制コンデンサ１５０に並列接続された、前記電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との直列回路と、前記駆動抵抗１４６の両端電圧に応動する前記放電トランジスタ１４８と、前記サージ抑制コンデンサ１５０に並列接続された、前記放電トランジスタ１４８と前記放電抵抗１４６との直列回路と、を備え、
前記放電トランジスタ１４８は、ベース端子とエミッタ端子間のベース電圧Ｖｂｅが動作電圧Ｖｄとなる接合型トランジスタであるか、又は、ゲート端子とソース端子間のゲート電圧Ｖｇが動作電圧Ｖｄとなる電界効果型トランジスタにより構成され、
前記接合型トランジスタは、前記駆動抵抗１４６が前記電圧制限ダイオード１４１の下流位置に接続されている場合には、ＮＰＮ接合型トランジスタが用いられ、前記駆動抵抗１４６が前記電圧制限ダイオード１４１の上流位置に接続されている場合には、ＰＮＰ接合型トランジスタが用いられ、
前記電界効果型トランジスタは、前記駆動抵抗１４６が前記電圧制限ダイオード１４１の下流位置に接続されている場合には、Ｎチャネル型電界効果型トランジスタが用いられ、前記駆動抵抗１４６が前記電圧制限ダイオード１４１の上流位置に接続されている場合には、Ｐチャネル型電界効果型トランジスタが用いられ、
前記サージ抑制コンデンサ１５０の前記充電電圧Ｖが、前記電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと前記動作電圧Ｖｄとの加算値となる制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことにより前記放電トランジスタ１４８が閉路駆動されて、前記放電抵抗１４６の抵抗値である放電抵抗Ｒｘに反比例した放電電流［Ｉｘ＝Ｖ／Ｒｘ］が流れ、
前記充電電圧Ｖが前記制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］未満であるときは、前記放電トランジスタ１４８が開路されるようになっている。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサに並列接続される放電制御回路は、電圧制限ダイオードに直列接続された駆動抵抗の両端電圧に応動する放電トランジスタを備え、この放電トランジスタが閉路したことによって、サージ抑制コンデンサの充電電荷の一部が放電抵抗Ｒｘに放出されて、サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖが制限電圧Ｖ０未満になると放電トランジスタが開路して放電が停止し、増分電圧［ΔＶ＝Ｖ−Ｖ０］をゼロに復元するようになっている。
従って、［ΔＶ＜＜Ｖ０］であるときには、放電電流［Ｉｘ＝Ｖ／Ｒｘ＝（Ｖ０＋ΔＶ）／Ｒｘ≒Ｖ０／Ｒｘ］となってほぼ一定電流で放電が行われ、複数の開閉素子が短時間中に順次開路して、一時的に増分電圧ΔＶが通常値よりも大きくなった場合は、放電電流Ｉｘが増加して速やかに通常状態に復元することができる特徴がある。

なお、この実施の形態１では放電トランジスタは閉路又は開路の状態で使用されるのでその消費電力が小さくなり、開閉素子の断続動作に伴って誘導性負荷が放出する電磁エネルギーの多くは放電抵抗によって吸収され、この放電抵抗は高熱放散性の取付け構造が適用されている。
これは、後述の実施の形態２、３、および４についても同様である。

また、実施の形態１における請求項５に関連し、
前記放電制御回路１６０は、接合型トランジスタ、又は電界効果型トランジスタによる第２の放電制御回路１６０Ｙ１、１６０Ｙ２により構成され、
前記第２の放電制御回路１６０Ｙ１、１６０Ｙ２は、前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との直列回路と、前記駆動抵抗１４６の両端電圧に応動する仲介トランジスタ２４８と、前記サージ抑制コンデンサ１５０に並列接続された、仲介駆動抵抗２４６と仲介電圧制限ダイオード２４１と前記仲介トランジスタ２４８との直列回路と、
前記サージ抑制コンデンサ１５０に並列接続された、前記等価放電抵抗１４２ｅと前記放電トランジスタ１４８との直列回路と、を備え、
前記放電トランジスタ１４８は、前記仲介電圧制限ダイオード２４１の仲介制限電圧Ｖｅの値に応動して導通し、
前記仲介トランジスタ２４８は、前記サージ抑制コンデンサ１５０の前記充電電圧Ｖが、前記電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと前記仲介トランジスタ２４８の駆動電圧Ｖｄとの加算値となる制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことにより閉路駆動されて、前記仲介駆動抵抗２４６を介して前記仲介電圧制限ダイオード２４１に通電し、
前記放電トランジスタ１４８は、前記等価放電抵抗１４２ｅによる放電抵抗Ｒｘと前記放電抵抗Ｒｘに流入する前記放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］と、前記放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄと、の加算値［Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ］が、前記仲介電圧制限ダイオード２４１による前記仲介制限電圧Ｖｅに等しくなるように、［Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ＝Ｖｅ］に基づいて前記放電電流Ｉｘによる定電流放電を行うように構成されている。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサに並列接続される放電制御回路は、電圧制限ダイオードに直列接続された駆動抵抗の両端電圧に応動する仲介トランジスタを備え、この仲介トランジスタが閉路したことによって仲介電圧制限ダイオードによる仲介制限電圧Ｖｅに応動すると放電トランジスタの定電流制御が行われ、これによって、サージ抑制コンデンサの充電電荷の一部が一定の放電電流によって放出されて、サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖが制限電圧Ｖ０未満になると仲介トランジスタと放電トランジスタとが開路して放電が停止して、増分電圧［ΔＶ＝Ｖ−Ｖ０］をゼロに復元するようになっている。

従って、充電電圧ＶがＶ０〜（Ｖ０＋ΔＶ）に変動しても、放電トランジスタによる放電電流［Ｉｘ＝（Ｖｅ−Ｖｄ）／Ｒｘ］は、増分電圧ΔＶの変動の有無に関わらず一定となり、複数の開閉素子が短時間中に順次開路して、一時的に増分電圧ΔＶが通常値よりも大きくなった場合でも、放電制御回路の消費電力の変動を抑制することができる特徴がある。
なお、実施の形態１では放電トランジスタの導通状態は所定の放電電流Ｉｘを得るために自動的に変動しており、その消費電力に対応した高熱放散性の取付け構造が適用されており、等価放電抵抗１４２ｅによる消費電力を大幅に抑制することができるようになっている。
また、適用されるトランジスタの形式は、ＮＰＮ型又はＰＮＰ型の接合型トランジスタであるか、Ｎチャネル型又はＰチャネル型の電界効果型トランジスタとなっている。これは、後述する実施の形態２、３、及び４についても同様である。

また、実施の形態１における請求項６に関連し、
前記放電制御回路１６０は、接合型トランジスタ、又は電界効果型トランジスタによる第３の放電制御回路１６０Ｚ１、１６０Ｚ２により構成され、
前記第３の放電制御回路１６０Ｚ１、１６０Ｚ２は、前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記電圧制限ダイオード１４１と駆動抵抗１４６との直列回路と、
前記駆動抵抗１４６の両端電圧に応動する仲介トランジスタ２４８と、
前記サージ抑制コンデンサ１５０に並列接続された、一対の仲介駆動抵抗２４６、２４７と前記仲介トランジスタ２４８との直列回路と、
前記サージ抑制コンデンサ１５０に並列接続された、前記等価放電抵抗１４２ｅと前記放電トランジスタ１４８との直列回路と、を備え、
前記放電トランジスタ１４８は、一対の前記仲介駆動抵抗２４６、２４７の一方に発生する前記充電電圧Ｖの分圧電圧γＶに応動して導通し、
前記サージ抑制コンデンサ１５０の前記充電電圧Ｖが、前記電圧制限ダイオード１４１の制限動作電圧Ｖｚと前記仲介トランジスタ２４８の駆動電圧Ｖｄとの加算値となる制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことにより前記仲介トランジスタ２４８が閉路駆動されて、一対の前記仲介駆動抵抗２４６、２４７の一方において前記分圧電圧γＶを発生し、
前記放電トランジスタ１４８は、前記等価放電抵抗１４２ｅによる放電抵抗Ｒｘと、前記放電抵抗Ｒｘに流入する前記放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］と、前記放電トランジスタ１４８の動作電圧Ｖｄとの加算値が前記分圧電圧γＶに等しくなるように、式［Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ＝γＶ］に基づいて、前記充電電圧Ｖの値により変動する前記放電電流Ｉｘによる可変電流放電を行うように構成されている。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサに並列接続される放電制御回路は、電圧制限ダイオードに直列接続された駆動抵抗の両端電圧に応動する仲介トランジスタを備え、この仲介トランジスタが閉路したことによって一対の仲介駆動抵抗がサージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖに比例した分圧電圧γＶを発生し、サージ抑制コンデンサには更に、等価放電抵抗Ｒｘと放電トランジスタとの直列回路が並列接続されていて、この放電トランジスタはその動作電圧Ｖｄと前記分圧電圧γＶの値に応動した放電電流［Ｉｘ＝（γＶ−Ｖｄ）／Ｒｘ］が流れるようになっている。
これによって、サージ抑制コンデンサの充電電荷の一部が放出されて、サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖが制限電圧Ｖ０未満になると仲介トランジスタと放電トランジスタとが開路して放電が停止して、増分電圧［ΔＶ＝Ｖ−Ｖ０］をゼロに復元するようになっている。

従って、［ΔＶ＜＜Ｖ０］であるときには、放電電流［Ｉｘ≒（γＶ０−Ｖｄ）／Ｒｘ］となってほぼ一定電流で放電が行われ、複数の開閉素子が短時間中に順次開路して、一時的に増分電圧ΔＶが通常値よりも大きくなった場合は、放電電流Ｉｘが増加して速やかに通常状態に復元することができる特徴がある。
なお、実施の形態１では、放電トランジスタの導通状態は所定の放電電流Ｉｘを得るために自動的に変動しており、その消費電力に対応した高熱放散性の取付け構造が適用されており、等価放電抵抗１４２ｅによる消費電力を大幅に抑制することができるようになっている。
また、適用されるトランジスタの形式は、ＮＰＮ型又はＰＮＰ型の接合型トランジスタであるか、Ｎチャネル型又はＰチャネル型の電界効果型トランジスタとなっている。
これは、後述する実施の形態２、３、および４についても同様である。

また、実施の形態１における請求項７に関連し、
前記放電トランジスタ１４８のエミッタ端子側又はソース端子側に、前記等価放電抵抗１４２ｅが接続され、前記放電トランジスタ１４８のコレクタ端子又はドレーン端子側に、発熱分散抵抗２４２が直列接続され、
前記発熱分散抵抗２４８の抵抗値である分散抵抗Ｒｅは、前記等価放電抵抗１４２ｅの抵抗値である前記放電抵抗Ｒｘの値よりも大きく設定されている。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサに並列接続される放電トランジスタには放電抵抗Ｒｘと分散抵抗Ｒｅとが直列接続されている。
従って、放電電流Ｉｘが流れているときの放電トランジスタの両端電圧は、［Ｖ−Ｉｘ×Ｒｘ−Ｉｘ×Ｒｅ］となって、サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖから放電抵抗の両端電圧［Ｉｘ×Ｒｘ］と、分散抵抗の両端電圧［Ｉｘ×Ｒｅ］とを減じた値となり、放電制御回路で発生する消費電力を放電トランジスタと放電抵抗と発熱分散抵抗によって分担して、それぞれの熱放散構造を簡略化することができるとともに、放電抵抗における消費電力を小さくして、その温度上昇による抵抗値の変動を抑制し、放電トランジスタの電流制御特性を向上することができる特徴がある。
これは、後述する実施の形態２、３、及び４についても同様である。

実施の形態２．
次に、実施の形態２による車載電子制御装置について詳細に説明する。
（１）構成の詳細な説明
図４は、実施の形態２による車載電子制御装置１００Ｂの全体構成を示すブロック図である。図４において、複数の誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ(以下の説明では、符号ａ、ｂ、cを代表してｉを用いることがある）の上流端には、それぞれ開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃ(１４３ｂ、１４３ｃは図示せず）と、電源リレーの出力接点１０２を介して、車載バッテリ１０１のバッテリ電圧Ｖｂｂが印加されている。各誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの下流端は、車載バッテリ１０１の負極端子が接続されたグランドラインＧＮＤに接続されている。

そして、各誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの下流端は、短絡防止ダイオード１４９ａを介してサージ抑制コンデンサ１５０の正側端子に接続されている。サージ抑制コンデンサ１５０の負側端子は、放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃを介してそれぞれ誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの上流端に接続されている。

また、サージ抑制コンデンサ１５０には、過充電防止回路１４５Ｂの主体となる放電制御回路１６０が並列接続されている。放電制御回路１６０は、前述の図２Ａと図３Ａのいずれかに示される第１の放電制御回路、又は前述の図２Ｂと図３Ｂのいずれかに示される第２の放電制御回路、又は前述の図２Ｃと図３Ｃのいずれかに示される第３の放電制御回路が適用されている。

なお、いずれかの開閉素子１４３ａ、１４３ｂ（図示せず）、１４３ｃ（図示せず）が開路されているときに、サージ抑制コンデンサ１５０の正極端子には逆流防止ダイオード１４９ｂと第１の予備充電抵抗１４７ａ、及びいずれかの放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃと誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃとを介して、バッテリ電圧Ｖｂｂによる予備充電が行われるようになっている。

また、マイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路部１３０Ｂは、開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃに対する駆動指令信号ＤＲａ、ＤＲｂ、ＤＲｃを発生して、開閉制御回路１４０Ｂの主体となる開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃを断続駆動制御する。車載電子制御装置１００Ｂは、演算制御回路部１３０Ｂと、開閉制御回路１４０Ｂと、過充電防止回路１４５Ｂと、サージ抑制コンデンサ１５０によって構成されているが、図５において後述する昇圧制御回路部１１０Ｃに相当した昇圧制御回路部１１０Ｂを併用することもできるようになっている。

そして、図４に示す実施の形態２の車載電子制御装置１００Ｂは、開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃが誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの上流位置に接続されていて、しかも、過充電防止回路１４５Ｂとサージ抑制コンデンサ１５０との並列回路が、放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃと短絡防止ダイオード１４９ａを介して誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃに対して並列接続されるようになっている。

（２）作用・動作の詳細な説明
以下、図４のとおり構成された実施の形態２による車載電子制御装置１００Ｂについて、その作用、動作を詳細に説明する。図４において、図示していない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路し、開閉素子１４３ｉ（ｉ＝ａ、ｂ、ｃ）の何れかが開路している状態において、サージ抑制コンデンサ１５０の正側端子は、逆流防止ダイオード１４９ｂと第１の予備充電抵抗１４７ａを介して車載バッテリ１０１に接続され、サージ抑制コンデンサ１５０の一方の負側端子は、放出ダイオード１４４ｉと誘導性負荷１０４ｉを介してグランドラインＧＮＤに接続されて、車載バッテリ１０１によるサージ抑制コンデンサ１５０の予備充電が行われるようになっている。

従って、第１の予備充電抵抗１４７ａの抵抗値を、誘導性負荷１０４ｉの抵抗値よりも十分大きくしておくことによって誘導性負荷１０４ｉの誤作動が防止され、この予備充電によってサージ抑制コンデンサ１５０はバッテリ電圧Ｖｂｂまで充電されることになる。

続いて、演算制御回路部１３０Ｂは、図示していない様々な入力信号に応動して、開閉素子１４３ｉのそれぞれに対する駆動指令信号ＤＲｉを発生し、いずれかの誘導性負荷１０４ｉの駆動電流がＩ０ｉに達した時点で演算制御回路部１３０Ｂからの駆動指令信号ＤＲｉが解除されると、開閉素子１４３ｉが開路した時点における個別遮断電流Ｉ０ｉは、短絡防止ダイオード１４９ａとサージ抑制コンデンサ１５０と放出ダイオード１４４ｉを介して還流して、誘導性負荷１０４ｉに蓄積されていた個別電磁エネルギーＥｉがサージ抑制コンデンサ１５０に放出される。

このようにして、一個又は複数の誘導性負荷１０４ｉの断続通電によって、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが所定の制限電圧Ｖ０に到達すると、初期充電が完了して、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが所定の制限電圧Ｖ０を超過すると放電制御回路１６０が作用して、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖを所定の制限電圧Ｖ０に維持するようになっている。

なお、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧が制限電圧Ｖ０に達成した後において発生した、個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰するまでの個別遮断時間Ｔｆｉは、前述した式（１１）、式（１１ａ）によって算出される。

以上の説明では、サージ抑制コンデンサ１５０の初期充電を開閉素子１４３ｉの断続動作によって行うようにしたので、初期充電が完了するまでは誘導性負荷１０４ｉの高速遮断性能が得られないことになるが、運転開始後の短期間であってもこれを容認できない誘導性負荷が含まれている場合には、図５、図６で後述する昇圧制御回路部１１０Ｃ、１１０Ｄに相当する昇圧制御回路部１１０Ｂを併用することができる。これを用いると、電源スイッチが閉路された直後に速やかにサージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖを制限電圧Ｖ０まで初期充電しておくことができるものである。

（３）実施の形態２の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり、実施の形態２における請求項１に関連し、
車両に搭載された車載バッテリ１０１からバッテリ電圧Ｖｂｂが給電される１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに対して直列接続された開閉素子１４３ｉと、前記開閉素子１４３ｉが開路したときに発生するサージ電圧を抑制するとともに、前記誘導性負荷１０４ｉの駆動電流を急速減衰するための急速遮断回路とを備えた車載電子制御装置１００Ｂであって、
前記急速遮断回路は、前記１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに接続された放出ダイオード１４４ｉと、前記誘導性負荷１０４ｉが発生する誘導電圧を所定の制限電圧Ｖ０に抑制する前記誘導性負荷１０４ｉに共通のサージ抑制コンデンサ１５０とを備え、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記開閉素子１４３ｉのうちのいずれかにより前記誘導性負荷１０４ｉの断続通電を行うか又は昇圧制御回路部１１０Ｂから得られる初期充電電圧により、前記所定の制限電圧Ｖ０が得られる初期電圧に充電され、
前記急速遮断回路は更に、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖの値が、前記制限電圧Ｖ０を超過したときに、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電荷を放出する放電制御回路１６０を備えている。

そして、前記放電制御回路１６０は、少なくとも前記制限電圧Ｖ０を設定する電圧制限ダイオード１４１と、前記サージ抑制コンデンサ１５０の前記充電電圧Ｖが、前記目標電圧を超過したことによって、前記放電制御回路１６０に放電電流Ｉｘを通電する放電トランジスタ１４８と、前記放電電流Ｉｘを前記目標電圧に比例した値に規制する放電抵抗１４２、又は前記目標電圧の変動に対して一定の前記放電電流Ｉｘを得るための定電流回路で構成された等価放電抵抗１４２ｅである直列抵抗と、を備え、前記充電電圧Ｖは、前記放電電流Ｉｘが制御されて前記制限電圧Ｖ０と等しくなり、前記開閉素子１４３ｉの個別の断続周期である個別断続周期Ｔ０ｉは、いずれも、個別の前記開閉素子１４３ｉが開路して前記個別の誘導性負荷１０４ｉに流れる個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰する個別遮断時間Ｔｆｉの合算値の２倍となる代表断続周期［Ｔ０＝ΣＴｆｉ×２］以下となるようにされている。

また、実施の形態２における請求項１に関連し、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記開閉素子１４３ｉによって代表負荷の断続を行うか、又は複数の前記開閉素子１４３ｉを順次断続通電することによって、前記充電電圧Ｖが前記バッテリ電圧ｖｂｂの２倍以上の値である前記所定の制限電圧Ｖ０となる初期充電が行われる静電容量Ｃを備え、
前記代表負荷は、前記誘導性負荷１０４ｉの前記個別遮断電流Ｉ０ｉと、個別インダクタンスＬ０ｉとから算出される１回の個別放出エネルギー［Ｅ０ｉ＝Ｌ０ｉ×Ｉ０ｉ^２／２］を、前記個別断続周期Ｔ０ｉで除算して得られる個別放出電力［Ｐ０ｉ＝Ｅ０ｉ／Ｔ０ｉ］の合算値ΣＰ０ｉが、ｎ個の前記代表負荷のそれぞれによる代表放出電力［Ｐ０＝Ｅ０／Ｔ０］の合算値である全放出電力［Ｐ＝ｎ×Ｐ０］と等しくなる仮想負荷であって、
前記代表負荷の遮断電流は代表遮断電流Ｉ０となり、前記代表負荷のインダクタンスは代表インダクタンスＬ０となり、前記代表負荷の断続周期は代表断続周期Ｔ０となり、
１個の前記代表負荷による代表放出エネルギーＥ０は、式［Ｅ０＝Ｌ０×Ｉ０^２／２］により示され、
前記代表負荷により前記制限電圧Ｖ０までの初期充電を行うための初期充電回数Ｎは、式［Ｎ＝（Ｃ／Ｌ０)×（Ｖ０／Ｉ０）^２］により示され、
前記初期充電の完了後において、前記代表負荷の１回の通電遮断を行うことによる代表増分電圧ΔＶ０は、式［ΔＶ０／Ｖ０＝√（１＋１／Ｎ）−１］により示されるものであ
る。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサに対する初期充電は１個又は複数の誘導性負荷のいずれかの断続動作によって行われ、複数の誘導性負荷の場合には代表負荷の断続動作を行った場合に前記算式で示される初期充電回数Ｎによって所定の制限電圧Ｖ０まで充電されるようになっている。

従って、個別放出電力Ｐ０ｉが小さい誘導性負荷を断続駆動した場合の初期充電回数Ｎは、前記算式による場合よりも増大することになるが、複数の誘導性負荷が順次交替しながら断続制御されるような用途においては短期間に初期充電を完了することができるので、初期充電用の昇圧制御回路が不要となって安価な構成となる特徴がある。
なお、初期充電回数Ｎとして、［Ｎ＝５］又は［Ｎ＝１０］とした場合には、前記算式により［ΔＶ０／Ｖ０］は０．１又は０．０５となるものである。

また、実施の形態２における請求項２に関連し、
前記誘導性負荷１０４ｉと前記開閉素子１４３ｉとの直列回路は、前記開閉素子１４３ｉが前記誘導性負荷１０４ｉの上流側に接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０と前記放電制御回路１６０との並列回路は、前記放出ダイオード１４４ｉと共通の短絡防止ダイオード１４９ａとを介して前記誘導性負荷１０４ｉに並列接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０には、前記開閉素子１４３ｉのいずれかが開路しているときに、前記車載バッテリ１０１から前記誘導性負荷１０４ｉと前記放出ダイオード１４４ｉを介して前記バッテリ電圧Ｖｂｂに接続する第１の予備充電抵抗１４７ａが直列接続されており、
前記第１の予備充電抵抗１４７ａは、前記誘導性負荷１０４ｉと直列に接続されていることによって、前記サージ抑制コンデンサ１５０に対する予備充電電流により、前記誘導性負荷１０４ｉが誤作動しない範囲に抑制された電流となっており、
前記短絡防止ダイオード１４９ａは、前記第１の予備充電抵抗１４７ａの両端が前記車載バッテリ１０１の正負の電極間に接続されることを防止するように構成されている。

以上のとおり、誘導性負荷に対して直列接続されている予備充電抵抗は、
どちらか一方が上流側で他方が下流側に直列接続される誘導性負荷と開閉素子のうち、誘導性負荷側にサージ抑制コンデンサが並列接続され、このコンデンサには開閉素子が開路しているときに、車載バッテリからバッテリ電圧Ｖｂｂまで充電される第１の予備充電抵抗が接続されるようになっている。
従って、開閉素子の開閉動作が開始してから、サージ抑制コンデンサの充電電圧が目標とする制限電圧Ｖ０に到達するまでの時間を短縮し、速やかに誘導性負荷の急速遮断が行える状態となるとともに、予備充電電流によって誘導性負荷が誤作動するのを防止することができる特徴がある。
また、サージ抑制コンデンサが誘導性負荷に並列接続されているので、開閉素子を開路したときに車載バッテリが遮断電流の減少を邪魔することがない特徴がある。

実施の形態３．
次に、実施の形態３による車載電子制御装置１００Ｃについて詳細に説明する。
（１）構成の詳細な説明
図５は、実施の形態３による車載電子制御装置の構成を示すブロック図である。図５において、複数の誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ(以下、符号ａ、ｂ、ｃを代表してｉを用いることがある）の上流端には、電源リレーの出力接点１０２を介して車載バッテリ１０１のバッテリ電圧Ｖｂｂが印加され、各誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの下流端は、それぞれ開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃ(１４３ｂ、１４３ｃは図示せず）を介して車載バッテリ１０１の負極端子が接続されたグランドラインＧＮＤに接続されている。

そして、誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃの下流端は、それぞれに放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃを介してサージ抑制コンデンサ１５０の正極端子に接続されている。サージ抑制コンデンサ１５０の負極端子は、グランドラインＧＮＤに接続されている。また、サージ抑制コンデンサ１５０の正側には、過充電防止回路１４５Ｃの主体となる放電制御回路１６０の正側が接続され、放電制御回路１６０の負側は、回生ダイオード１４９ｃを介して正側電源ラインに接続されている。放電制御回路１６０は、前述の図２Ａと図３Ａのいずれかに示される第１の放電制御回路、又は前述の図２Ｂと図３Ｂのいずれかに示される第２の放電制御回路、又は前述の図２Ｃと図３Ｃのいずれかに示される第３の放電制御回路が適用されている。

なお、サージ抑制コンデンサ１５０の正極端子には、逆流防止ダイオード１４９ｂと第２の予備充電抵抗１４７ｂ、及びいずれかの放出ダイオード１４４ａ、１４４ｂ、１４４ｃと誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃとを介して、バッテリ電圧Ｖｂｂによる予備充電が行われるようになっており、このとき誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃに流入する予備充電電流によって誘導性負荷が誤作動しないようにするために、第２の予備充電抵抗１４７ｂは十分小さな値の限流抵抗となっている。

また、マイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路部１３０Ｃは、開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃに対する駆動指令信号ＤＲａ、ＤＲｂ、ＤＲｃを発生して、開閉制御回路１４０Ｃの主体となる開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃを断続駆動制御する。車載電子制御装置１００Ｃは、演算制御回路部１３０Ｃと、開閉制御回路１４０Ｃと、過充電防止回路１４５Ｃと、サージ抑制コンデンサ１５０によって構成されているが、この実施の形態３では、更に昇圧制御回路部１１０Ｃが付加されて、サージ抑制コンデンサ１５０の初期充電を速やかに行うようになっている。

昇圧制御回路部１１０Ｃを構成する誘導素子１１２の励磁回路は、昇圧用開閉素子１１５と電流検出抵抗１１１との直列回路を主体として構成されていて、昇圧用開閉素子１１５が閉路して誘導素子１１２に対する励磁電流が所定の上限値に到達すると昇圧用開閉素子１１５が開路し、励磁電流が所定の下限値に減衰すると再び昇圧用開閉素子１１５が閉路する自励発振動作を行なう。

昇圧用開閉素子１１５が開路したときに発生する高圧誘導電圧は、充電ダイオード１１３を介してサージ抑制コンデンサ１５０に印加され、昇圧用開閉素子１１５の複数回の断続動作によってサージ抑制コンデンサ１５０が目標とする初期充電電圧に到達するようになっている。放電制御回路１６０に対して並列接続された分圧抵抗１１７ａ、１１７ｂによる分圧電圧は、差動増幅器１１６を経て帰還電圧Ｖｆとして帰還制御回路１１８に入力されている。

帰還制御回路１１８は、電流検出抵抗１１１による電流検出電圧Ｖｃに基づいて昇圧用開閉素子１１５に対する開閉指令信号Ｄを発生して、サージ抑制コンデンサ１５０に対する初期充電を行うとともに、放電制御回路１６０の両端電圧に比例した帰還電圧Ｖｆが、目標とする制限電圧Ｖ０の比例した設定電圧以上になると、昇圧用開閉素子１１５の開閉指令信号Ｄを停止し、これによりサージ抑制コンデンサ１５０に対する初期充電が完了するようになっている。

従って、サージ抑制コンデンサ１５０に対する実際の初期充電電圧は、制限電圧Ｖ０に対してバッテリ電圧Ｖｂｂを加算した電圧となっているが、この初期充電電圧が加算電圧［Ｖ０＋Ｖｆ］未満であった場合には、誘導性負荷１０４ｉの断続動作に伴って受電電荷が補充され、これによって放電制御回路１６０の両端電圧が制限電圧Ｖ０を超過すると、昇圧制御回路部１１０Ｃによる初期充電は完了する。

しかし、開閉素子１４３ｉの断続動作によってサージ抑制コンデンサ１５０に対する充電が行われ、その充電転圧Ｖが制限電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］を超過と放電制御回路１６０内部で放電電流Ｉｘが発生するので、サージ抑制コンデンサ１５０の充電転圧Ｖは制限電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］に維持されるようになっている。

一方、図１において点線で記載した昇圧制御回路部１１０Ａは、図５における昇圧制御回路部１１０Ｃと同じ構成でもよいが、図１の場合には、サージ抑制コンデンサ１５０が放電制御回路１６０と並列接続されているので、その初期充電電圧はバッテリ電圧Ｖｂｂの影響を受けることなく、所定の制限電圧Ｖ０まで充電すればよいことになる。図４において点線で記載した昇圧制御回路部１１０Ｂについても同様であり、これも図５における昇圧制御回路部１１０Ｃと同じ構成でもよい。

（２）作用・動作の詳細な説明
次に、図５のとおり構成された実施の形態３による車載電子制御装置１００Ｃについて、その作用、動作を詳細に説明する。図５において、図示していない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路し、逆流防止ダイオード１４９ｂと第２の予備充電抵抗１４７ｂを介してサージ抑制コンデンサ１５０に対する予備充電が行われ、その充電電圧はバッテリ電圧Ｖｂｂとなる。

但し、予備充電時に開閉素子１４３ｉ（ｉ＝ａ、ｂ、ｃ）のいずれかが開路していると、これに接続されている誘導性負荷１０４ｉから放出ダイオード１４４ｉを介してサージ抑制コンデンサ１５０に分流する予備充電電流が発生することになるが、第２の予備充電抵抗１４７ｂの抵抗値は誘導性負荷１０４ｉの負荷抵抗よりも十分に小さな値とされていることによって、誘導性負荷１０４ｉが誤作動することがないようになっている。

続いて、演算制御回路部１３０Ｃは、図示していない様々な入力信号に応動して、開閉素子１４３ｉのそれぞれに対する駆動指令信号ＤＲｉを発生し、いずれかの誘導性負荷１０４ｉの駆動電流がＩ０ｉに達した時点でこの駆動指令信号ＤＲｉが解除される。開閉素子１４３ｉが開路した時点における個別遮断電流Ｉ０ｉは、放出ダイオード１４４ｉとサージ抑制コンデンサ１５０と車載バッテリ１０１を介して還流して、誘導性負荷１０４ｉに蓄積されていた個別電磁エネルギーＥｉがサージ抑制コンデンサ１５０に放出される。

但し、前述の図１と図４の場合では、サージ抑制コンデンサ１５０が誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃに対して並列接続されているのに対し、図５の場合は開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃに対してサージ抑制コンデンサ１５０が並列接続されている。従って、図５の場合は、誘導性負荷１０４ｉの電流減衰回路に車載バッテリ１０１がその減衰を妨げる方向に直列接続されているので、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖは、制限電圧Ｖ０にバッテリ電圧Ｖｂｂを加算した値［Ｖ＝Ｖ０＋Ｖｂｂ］にしておかなければ、図１と図４の場合と同じ急速遮断特性を得ることができない構成となっている。

一方、放電制御回路１６０の負側は、回生ダイオード１４９ｃを介して車載バッテリ１０１に接続されているので、放電制御回路１６０の両端に印加される電圧は［Ｖ−Ｖｂｂ＝Ｖ０］となって降圧され、放電制御回路１６０の消費電力を抑制することができるようになっている。即ち、図５において、回生ダイオード１４９ｃによる回生回路を廃止して、点線で図示したようにグランドラインＧＮＤに接続した場合には、放電制御回路１６０に対する印加電圧は［Ｖ０＋Ｖｂｂ］となって、その消費電力が増大することになる。

このようにして、昇圧制御回路部１１０Ｃによって、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが所定の制限電圧Ｖ０とバッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］に到達すると初期充電が完了し、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］を超過すると放電制御回路１６０が作用して、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖを加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］に維持するようになっている。

その結果、放電制御回路１６０が回生ダイオード１４９ｃを介して正側電源ラインに接続されている場合には、放電制御回路１６０の両端電圧が制限電圧Ｖ０を超過すると放電開始し、放電制御回路１６０の両端電圧が制限電圧Ｖ０未満であれば、放電を停止する制御を行えばよいことになる。

なお、サージ抑制コンデンサ１５０を図５の放電制御回路１６０に対して並列接続した場合には、その初期充電電圧は制限電圧Ｖ０以下であればよいことになるが、この場合には高周波の初期充電電流が外部に流出しないようにノイズフィルタを設ける必要がある。

（３）実施の形態３の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり、実施の形態３における請求項１に関連し、
車両に搭載された車載バッテリ１０１からバッテリ電圧Ｖｂｂが給電される１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに対して直列接続された開閉素子１４３ｉと、前記開閉素子１４３ｉが開路したときに発生するサージ電圧を抑制するとともに、前記誘導性負荷１０４ｉの駆動電流を急速減衰するための急速遮断回路とを備えた車載電子制御装置１００Cであって、
前記急速遮断回路は、前記１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに接続された放出ダイオード１４４ｉと、前記誘導性負荷１０４ｉが発生する誘導電圧を所定の制限電圧Ｖ０に抑制する前記誘導性負荷１０４ｉに共通のサージ抑制コンデンサ１５０とを備え、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記開閉素子１４３ｉのうちのいずれかにより前記誘導性負荷１０４ｉの断続通電を行うか又は昇圧制御回路部１１０Ｃから得られる初期充電電圧により、前記所定の制限電圧Ｖ０が得られる初期電圧に充電され、
前記急速遮断回路は更に、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖから前記バッテリ電圧Ｖｂｂを減算した目標電圧［Ｖ−Ｖｂｂ］の値が、前記制限電圧Ｖ０を超過したときに、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電荷を放出する放電制御回路１６０を備えている。

前記放電制御回路１６０は、少なくとも前記制限電圧Ｖ０を設定する電圧制限ダイオード１４１と、前記サージ抑制コンデンサ１５０の前記充電電圧Ｖが、前記目標電圧を超過したことによって、前記放電制御回路１６０に放電電流Ｉｘを通電する放電トランジスタ１４８と、
前記放電電流Ｉｘを前記目標電圧に比例した値に規制する放電抵抗１４２、又は前記目標電圧の変動に対して一定の前記放電電流Ｉｘを得るための定電流回路で構成された等価放電抵抗１４２ｅである直列抵抗と、を備え、
前記充電電圧Ｖは、前記制限電圧Ｖ０と前記バッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］となり、
前記開閉素子１４３ｉの個別の断続周期である個別断続周期Ｔ０ｉは、いずれも、個別の前記開閉素子１４３ｉが開路して前記個別の誘導性負荷１０４ｉに流れる個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰する個別遮断時間Ｔｆｉの合算値の２倍となる代表断続周期［Ｔ０＝ΣＴｆｉ×２］以下となるようにされている。

また、実施の形態３に関連し、
前記サージ抑制コンデンサ１５０には、前記車両の運転開始時に初期充電を行うための前記昇圧制御回路部１１０Ｃが接続され、
前記昇圧制御回路部１１０Ｃは、前記車載バッテリ１０１に接続される誘導素子１１２と、昇圧用開閉素子１１５の断続動作に応動して前記誘導素子１１２が発生する誘導電圧によって前記サージ抑制コンデンサ１５０を充電する充電ダイオード１１３と、
前記サージ抑制コンデンサ１５０の前記充電電圧Ｖが、前記制限電圧Ｖ０と前記バッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］以下の電圧となるように、前記昇圧用開閉素子１１５の開閉動作を制御する帰還制御回路１１８と、を備え、
前記初期充電の経路には前記車載バッテリ１０１が直列接続されているか、又は、前記開閉素子１４３ｉを開路したときの前記誘導性負荷１０４ｉの電流減衰回路に前記車載バッテリ１０１が介在している。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサは、昇圧制御回路が発生する昇圧電圧によって初期充電され、その充電電圧は制限電圧Ｖ０と前記バッテリ電圧Ｖｂｂの加算値以下の値となっている。
従って、初期充電経路に応じて、運転開始されてから速やかにサージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧を制限電圧Ｖ０又は加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］まで上昇させておくことができるので、運転開始後速やかに誘導性負荷の急速遮断が行える状態となる特徴がある。
これは、前述の実施の形態２、３についても同様であるが、実施の形態２、３の場合には、充電電圧Ｖは制限電圧Ｖ０以下にしておけばよい。

また、実施の形態３における請求項３に関連し、
前記誘導性負荷１０４ｉは、前記開閉素子１４３ｉの上流位置に直列接続されており、
前記サージ抑制コンデンサ１５０の正側端子は、前記放出ダイオード１４４ｉを介して前記誘導性負荷１４３ｉの下流側端子に接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０の負側端子は、前記車載バッテリ１０１の負極端子に接続されているグランドラインＧＮＤに接続され、
前記放電制御回路１６０は、前記サージ抑制コンデンサ１５０と並列接続されるか、又はその負側端子が回生ダイオード１４９ｃを介して前記車載バッテリ１０１の正極電源ラインに接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記車載バッテリ１０１から逆流防止ダイオード１４９ｂと第２の予備充電抵抗１４７ｂを介して前記バッテリ電圧Ｖｂｂまで充電され、
前記第２の予備充電抵抗１４７ｂは、前記開閉素子１４３ｉが開路されているときに、前記誘導性負荷１０４ｉと前記放出ダイオード１４４ｉを介して前記サージ抑制コンデンサ１５０に流入する分流電流を抑制する限流抵抗であり、
前記逆流防止ダイオード１４９ｂは、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電荷が前記車載バッテリ１０１に流出するのを防止するように構成されている。

以上のとおり、誘導性負荷が上流側で開閉素子が下流側に直列接続されるとともに、サージ抑制コンデンサが開閉素子に対して並列接続されるものにおいて、車載バッテリから逆流防止ダイオードと第２の予備充電抵抗を介してサージ抑制コンデンサをバッテリ電圧Ｖｂｂまで充電する予備充電回路を備えている。

従って、開閉素子の開閉動作が開始してから、サージ抑制コンデンサの充電電圧が目標とする制限電圧Ｖ０に到達するまでの時間を短縮し、速やかに誘導性負荷の急速遮断が行える状態となる特徴がある。

なお、この実施の形態３では、サージ抑制コンデンサは開閉素子と並列接続されているので、開閉素子を開路したときに車載バッテリが遮断電流の減衰を妨げる側に作用しており、サージ抑制コンデンサを誘導性負荷に対して並列接続した場合に比べて制限電圧Ｖ０の値にはバッテリ電圧Ｖｂｂを加算しておかないと同じ遮断性能が得られないことになる。しかし、過充電防止回路の負側を回生ダイオードによって正側電源ラインに接続した場合には、放電制御回路内の電圧制限ダイオードの動作電圧を、所定の制限電圧Ｖ０のままであってもよいことになるとともに、サージ抑制コンデンサの負側がグランドラインに接続されていることによって昇圧制御回路部からの初期充電回路が簡略される特徴がある。

実施の形態４．
次に、実施の形態４による車載電子制御装置について詳細に説明する。
（１）構成の詳細な説明
図６は、実施の形態４による車載電子制御装置１００Ｄの構成を示すブロック図である。図６において、車載電子制御装置１００Ｄを構成する演算制御回路部１３０Ｄと、開閉制御回路１４０Ｄと、過充電防止回路１４５Ｄと、第２の予備充電抵抗１４７ｂと、逆流防止ダイオード１４９ｂと、サージ抑制コンデンサ１５０と、放電制御回路１６０の構成と接続関係は図５の場合と同じである。誘導性負荷１０４ｉは、上流側、開閉素子１４３ｉは下流側に直列接続され、サージ抑制コンデンサ１５０は、開閉素子１４３ｉに並列接続され、放電制御回路１６０は、回生ダイオード１４９ｃを介して正側電源ラインに接続されている。また、放電制御回路１６０も同様に、前述の図２Ａと図３Ａのいずれかに示される第１の放電制御回路、又は前述の図２Ｂと図３Ｂのいずれかに示される第２の放電制御回路、又は前述の図２Ｃと図３Ｃのいずれかに示される第３の放電制御回路が適用されている。

しかし、図５の場合に比べ、昇圧制御回路部１１０Ｃに代わって昇圧制御回路部１１０Ｄが使用され、この昇圧制御回路部１１０Ｄは、駆動制御回路部１２０を介して多気筒エンジンの燃料噴射用電磁コイル１０３ｋに対する急速給電と急速遮断を行うためのものとなっている。

そして、図５におけるサージ抑制コンデンサ１５０は、昇圧制御回路部１１０Ｃによって制限電圧Ｖ０とバッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］に充電され、例えば［Ｖ０＝５０Ｖ］、［Ｖｂｂ＝１２Ｖ］、［加算電圧＝６２Ｖ］であるのに対し、図６における昇圧制御回路部１１０Ｄは、例えばＤＣ７０［Ｖ］の高圧電圧Ｖｈを発生するようになっており、図６におけるサージ抑制コンデンサ１５０は、昇圧制御回路部１１０Ｄによる高圧電圧Ｖｈから、例えばＤＣ８［Ｖ］の減電圧回路を介して減算電圧６２［Ｖ］の初期充電が行われるようになっている。

昇圧制御回路部１１０Ｄを構成する誘導素子１１２の励磁回路は、昇圧用開閉素子１１５と電流検出抵抗１１１との直列回路を主体として構成されていて、昇圧用開閉素子１１５が閉路して誘導素子１１２に対する励磁電流が所定の上限値に到達すると、昇圧用開閉素子１１５が開路し、励磁電流が所定の下限値に減衰すると、再び昇圧用開閉素子１１５が閉路する自励発振動作を行っている。

昇圧用開閉素子１１５が開路したときに発生する高圧誘導電圧は、充電ダイオード１１３を介して高圧コンデンサ１１４に印加され、昇圧用開閉素子１１５の複数回の断続動作によって高圧コンデンサが目標とする高圧電圧Ｖｈに到達すると、これを分圧抵抗１１７ａ、１１７ｂによって検出して、帰還制御回路１１８によってこの高圧電圧Ｖｈを維持するようになっている。
なお、高圧コンデンサ１１４の充電電圧は、サージ抑制コンデンサ１５０に対する制限電圧Ｖ0を超える高圧電圧Ｖｈまで充電されるようになっている。

即ち、帰還制御回路１１８は、電流検出抵抗１１１による電流検出電圧Ｖｃにもとづいて昇圧用開閉素子１１５に対する開閉指令信号Ｄを発生して高圧コンデンサ１１４に対する高圧充電を行うとともに、高圧コンデンサ１１４の両端電圧に比例した帰還電圧Ｖｆが、目標とする高圧電圧Ｖｈの比例した設定電圧以上になると、昇圧用開閉素子１１５の開閉指令信号Ｄを停止し、これにより高圧コンデンサ１１４に対する高圧電圧Ｖｈが一定値となるよう帰還制御が行われている。

燃料噴射用電磁コイル１０３ｋは、順次燃料噴射が行われる気筒別の電磁コイル３１、３２、３３、３４を備え、これ等の電磁コイル３１、３２、３３、３４は、一対の駆動制御回路部１２０によって急速給電と急速遮断が行われるようになっている。駆動制御回路部１２０を構成する急速励磁開閉素子１２２ｊは、電磁コイル３１又は電磁コイル３３に対して高圧電圧Ｖｈを印加し、電磁コイル３１と電磁コイル３３との選択は各電磁コイルの下流位置に接続された急速遮断開閉素子１２３ｋによって行われ、電磁コイル３１と電磁コイル３３の上流位置には転流回路素子１２６ｊが設けられている。

また、給電持続開閉素子１２１ｊは、逆流防止素子１２５ｊを介して電磁コイル３１又は電磁コイル３３に対してバッテリ電圧Ｖｂｂを印加し、各電磁コイル３１、３２、３３、３４と、急速遮断開閉素子１２３ｋとの接続点は放出ダイオード１２７ｋを介して高圧コンデンサ１１４の正側端子に接続されている。なお、符号［ｊ＝１又は２］は、気筒群を識別する番号であり、符号［ｋ＝１、２、３、４］は、気筒番号と燃料噴射順序を示している。

演算制御回路部１３０Ｄが燃料噴射指令ＩＮＪｋ(ｋ＝１、２、３、４）を発生すると、ゲート制御回路１２８は、該当する気筒群の急速励磁開閉素子１２２ｊに対する閉路開始指令信号Ｂを発生するとともに、同じ気筒群の給電持続開閉素子１２１ｉに対する閉路指令信号Ａと該当する気筒番号の急速遮断開閉素子１２３ｋに対する閉路指令信号Ｃを発生する。

図示していない電流検出回路によって、該当番号の電磁コイル３１、３２、３３、３４の励磁電流が所定の急速励磁電流まで上昇したことが検出されると、急速励磁開閉素子１２２ｊが開路して、励磁電流は転流回路素子１２６ｊを介して転流減衰し、その後は、給電持続開閉素子１２１ｉの断続制御によって所定の開弁保持電流となるようデューティ制御が行われ、やがて燃料噴射指令ＩＮＪｋが停止することによって急速遮断開閉素子１２３ｋが開路すると、通電していた電磁コイルの電磁エネルギーは放出ダイオード１２７ｋを通じて高圧コンデンサ１１４に対する回生充電が行われ、続いて給電持続開閉素子１２１ｊが開路するようになっている。

高圧コンデンサ１１４からサージ抑制コンデンサ１５０に至る降圧回路は、保安用の逆流防止ダイオード１５１と、例えばＤＣ８［Ｖ］の電圧制限ダイオードである初期充電ダイオード１５２、又は初期充電抵抗１５３が使用されている。

高圧コンデンサ１１４の充電電圧である高圧電圧Ｖｈと、サージ抑制コンデンサ１５０で必要とされる充電電圧Ｖとの間、即ちこの実施の形態４では、制限電圧Ｖ０とバッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ＝Ｖ０＋Ｖｂｂ］との間、に落差が少ない制御定数が適用されている場合には、初期充電ダイオード１５２は不要である。また、初期充電抵抗１５３は、高圧コンデンサ１１４とサージ抑制コンデンサ１５０との電圧上昇の過程において、高圧コンデンサ１１４側の電圧上昇を優先するためのものとなっている。

（２）作用・動作の詳細な説明
次に、図６のとおり構成された実施の形態４による車載電子制御装置１００Dにについて、その作用、動作を詳細に説明する。図６において、図示しない電源スイッチが閉路されると、電源リレーの出力接点１０２が閉路し、逆流防止ダイオード１４９ｂと第２の予備充電抵抗１４７ｂを介してサージ抑制コンデンサ１５０に対する予備充電が行われ、その充電電圧はバッテリ電圧Ｖｂｂとなる。

但し、予備充電時に開閉素子１４３ｉ（ｉ＝ａ、ｂ、ｃ）のいずれかが開路していると、これに接続されている誘導性負荷１０４ｉから放出ダイオード１４４ｉを介してサージ抑制コンデンサ１５０に分流する予備充電電流が発生することになるが、第２の予備充電抵抗１４７ｂの抵抗値は、誘導性負荷１０４ｉの負荷抵抗よりも十分に小さな値とされていることによって、誘導性負荷１０４ｉが誤作動することがないようになっている。

一方、昇圧制御回路部１１０Ｄは、昇圧用開閉素子１１５による誘導素子１１２の断続通電によって高圧コンデンサ１１４を高圧充電し、一対の駆動制御回路部１２０を介して燃料噴射用電磁コイル１０３ｋに対する急速給電と急速遮断が行われるとともに、サージ抑制コンデンサ１５０に対しては減電圧回路を構成する初期充電ダイオード１５２と初期充電抵抗１５３を介して初期充電が行われ、その充電電圧Ｖは目標とする制限電圧Ｖ０に対してバッテリ電圧Ｖｂｂに相当した電圧を加算した値となっている。

続いて、演算制御回路部１３０Ｄは、図示していない様々な入力信号に応動して、開閉素子１４３ｉのそれぞれに対する駆動指令信号ＤＲｉを発生し、いずれかの誘導性負荷１０４ｉの駆動電流がＩ０ｉに達した時点でこの駆動指令信号ＤＲｉが解除されると、開閉素子１４３ｉが開路した時点における個別遮断電流Ｉ０ｉは、放出ダイオード１４４ｉとサージ抑制コンデンサ１５０と車載バッテリ１０１を介して還流して、誘導性負荷１０４ｉに蓄積されていた個別電磁エネルギーＥｉがサージ抑制コンデンサ１５０に放出される。

但し、図１、図４の場合は、サージ抑制コンデンサ１５０が誘導性負荷１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃに対して並列接続されているのに対し、図６の場合では、サージ抑制コンデンサ１５０は開閉素子１４３ａ、１４３ｂ、１４３ｃに対して並列接続されている。従って、誘導性負荷１０４ｉの電流減衰回路には車載バッテリ１０１がその減衰を妨げる方向に直列接続されているので、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖは、制限電圧Ｖ０にバッテリ電圧Ｖｂｂを加算した値［Ｖ＝Ｖ０＋Ｖｂｂ］にしておかなければ、同じ急速遮断特性を得ることができない構成となっている。

一方、放電制御回路１６０の負側は、回生ダイオード１４９ｃを介して車載バッテリ１０１に接続されているので、放電制御回路１６０の両端に印加される電圧は［Ｖ−Ｖｂｂ＝Ｖ０と］となって降圧され、放電制御回路１６０の消費電力を抑制することができるようになっている。即ち、図６において、回生ダイオード１４９cによる回生回路を廃止して、点線で図示したようにグランドラインＧＮＤに接続した場合には、放電制御回路１６０に対する印加電圧は［Ｖ０＋Ｖｂｂ］となって、その消費電力が増大することになる。

このようにして、昇圧制御回路部１１０Ｄによって、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが所定の制限電圧Ｖ０とバッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］に到達すると、初期充電が完了し、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖが加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］を超過すると、放電制御回路１６０が作用して、サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖを加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］に維持するようになっている。その結果、放電制御回路１６０が回生ダイオード１４９ｃを介して正側電源ラインに接続されている場合には、放電制御回路１６０の両端電圧が制限電圧Ｖ０を超過すると放電開始し、制限電圧Ｖ０未満であれば放電停止する制御を行えばよいことになる。

なお、サージ抑制コンデンサ１５０を、図６の放電制御回路１６０に対して並列接続した場合には、その初期充電電圧は制限電圧Ｖ０以下であればよいことになるが、この場合には高周波の初期充電電流が外部に流出しないようにノイズフィルタを設ける必要がある。従って、開閉制御回路１４０Ｄ、過充電防止回路１４５Ｄの作用動作は、図５の場合と同じものとなっている。

（３）実施の形態４の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり、実施の形態４における請求項１に関連し、
車両に搭載された車載バッテリ１０１からバッテリ電圧Ｖｂｂが給電される１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに対して直列接続された開閉素子１４３ｉと、前記開閉素子１４３ｉが開路したときに発生するサージ電圧を抑制するとともに、前記誘導性負荷１０４ｉの駆動電流を急速減衰するための急速遮断回路とを備えた車載電子制御装置１００Dであって、
前記急速遮断回路は、前記１個又は複数の誘導性負荷１０４ｉのそれぞれに接続された放出ダイオード１４４ｉと、前記誘導性負荷１０４ｉが発生する誘導電圧を所定の制限電圧Ｖ０に抑制する前記誘導性負荷１０４ｉに共通のサージ抑制コンデンサ１５０とを備え、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記開閉素子１４３ｉのうちのいずれかにより前記誘導性負荷１０４ｉの断続通電を行うか又は昇圧制御回路部１１０Ｄから得られる初期充電電圧により、前記所定の制限電圧Ｖ０が得られる初期電圧に充電され、
前記急速遮断回路は更に、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電圧Ｖ、又は当該充電電圧Ｖから前記バッテリ電圧Ｖｂｂを減算した目標電圧［Ｖ−Ｖｂｂ］の値が、前記制限電圧Ｖ０を超過したときに、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電荷を放出する放電制御回路１６０を備えている。

そして、前記放電制御回路１６０は、少なくとも前記制限電圧Ｖ０を設定する電圧制限ダイオード１４１と、前記サージ抑制コンデンサ150の前記充電電圧Ｖが、前記目標電圧を超過したことによって、前記放電制御回路１６０に放電電流Ｉｘを通電する放電トランジスタ１４８と、前記放電電流Ｉｘを前記目標電圧に比例した値に規制する放電抵抗１４２、又は前記目標電圧の変動に対して一定の前記放電電流Ｉｘを得るための定電流回路で構成された等価放電抵抗１４２ｅである直列抵抗と、を備え、
前記充電電圧Ｖは、前記制限電圧Ｖ０と前記バッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］となり、
前記開閉素子１４３ｉの個別の断続周期である個別断続周期Ｔ０ｉは、いずれも、個別の前記開閉素子１４３ｉが開路して前記個別の誘導性負荷１０４ｉに流れる個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰する個別遮断時間Ｔｆｉの合算値の２倍となる代表断続周期［Ｔ０＝ΣＴｆｉ×２］以下となるようにされている。

また、実施の形態４に関連し、
前記サージ抑制コンデンサ１５０には、前記車両の運転開始時に初期充電を行うための前記昇圧制御回路１１０Ｄ部が接続され、
前記昇圧制御回路部１１０Ｄは、前記車載バッテリ１０１に接続される誘導素子１１２と、昇圧用開閉素子１１５の断続動作に応動して前記誘導素子１１２が発生する誘導電圧によって、充電ダイオード１１３を介して前記制限電圧Ｖ０以上の高圧電圧Ｖｈに充電される高圧コンデンサ１１４と、前記高圧コンデンサ１１４の充電電圧が、前記車両の燃料噴射用の前記高圧電圧Ｖｈ以下の電圧となるように前記昇圧用開閉素子１１５の開閉動作を制御する帰還制御回路１１８Ｄと、を備え、
前記高圧コンデンサ１１４は、駆動制御回路部１２０を介して燃料噴射用電磁コイル１０３ｋに対する急速給電を行うように構成され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０に対する初期充電を行うための初期充電ダイオード１５２、又は初期充電抵抗１５３、を含む減電圧回路を備え、
前記減電圧回路は、前記サージ抑制コンデンサ150に対する前記初期充電電圧を、前記制限電圧Ｖ０と前記バッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］以下に抑制するように構成されている。

以上のとおり、サージ抑制コンデンサは燃料噴射制御用の昇圧制御回路部が発生する高圧電圧から減電圧回路を介して初期充電され、その充電電圧は制限電圧Ｖ０とバッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧以下の値となっている。
従って、初期充電径路を用いて、運転開始されてから速やかにサージ抑制コンデンサの充電電圧を制限電圧Ｖ０又は加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］まで上昇させておくことができるので、運転開始後速やかに誘導性負荷の急速遮断が行えるとともに、昇圧制御回路部は燃料噴射制御用に共用されるので、安価は初期充電回路を構成することができる特徴がある。

また、実施の形態４における請求項３に関連し、
前記誘導性負荷１０４ｉは、前記開閉素子１４３ｉの上流位置に直列接続されており、
前記サージ抑制コンデンサ１５０の正側端子は、前記放出ダイオード１４４ｉを介して前記誘導性負荷１４３ｉの下流側端子に接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０の負側端子は、前記車載バッテリ１０１の負極端子に接続されているグランドラインＧＮＤに接続され、
前記放電制御回路１６０は、前記サージ抑制コンデンサ１５０と並列接続されるか、又はその負側端子が回生ダイオード１４９ｃを介して前記車載バッテリ１０１の正極電源ラインに接続され、
前記サージ抑制コンデンサ１５０は、前記車載バッテリ１０１から逆流防止ダイオード１４９ｂと第２の予備充電抵抗１４７ｂを介して前記バッテリ電圧Ｖｂｂまで充電され、
前記第２の予備充電抵抗１４７ｂは、前記開閉素子１４３ｉが開路されているときに、前記誘導性負荷１０４ｉと前記放出ダイオード１４４ｉを介して前記サージ抑制コンデンサ１５０に流入する分流電流を抑制する限流抵抗であり、
前記逆流防止ダイオード１４９ｂは、前記サージ抑制コンデンサ１５０の充電電荷が前記車載バッテリ１０１に流出するのを防止するように構成されている。

以上のとおり、誘導性負荷が上流側で開閉素子が下流側に直列接続されるとともに、
サージ抑制コンデンサが開閉素子に対して並列接続されるものにおいて、車載バッテリから逆流防止ダイオードと第２の予備充電抵抗を介してサージ抑制コンデンサをバッテリ電圧Ｖｂｂまで充電する予備充電回路を備えている。
従って、開閉素子の開閉動作が開始してから、サージ抑制コンデンサの充電電圧が目標とする制限電圧Ｖ０に到達するまでの時間を短縮し、速やかに誘導性負荷の急速遮断が行える状態となる特徴がある。

なお、この実施の形態４では、サージ抑制コンデンサは開閉素子と並列接続されているので、開閉素子を開路したときに車載バッテリが遮断電流の減衰を妨げる側に作用しており、サージ抑制コンデンサを誘導性負荷に対して並列接続した場合に比べて制限電圧Ｖ０の値にはバッテリ電圧Ｖｂｂを加算しておかないと同じ遮断性能が得られないことになる。
しかし、過充電防止回路の負側を回生ダイオードによって正側電源ラインに接続した場合には、放電制御回路内の電圧制限ダイオードの動作電圧を、所定の制限電圧Ｖ０のままであってもよいことになるとともに、サージ抑制コンデンサの負側がグランドラインに
接続されていることによって昇圧制御回路部からの初期充電回路が簡略される特徴がある。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ、１００Ｄ 車載電子制御装置、Ｃ 静電容量、１０１ 車載バッテリ、ΔＶ 増分電圧、１０３ｋ 燃料噴射用電磁コイル、Ｅ０ 代表放出エネルギー、１０４ｉ 誘導性負荷、Ｅ０ｉ 個別放出エネルギー、１１０Ａ、１１０Ｂ、１１０Ｃ、１１０Ｄ 昇圧制御回路部、ＧＮＤ グランドライン、１１２ 誘導素子、Ｉ０ 遮断電流、１１３ 充電ダイオード、Ｉ０ｉ 個別遮断電流、１１４ 高圧コンデンサ、Ｉｘ 放電電流、１１５ 昇圧用開閉素子、Ｉｘｉ 個別放電電流、１１８ 帰還制御回路、Ｌ０ 代表インダクタンス、１２０ 駆動制御回路部、Ｌ０ｉ 個別インダクタンス、１４１ 電圧制限ダイオード、１４２ 放電抵抗、Ｎ 初期充電回数、１４２ｅ 等価放電抵抗、Ｐ 全放出電力、１４３ｉ 開閉素子、Ｐ０ 代表放出電力、１４４ｉ 放出ダイオード、Ｐ０ｉ 個別放出電力、１４６ 駆動抵抗、Ｒｅ 分散抵抗、１４７ａ 第１の予備充電抵抗、Ｒｘ 放電抵抗、１４７ｂ 第２の予備充電抵抗、Ｔ０ 代表断続周期、１４８ 放電トランジスタ、Ｔ０ｉ 個別断続周期、１４９ａ 短絡防止ダイオード、Ｔｆｉ 個別遮断時間、１４９ｂ 逆流防止ダイオード、Ｖ 充電電圧、１４９ｃ 回生ダイオード、Ｖ０ 制限電圧、１５０ サージ抑制コンデンサ、Ｖｂｂ バッテリ電圧、１５２ 初期充電ダイオード、Ｖｂｅ ベース電圧、１５３ 初期充電抵抗、Ｖｄ 動作電圧、１６０ 放電制御回路、Ｖｅ 仲介制限電圧、１６０Ｘ１、１６０Ｘ２ 第１の放電制御回路、Ｖｇ ゲート電圧、１６０Ｙ１、１６０Ｙ２ 第２の放電制御回路、Ｖｈ 高圧電圧、１６０Ｚ１、１６０Ｚ２ 第３の放電制御回路、γＶ 分圧電圧、２４１ 仲介電圧制限ダイオード、Ｖｚ 制限動作電圧、２４２ 発熱分散抵抗、２４６ 仲介駆動抵抗、２４７ 仲介駆動抵抗、２４８ 仲介トランジスタ

Claims (7)

1. 車両に搭載された車載バッテリからバッテリ電圧Ｖｂｂが給電される１個又は複数の誘導性負荷のそれぞれに対して直列接続された開閉素子と、前記開閉素子が開路したときに発生するサージ電圧を抑制するとともに、前記誘導性負荷の駆動電流を急速減衰するための急速遮断回路とを備えた車載電子制御装置であって、
   前記急速遮断回路は、
   前記１個又は複数の誘導性負荷のそれぞれに接続された放出ダイオードと、前記誘導性負荷が発生する誘導電圧を所定の制限電圧Ｖ０に抑制する前記誘導性負荷に共通のサージ抑制コンデンサとを備え、
   前記サージ抑制コンデンサは、
   前記開閉素子のうちのいずれかにより前記誘導性負荷の断続通電を行うか又は昇圧制御回路部から得られる初期充電電圧により、前記所定の制限電圧Ｖ０が得られる初期電圧に充電され、
   前記急速遮断回路は更に、
   前記サージ抑制コンデンサの充電電圧Ｖ、又は当該充電電圧Ｖから前記バッテリ電圧Ｖｂｂを減算した目標電圧［Ｖ−Ｖｂｂ］の値が、前記制限電圧Ｖ０を超過したときに、前記サージ抑制コンデンサの充電電荷を放出する放電制御回路を備え、
   前記放電制御回路は、
   少なくとも前記制限電圧Ｖ０を設定する電圧制限ダイオードと、
   前記サージ抑制コンデンサの前記充電電圧Ｖが、前記目標電圧を超過したことによって、前記放電制御回路に放電電流Ｉｘを通電する放電トランジスタと、
   前記放電電流Ｉｘを前記目標電圧に比例した値に規制する放電抵抗、又は前記目標電圧の変動に対して一定の前記放電電流Ｉｘを得るための定電流回路で構成された等価放電抵抗である直列抵抗と、
   を備え、
   前記充電電圧Ｖは、
   初期充電の充電経路又は前記放電電流Ｉｘの通電経路に前記車載バッテリが介在している場合には、前記制限電圧Ｖ０と前記バッテリ電圧Ｖｂｂとの加算電圧［Ｖ０＋Ｖｂｂ］となり、前記充電経路と前記通電経路に前記車載バッテリが介在していない場合には、前記放電電流Ｉｘが制御されて前記制限電圧Ｖ０と等しくなり、
   前記開閉素子の個別の断続周期である個別断続周期Ｔ０ｉは、いずれも、
   個別の前記開閉素子が開路して前記個別の誘導性負荷に流れる個別遮断電流Ｉ０ｉがゼロに減衰する個別遮断時間Ｔｆｉの合算値の２倍となる代表断続周期［Ｔ０＝ΣＴｆｉ×２］以下となるようにされ、
   前記サージ抑制コンデンサは、
   前記開閉素子によって代表負荷の断続を行うか、又は複数の前記開閉素子を順次断続通電することによって、前記充電電圧Ｖが前記バッテリ電圧Ｖｂｂの２倍以上の値である前記所定の制限電圧Ｖ０となる初期充電が行われる静電容量Ｃを備え、
   前記代表負荷は、
   前記誘導性負荷の前記個別遮断電流Ｉ０ｉと、個別インダクタンスＬ０ｉとから算出される１回の個別放出エネルギー［Ｅ０ｉ＝Ｌ０ｉ×Ｉ０ｉ ^２ ／２］を、前記個別断続周期Ｔ０ｉで除算して得られる個別放出電力［Ｐ０ｉ＝Ｅ０ｉ／Ｔ０ｉ］の合算値ΣＰ０ｉが、ｎ個の前記代表負荷のそれぞれによる代表放出電力［Ｐ０＝Ｅ０／Ｔ０］の合算値である全放出電力［Ｐ＝ｎ×Ｐ０］と等しくなる仮想負荷であって、
   前記代表負荷の遮断電流は代表遮断電流Ｉ０となり、前記代表負荷のインダクタンスは代表インダクタンスＬ０となり、前記代表負荷の断続周期は代表断続周期Ｔ０となり、
   １個の前記代表負荷による代表放出エネルギーＥ０は、式［Ｅ０＝Ｌ０×Ｉ０ ^２ ／２］により示され、
   前記代表負荷により前記制限電圧Ｖ０までの初期充電を行うための初期充電回数Ｎは、式［Ｎ＝（Ｃ／Ｌ０)×（Ｖ０／Ｉ０） ^２ ］により示され、
   前記初期充電の完了後において、前記代表負荷の１回の通電遮断を行うことによる代表増分電圧ΔＶ０は、式［ΔＶ０／Ｖ０＝√（１＋１／Ｎ）−１］により示されるように構成されている、
   車載電子制御装置。
2. 前記誘導性負荷と前記開閉素子との直列回路は、いずれか一方が他方の上流側に接続され、
   前記サージ抑制コンデンサと前記放電制御回路との並列回路は、前記放出ダイオードと共通の短絡防止ダイオードとを介して前記誘導性負荷に並列接続され、
   前記サージ抑制コンデンサには、前記開閉素子のいずれかが開路しているときに、前記車載バッテリから前記誘導性負荷と前記放出ダイオードを介して前記バッテリ電圧Ｖｂｂに接続する第１の予備充電抵抗が直列接続されており、
   前記第１の予備充電抵抗は、前記誘導性負荷と直列に接続されていることによって、前記サージ抑制コンデンサに対する予備充電電流により、前記誘導性負荷が誤作動しない範囲に抑制された電流となっており、
   前記短絡防止ダイオードは、前記第１の予備充電抵抗の両端が前記車載バッテリの正負の電極間に接続されることを防止するように構成されている、
   請求項１に記載の車載電子制御装置。
3. 前記誘導性負荷は、前記開閉素子の上流位置に直列接続されており、
   前記サージ抑制コンデンサの正側端子は、前記放出ダイオードを介して前記誘導性負荷の下流側端子に接続され、
   前記サージ抑制コンデンサの負側端子は、前記車載バッテリの負極端子に接続されているグランドラインＧＮＤに接続され、
   前記放電制御回路は、前記サージ抑制コンデンサと並列接続されるか、又はその負側端子が回生ダイオードを介して前記車載バッテリの正極電源ラインに接続され、
   前記サージ抑制コンデンサは、前記車載バッテリから逆流防止ダイオードと第２の予備充電抵抗を介して前記バッテリ電圧Ｖｂｂまで充電され、
   前記第２の予備充電抵抗は、前記開閉素子が開路されているときに、前記誘導性負荷と前記放出ダイオードを介して前記サージ抑制コンデンサに流入する分流電流を抑制する限流抵抗であり、
   前記逆流防止ダイオードは、前記サージ抑制コンデンサの充電電荷が前記車載バッテリに流出するのを防止するように構成されている、
   請求項１に記載の車載電子制御装置。
4. 前記放電制御回路は、接合型トランジスタ又は電界効果型トランジスタによる第１の放電制御回路により構成され、
   前記第１の放電制御回路は、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記電圧制限ダイオードと駆動抵抗との直列回路と、
   前記駆動抵抗の両端電圧に応動する前記放電トランジスタと、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記放電トランジスタと前記放電抵抗との直列回路と、
   を備え、
   前記放電トランジスタは、
   ベース端子とエミッタ端子間のベース電圧Ｖｂｅが動作電圧Ｖｄとなる接合型トランジスタであるか、又は、ゲート端子とソース端子間のゲート電圧Ｖｇが動作電圧Ｖｄとなる電界効果型トランジスタにより構成され、
   前記接合型トランジスタは、
   前記駆動抵抗が前記電圧制限ダイオードの下流位置に接続されている場合には、ＮＰＮ接合型トランジスタが用いられ、前記駆動抵抗が前記電圧制限ダイオードの上流位置に接続されている場合には、ＰＮＰ接合型トランジスタが用いられ、
   前記電界効果型トランジスタは、
   前記駆動抵抗が前記電圧制限ダイオードの下流位置に接続されている場合には、Ｎチャネル型電界効果型トランジスタが用いられ、前記駆動抵抗が前記電圧制限ダイオードの上流位置に接続されている場合には、Ｐチャネル型電界効果型トランジスタが用いられ、
   前記サージ抑制コンデンサの前記充電電圧Ｖが、前記電圧制限ダイオードの制限動作電圧Ｖｚと前記動作電圧Ｖｄとの加算値となる制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことにより前記放電トランジスタが閉路駆動されて、前記放電抵抗の抵抗値である放電抵抗Ｒｘに反比例した放電電流［Ｉｘ＝Ｖ／Ｒｘ］が流れ、
   前記充電電圧Ｖが前記制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］未満であるときは、前記放電トランジスタが開路される、
   請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の車載電子制御装置。
5. 前記放電制御回路は、接合型トランジスタ、又は電界効果型トランジスタによる第２の放電制御回路により構成され、
   前記第２の放電制御回路は、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記電圧制限ダイオードと駆動抵抗との直列回路と、
   前記駆動抵抗の両端電圧に応動する仲介トランジスタと、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続され、仲介駆動抵抗と仲介電圧制限ダイオードと前記仲介トランジスタとの直列回路と、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記等価放電抵抗と前記放電トランジスタとの直列回路と、
   を備え、
   前記放電トランジスタは、前記仲介電圧制限ダイオードの仲介制限電圧Ｖｅの値に応動して導通し、
   前記仲介トランジスタは、
   前記サージ抑制コンデンサの前記充電電圧Ｖが、前記電圧制限ダイオードの制限動作電圧Ｖｚと前記仲介トランジスタの駆動電圧Ｖｄとの加算値となる制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことにより閉路駆動されて、前記仲介駆動抵抗を介して前記仲介電圧制限ダイオードに通電し、
   前記放電トランジスタは、
   前記等価放電抵抗による放電抵抗Ｒｘと前記放電抵抗Ｒｘに流入する前記放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］と、前記放電トランジスタの動作電圧Ｖｄと、の加算値［Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ］が、前記仲介電圧制限ダイオードによる前記仲介制限電圧Ｖｅに等しくなるように、［Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ＝Ｖｅ］に基づいて前記放電電流Ｉｘによる定電流放電を行うように構成されている、
   請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の車載電子制御装置。
6. 前記放電制御回路は、接合型トランジスタ、又は電界効果型トランジスタによる第３の放電制御回路により構成され、
   前記第３の放電制御回路は、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記電圧制限ダイオードと駆動抵抗との直列回路と、
   前記駆動抵抗の両端電圧に応動する仲介トランジスタと、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、直列接続された一対の仲介駆動抵抗と前記仲介トランジスタとの直列回路と、
   前記サージ抑制コンデンサに並列接続された、前記等価放電抵抗と前記放電トランジスタとの直列回路と、
   を備え、
   前記放電トランジスタは、一対の前記仲介駆動抵抗の一方に発生する前記充電電圧Ｖの分圧電圧γＶに応動して導通し、
   前記サージ抑制コンデンサの前記充電電圧Ｖが、前記電圧制限ダイオードの制限動作電圧Ｖｚと前記仲介トランジスタの駆動電圧Ｖｄとの加算値となる制限電圧［Ｖ０＝Ｖｚ＋Ｖｄ］を超過したことにより前記仲介トランジスタが閉路駆動されて、一対の前記仲介駆動抵抗の一方において前記分圧電圧γＶを発生し、
   前記放電トランジスタは、
   前記等価放電抵抗による放電抵抗Ｒｘと、前記放電抵抗Ｒｘに流入する前記放電電流Ｉｘとの積である帰還電圧［Ｒｘ×Ｉｘ］と、前記放電トランジスタの動作電圧Ｖｄとの加算値が前記分圧電圧γＶに等しくなるように、式［Ｒｘ×Ｉｘ＋Ｖｄ＝γＶ］に基づいて、前記充電電圧Ｖの値により変動する前記放電電流Ｉｘによる可変電流放電を行うように構成されている、
   請求項１から３のうちのいずれか１項に記載の車載電子制御装置。
7. 前記放電トランジスタのエミッタ端子側又はソース端子側に、前記等価放電抵抗が接続され、前記放電トランジスタのコレクタ端子又はドレーン端子側に、発熱分散抵抗が直列接続され、
   前記発熱分散抵抗の抵抗値である分散抵抗Ｒｅは、前記等価放電抵抗の抵抗値である前記放電抵抗Ｒｘの値よりも大きく設定されている、
   請求項５又は６に記載の車載電子制御装置。

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