JP6525354B2

JP6525354B2 - 電源平滑用のコンデンサ回路

Info

Publication number: JP6525354B2
Application number: JP2017204282A
Authority: JP
Inventors: 英太郎福積; 充孝西田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2017-10-23
Filing date: 2017-10-23
Publication date: 2019-06-05
Anticipated expiration: 2037-10-23
Also published as: JP2019080396A

Description

この発明は，車載バッテリから給電されて作動する車載電子制御装置に内蔵された電源平滑用のコンデンサ回路の改良，特には，小形で高耐圧・大容量化されたコンデンサの集合回路に関するものである。

車載バッテリから給電されて作動する車載電子制御装置に対する電源電圧は，例えばＤＣ１２Ｖ系の車載バッテリである場合には，通常の直流電源電圧Ｖｂ＝ＤＣ８〜１６Ｖに対して，車載バッテリの電圧異常時に補助バッテリを直列接続してエンジン始動を行うときのジャンプスタート電圧（通常はＤＣ２５Ｖ以下に規制），又は，車載バッテリの端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇したときのロードダンプ電圧（通常はＤＣ３５Ｖ以下に規制）による特定高電圧Ｖｐｐが印加されることを考慮しておく必要がある。
従って，この直流電源電圧Ｖｂが印加される半導体素子の耐圧は，特定高電圧Ｖｐｐ以上のものが使用され，電力半導体素子においてはこの程度の耐圧には特段の問題はない。しかし，電源平滑用のアルミ電解コンデンサについては，その静電容量と耐圧との積によってコンデンサの大きさ寸法が著しく変化し，工夫を要する課題となっている。

例えば，下記の特許文献１「電源回路装置」の図１によれば，クランキング時のバッテリ電圧の異常低下に対して，一時的にエネルギー供給を行うためのバックアップコンデンサＣ１・Ｃ２は，ロードダンプ電圧３５Ｖに相当した耐圧を有し，常時は１２Ｖ系のバッテリ２０からの入力電圧Ｖｉｎを第２昇圧回路（定電圧回路）１２で昇圧して通常電圧Ｖｃ＝２０Ｖに維持しておいて，電圧検知部１４がバッテリ電圧の異常低下を検知すると，第２昇圧回路１２を遮断するとともに，スイッチ１３を介してバックアップコンデンサＣ1・Ｃ２の充電電圧を負荷回路となる第１昇圧回路１１（昇圧と降圧を行う定電圧回路）に供給して，所定の出力電圧Ｖｏｕｔ＝５Ｖを発生するようになっている。
従って，ロードダンプ電圧以下の高耐圧のバックアップコンデンサＣ１・Ｃ２を，高電圧で充電しておくことにより，小さな静電容量で大きな静電エネルギーを蓄積しておくことができるようになっている。

一方，下記の特許文献２「車両用乗員保護装置」の図１によれば，エアバッグ装置１の点火回路５に対して点火エネルギーを供給するバックアップコンデンサ４ｂは，バッテリ２，出力電圧がＤＣ２４〜２７Ｖの昇圧回路３，抵抗４ａを介して充電され，ロードダンプサージ電圧が発生しても，抵抗４ａとバックアップコンデンサ４ｂとからなるローパスフィルタで除去されて，点火回路５及びバックアップコンデンサ４ｂの耐圧を下げることができるようになっている。

特開２０１６−０９２９５８号公報特開２００５−２１９５８８号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
（１）従来技術の課題の説明
前記の特許文献１による電源回路装置では，バックアップコンデンサＣ1・Ｃ２が第２昇圧回路１２を介して高圧充電されているので，バッテリ電圧の低下状態においても十分なバックアップエネルギーを充電しておくことができて，小形のコンデンサを用いて比較的長時間の電源瞬断異常に対応することができる特徴がある。
しかしながら，バックアップコンデンサＣ１・Ｃ２にロードダンプ電圧が印可されないようにするためには第２昇圧回路１２による電圧制限機能が必要となり，昇圧回路を必要としない電源平滑用のコンデンサとしては大型・高価となる問題点がある。

また，前記特許文献２による車両用乗員保護装置では，前記の特許文献１と同様に，バックアップコンデンサ４ｂが昇圧回路３を介して高圧充電されているので，バッテリ２から十分なバックアップエネルギーを充電しておくことができて，バッテリ２が遮断されても小形のコンデンサを用いてエアバッグを作動させる点火エネルギーを保存しておくことができる特徴がある。
しかしながら，点火回路５及びバックアップコンデンサ４ｂにロードダンプ電圧が印可されないようにするためには昇圧回路３を用いる必要があり，昇圧回路を必要としない電源平滑用のコンデンサとしては大型・高価となる問題点がある。

（２）発明の目的の説明
この発明は，電源電圧の脈動変動を抑制して，その平均電圧を上昇させることを目的とした電源平滑用のコンデンサに対し，ロードダンプ電圧或いはジャンプスタート電圧による異常高電圧が印可されないようにして，小型・安価なコンデンサを使用することができる簡易なコンデンサ回路を提供することである。

この発明の第１の発明による電源平滑用のコンデンサ回路は，車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置に内蔵されて，車載バッテリから得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路であって，前記コンデンサ回路は，第１コンデンサと第２コンデンサ及び比較制御部に応動する充放電開閉素子を包含し，前記第１コンデンサには，前記直流電源電圧Ｖｂが等価配線抵抗を介して印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリの電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，前記第２コンデンサは，内部寄生ダイオードを包含した電界効果型トランジスタである前記
充放電開閉素子を介して前記第１コンデンサと並列接続されている。

そして，前記比較制御部は，前記第１コンデンサの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗に対する出力を停止して，前記充放電開閉素子が開路される比較判定回路又は演算制御回路であり，前記第２コンデンサの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサの静電容量以上の値となっており，前記充放電開閉素子が開路しているときには，前記第２コンデンサに対する充電電流は遮断されるが，前記充放電開閉素子が閉路駆動されていて，前記第１コンデンサの充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも高いときには，前記充放電開閉素子が前記内部寄生ダイオードの導通方向とは反対方向となる順方向に導通して，前記第２コンデンサに対する充電電流が流れ，前記充放電開閉素子が閉路駆動されていて，前記第１コンデンサの充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも低いときには，前記充放電開閉素子が前記内部寄生ダイオードの導通方向と同一方向となる逆方向に導通して，前記第２コンデンサからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている。

また，この発明の第２の発明による電源平滑用のコンデンサ回路は，車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置に内蔵されて，車載バッテリから得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路であって，前記コンデンサ回路は，第１コンデンサと第２コンデンサ及び比較制御部と通電方向判定回路とに応動する充電制御回路を包含し，前記第１コンデンサには，前記直流電源電圧Ｖｂが等価配線抵抗を介して印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリの電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，前記第２コンデンサは，前記充電制御回路を構成するＰチャネル型の電界効果型トランジスタである充電制御素子を介して前記第１コンデンサ側から充電され，前記比較制御部は，前記第１コンデンサの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗に対する出力を停止して，通電制御トランジスタを介して前記充電開閉素子が開路される比較判定回路又は演算制御回路となっている。

そして，前記充電制御素子のゲート端子と前記グランド回路ＧＮＤとの間には，駆動抵抗を介して通電駆動トランジスタが接続され，前記通電方向判定回路は，前記第１コンデンサの正極端子に接続された前記充電制御素子のソース端子の電位が，ドレーン端子の電位よりも高いときに前記通電駆動トランジスタを介して前記充電制御素子が閉路駆動される比較回路であって，前記通電駆動トランジスタと前記通電制御トランジスタとは互いに直列接続されており，前記第２コンデンサの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサの静電容量以上の値となっており，前記第１コンデンサの充電電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であって，その充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも高いときには，前記充電制御素子が閉路駆動されていて，前記第２コンデンサに対する充電電流が流れ，前記第１コンデンサの充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも低いときには，前記充電制御素子が消勢開路されていて，前記第２コンデンサの前記第１コンデンサに対する放電は禁止され，前記第２コンデンサからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている。

以上のとおり，この発明の第１の発明による電源平滑用のコンデンサ回路では，高耐圧の第１コンデンサと低耐圧の第２コンデンサを並列接続して構成され，第１コンデンサはジャンプスタート電圧及びロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐ以上の耐圧を有するのに対して，第２コンデンサは車載バッテリの最大電圧Ｖｍａｘ以上の耐圧を有し，第１コンデンサに対する印可電圧が最大電圧Ｖｍａｘを超過すると第２コンデンサに直列接続された電界効果型トランジスタである充放電開閉素子が開路するようになっている。

従って，第１コンデンサは特定高電圧発生時の電圧上昇率を抑制して，比較制御部による充放電開閉素子の開路動作時間を確保して，第２コンデンサに過電圧が印加されるのを防止するとともに，通常運転時の電源平滑コンデンサの静電容量は，第１及び第２コンデンサの静電容量の加算合計値であるのに対し，第２コンデンサの耐圧は第１コンデンサの耐圧よりも小さくなるので，両方のコンデンサを高耐圧にして同じ静電容量を得るものに比べて，電源平滑コンデンサを小型安価に構成することができる効果がある。
また，第１コンデンサの充電電圧が低下すると，第２コンデンサによる充電電荷が充放電開閉素子の逆導通によって放電され，内部寄生ダイオードに依存しない放電を行うことにより，出力電圧の低下を抑制することができる効果がある。
なお，充放電開閉素子は通常運転中は常時閉路していて，負荷電流の一部となるリップル電流が流れるものであって消費電力は小さく，小形安価なトランジスタを使用することができるものである。

以上のとおり，この発明の第２の発明による電源平滑用のコンデンサ回路では，高耐圧の第１コンデンサと低耐圧の第２コンデンサが充電制御素子を介して接続され，第１コンデンサはジャンプスタート電圧及びロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖpp以上の耐圧を有するのに対して，第２コンデンサは車載バッテリの最大電圧Ｖｍａｘ以上の耐圧を有し，第１コンデンサに対する印可電圧が最大電圧Ｖｍａｘを超過すると充電制御素子が開路するとともに，第１コンデンサに対する印可電圧が最大電圧Ｖｍａｘ以下になると，第１コンデンサ側から第２コンデンサに対する充電は行われるが，第２コンデンサ側から第１コンデンサへの放電は禁止されるようになっている。

従って，第１コンデンサは特定高電圧発生時の電圧上昇率を抑制して，比較制御部による充電制御素子の開路動作時間を確保して，第２コンデンサに過電圧が印加されるのを防止するとともに，通常運転時の電源平滑コンデンサの静電容量は，第１及び第２コンデンサの静電容量の加算合計値であるのに対し，第２コンデンサの耐圧は第１コンデンサの耐圧よりも小さくなるので，両方のコンデンサを高耐圧にして同じ静電容量を得るものに比べて，電源平滑コンデンサを小型安価に構成することができる効果がある。
また，第１コンデンサの充電電圧が低下しても，第２コンデンサから上流電源側に対する放電は充電制御素子の内部寄生ダイオードの順方向電圧の範囲で逆流が阻止されて，第２コンデンサに対する充電電荷をもれなく負荷回路に供給して，負荷電圧を安定化させることができるとともに，充電制御回路以降の下流回路素子の耐圧を低く設定することができる効果がある。
なお，充電制御素子のゲート回路に接続される通電駆動トランジスタと通電制御トランジスタとは，どちらが上流又は下流位置に直列接続されてもよいものである。

この発明の実施の形態１によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である。図１のものの逆流防止回路の第１形態を示す回路図である。図１のものの逆流防止回路の第２形態を示す回路図である。図１のものの負荷回路の一部である定電圧電源回路のブロック構成図である。この発明の実施の形態２によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である。図４のものの負荷回路の一部である定電流制御回路の回路ブロック図である。この発明の実施の形態３によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である。図６のものの充電制御回路の回路ブロック図である。図６のものの負荷回路の一部である昇圧制御回路の回路ブロック図である。この発明の実施の形態４によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である。

実施の形態１．
（１）構成及び作用・動作の詳細な説明
まず，この発明の実施の形態１によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である図１と，図１のものの逆流防止回路の第１形態と第２形態を示す回路図である図２Ａと図２Ｂについて，その構成と作用・動作を詳細に説明する。
図１において，車載電子制御装置１００ＡはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路１７０を主体として構成されている。
車載電子制御装置１００Ａには，負極端子が車体のグランド回路ＧＮＤに接続されている車載バッテリ１０１から，電源スイッチ１０２と等価配線抵抗１２０を有する接続配線を介して直流電源電圧Ｖｂが印加されているとともに，車載電子制御装置１００Ａ内の入出力中継回路１８０Ａを介して，車載の入力センサ群１０３と電気負荷群１０４が接続されている。
なお，電気負荷群１０４には様々なものがあるが，この実施形態においては補機駆動用の電源リレー，或いは警報表示機器などの軽負荷を想定したものとなっていて，入出力中継回路１８０Ａにはコンデンサ回路１１０Ａの第２コンデンサ１４０Ａを介さないで，直流電源電圧Ｖｂが直接印加されている。
しかしながら，後述の逆流防止回路２００Ｘが接続されていないときは，第２コンデンサ回路１４０Ａはこの入出力中継回路１８０Ａに対しても有効となるものである。

車載電子制御装置１００Ａの内部構成として，コンデンサ回路１１０Ａは直流電源電圧Ｖｂが印加されて平滑電源電圧Ｖｂａを発生し，図３で後述する定電圧電源回路１６０を介して演算制御回路１７０に対して例えばＤＣ５Ｖの安定化電源電圧ＶＶｃを供給するようになっている。
なお，演算制御回路１７０の主体要素であるマイクロプロセッサＣＰＵは，その電源電圧が例えばＤＣ４Ｖ以下になると自動的に制御動作を停止するようになっている。
ここで，ＤＣ１２Ｖ系の車載バッテリ１０１の出力電圧は通常は最小電圧Ｖｍｉｎ＝ＤＣ８Ｖから最大電圧Ｖｍａｘ＝ＤＣ１６Ｖが想定されるのに対し，エンジン始動時の低速回転時にはクランク角度位置に応動して，最低電圧Ｖ００＝ＤＣ４〜８Ｖの脈動電圧を想定する必要がある。
また，車載バッテリ１０１の電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行ったときにはジャンプスタート電圧としてＶｐｐ＝ＤＣ２４Ｖを想定し，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧としてはＶｐｐ＝ＤＣ３０Ｖを想定する必要がある。

コンデンサ回路１１０Ａの構成要素として，第１コンデンサ１１１Ａは例えばＤＣ３５Ｖの耐圧を有する非個体アルミ電解コンデンサである。
また，第２コンデンサ１４０Ａは例えばＤＣ２５Ｖの耐圧を有する導電性高分子ハイブリッド型アルミ電解コンデンサであり，この第２コンデンサ１４０Ａには充放電開閉素子１３０Ａが直列接続され，その直列回路は第１コンデンサ１１１Ａに対して並列接続されている。
従って，点線で図示した後述の逆流防止回路２００Ｘを設けていないときには，直流電源電圧Ｖｂと平滑電源電圧Ｖｂａは同じで電圧となっていて，第１及び第２コンデンサは断続負荷電流によって変動する等価配線抵抗１２０による電圧降下の変動を抑制するものとなっている。
充放電開閉素子１３０Ａは内部寄生ダイオード１３０ｄを有するＰチャネル型の電界効果型トランジスタであり，そのソース端子は第１コンデンサ１１１Ａの正極端子に接続され，ドレーン端子は第２コンデンサ１４０Ａの正極端子に接続されている。

また，充放電開閉素子１３０Ａのソース端子とゲート端子との間にには，分圧ゲート抵抗１３１と図示しない電圧制限ダイオードとが並列接続され，このゲート端子とグランド回路ＧＮＤとの間には駆動ゲート抵抗１３２を介して通電制御トランジスタ１３３が接続されている。
この通電制御トランジスタ１３３はＮＰＮ接合型トランジスタであり，ベース回路に設けられた通電駆動抵抗１３４を介して比較判定回路１５０から通電駆動されるとともに，ベース端子とエミッタ端子との間には開路安定抵抗１３５が接続されている。
比較制御部となる比較判定回路１５０の正側入力端子には，基準電圧発生回路１５１が発生する比較基準電圧Ｖｂｃが印加され，負側入力端子には第１コンデンサ１１１Ａの両端に接続された第１分圧抵抗１５２と第２分圧抵抗１５３による分圧電圧が比較入力抵抗１５４を介して印加されている。
これにより，第１コンデンサ１１１Ａの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘを超過したときには比較判定回路１５０の出力が論理レベル「Ｌ」となって，通電駆動抵抗１３４に対する出力を停止して充放電開閉素子１３０Ａが開路され。第２コンデンサ１４０Ａには最大電圧Ｖｍａｘを超過する高電圧は印可されないようになっている。

一方，第１コンデンサ１１１Ａの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときには比較判定回路１５０の出力が論理レベル「Ｈ」となって，通電駆動抵抗１３４を介して通電制御トランジスタ１３３が閉路し，これにより充放電開閉素子１３０Ａが閉路駆動されるようになっている。
その結果，第１コンデンサ１１１Ａの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ａの充電電圧よりも高いときには，充放電開閉素子１３０Ａが順方向（内部寄生ダイオード１３０ｄの通電方向とは反対の方向）に導通して第２コンデンサ１４０Ａに充電電流が流れ，第１コンデンサ１１１Ａの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ａの充電電圧よりも低いときには，充放電開閉素子１３０Ａが逆方向（内部寄生ダイオード１３０ｄの通電方向と同じ方向）に導通して第２コンデンサ１４０Ａの放電電流が流れるようになっている。
従って，充放電開閉素子１３０Ａの閉路電圧は微小であり，第１コンデンサ１１１Ａと第２コンデンサ１４０Ａは互いに並列接続された一体のコンデンサとして機能することになる。
但し，第２コンデンサ１４０Ａの耐圧は第１コンデンサ１１１Ａの耐圧よりも低く設定することができるので，小形のコンデンサによって同じ静電容量を得ることができるものである。

図１のものの変形形態として付加された逆流防止回路を示す図２Ａにおいて，逆流防止回路２００ＸはＰチャネル型の電界効果型トランジスタである逆流防止素子２０１ｘを主体として構成され，この逆流防止素子２０１ｘは上流側のドレーン端子から下流側のソース端子の方向に通電する内部寄生ダイオード２０１ｄを備えている。
逆流防止素子２０１ｘのソース端子とゲート端子との間には分圧ゲート抵抗２０２と電圧制限素子２０３とが並列接続され，このゲート端子とグランド回路ＧＮＤとの間には駆動抵抗２０４を介して通電駆動トランジスタ２０５が接続されている。
この通電駆動トランジスタ２０５はＮＰＮ接合型トランジスタであり，ベース回路に設けられたベース抵抗２０６を介して通電方向判定回路２０８から通電駆動されるとともに，ベース端子とエミッタ端子との間には開路安定抵抗２０７が接続されている。
通電方向判定回路２０８の正側入力端子は，逆流防止素子２０１ｘのドレーン端子に接続され，負側入力端子はソース端子に接続されている。

従って，図１における第１コンデンサ１１１Ａの正極端子に接続されている逆流防止素子２０１ｘのドレーン端子側の電位が，ソース端子側の電位よりも高いときには通電方向判定回路２０８の出力が論理レベル「Ｈ」となって，ベース抵抗２０６と通電駆動トランジスタ２０５とを介して逆流防止素子２０１ｘが閉路駆動されて，第１コンデンサ１１１Ａから第２コンデンサ１４０Ａへの充電，及び定電圧電源回路１６０への給電が可能となっている。
但し，第１コンデンサ１１１Ａの両端電圧が最大電圧Ｖｍａｘを超過していると，図１における充放電開閉素子１３０Ａが開路して，第２コンデンサ１４０Ａへの充電は禁止されているので，逆流防止素子２０１ｘの内部寄生ダイオード２０１ｄから第２コンデンサ１４０Ａに充電電流が流れることはないが，定電圧電源回路１６０の耐圧は高くしておく必要がある。
一方，図１における第１コンデンサ１１１Ａの正極端子に接続されている逆流防止素子２０１ｘのドレーン端子側の電位が，ソース端子側の電位よりも低いときには通電方向判定回路２０８の出力が論理レベル「Ｌ」となって，通電駆動トランジスタ２０５と逆流防止素子２０１ｘが消勢開路されて，第２コンデンサ１４０Ａから第１コンデンサ１１０Ａへの逆流放電は行えないようになっている。
これにより，車載バッテリ１０１自体に電圧変動が発生しているときに，第２コンデンサ１４０Ａから電源側への逆放電が発生せず，第２コンデンサ１４０Ａの電圧低下を抑制して平滑特性が向上することになる。

図２Ａのものの変形形態である逆流防止回路２００Ｙを示す図２Ｂにおいて，逆流防止回路２００ＹはＰチャネル型の電界効果型トランジスタである逆流防止素子２０１ｙを主体として構成され，この逆流防止素子２０１ｙは下流側のドレーン端子から上流側のソース端子の方向に通電する内部寄生ダイオード２０１ｄを備えている。
即ち，逆流防止素子２０１ｙは逆流防止素子２０１ｘのソース端子とドレーン端子を入れ替えて接続しただけのものであって，その他は同じ回路構成となっており，図１における逆流防止回路２００Ｘを図２Ｂにおける逆流防止回路２００Ｙに置換えても同等の機能を持つことになる。
但し，第２コンデンサ１４０Ａ側の充電電圧が第１コンデンサ側の充電電圧よりも高くて，その差分値が内部寄生ダイオード２０１ｄの順方向電圧よりも大きくなると，逆流防止回路２００Ｙの場合には第２コンデンサ１４０Ａ側から第１コンデンサ側への放電が行われることになる。
しかし，電源平滑コンデンサの役割として，例えば±０．５Ｖの電源電圧変動を半減し
て±０．２５Ｖ程度にすることを狙いとしている場合には，どちらの回路形式であって
もよいことになる。

次に，図１のものの負荷回路の一部である定電圧電源回路のブロック構成図である図３について，その構成と作用・動作を詳細に説明する。
図３において，車載バッテリ１０１から前述したコンデンサ回路１１０Ａを介して平滑電源電圧Ｖｂａが給電される定電圧電源回路１６０は，縦続接続された前段定電圧回路１６０ａと後段定電圧回路１６０ｂによって構成されている。
前段定電圧回路１６０ａにおいて，前段開閉素子６０ａはソース端子に平滑電源電圧Ｖｂａが印加され，そのドレーン端子は誘導素子６１ａを介して中段コンデンサ６２ａの正極端子に接続されて，中間電圧Ｖａを発生するＰチャネル型の電界効果型トランジスタであり，このドレーン端子とグランド回路ＧＮＤとの間には転流ダイオード６３ａが接続されている。
前段開閉素子６０ａのゲート端子とグランド回路ＧＮＤ間に接続された断続制御回路６４ａは，目標電圧発生回路６５ａが発生する目標中段電圧Ｖａａと，中段コンデンサ６２ａの両端に接続された中段分圧抵抗６６ａ・６７ａによる分圧電圧とを比較して，中段コンデンサ６２ａの両端電圧が例えばＤＣ８Ｖの目標中間電圧Ｖａと等しくなる関係に前段開閉素子６０ａのゲート回路を断続するパルス幅変調方式の負帰還制御回路である。

後段定電圧回路１６０ｂにおいて，後段開閉素子６０ｂはエミッタ端子に中段電圧Ｖａが印加され，そのコレクタ端子は後段コンデンサ６２ｂの正極端子に接続されて，安定化電源電圧Ｖｃを発生するＰＮＰ接合型トランジスタであり，そのベース端子とグランド回路ＧＮＤとの間にはリニア制御回路６４ｂが接続されている。
このリニア制御回路６４ｂは，目標電圧発生回路６５ｂが発生する目標後段電圧Ｖｃｃと，後段コンデンサ６２ｂの両端に接続された後段分圧抵抗６６ｂ・６７ｂによる分圧電圧とを比較して，後段コンデンサ６２ｂの両端電圧が例えばＤＣ５Ｖの目標安定化電圧Ｖｃと等しくなる関係に後段開閉素子６０ｂのベース電流を連続制御する負帰還制御回路である。
このように構成された定電圧電源回路１６０において，直流電源電圧Ｖｂが低下して，中段電圧Ｖａに略等しくなっているときには，第２コンデンサ１４０Ａによって電源電圧の脈動振幅を抑制しておくことによって，断続制御回路６４ａによる負帰還制御の安定性に効果がある。

なお，直流電源電圧Ｖｂが異常低下してＤＣ４〜８Ｖで脈動しているときには，前段開閉素子６０ａは連続通電状態となって，第２コンデンサ１４０Ａと中段コンデンサ６２ａとは並列接続状態となって協働し，安定化電源電圧ＶｃはＤＣ５Ｖ以上の電圧を維持することによって，マイクロプロセッサＣＰＵのリセット電圧ＤＣ４Ｖ以上の電圧を確保することができる構成となっている。
また，直流電源電圧Ｖｂが更に異常低下してＤＣ４〜６Ｖで脈動しているときには，前段開閉素子６０ａのみならず，後段開閉素子６０ｂも連続通電状態となっているが，後段開閉素子６０ｂとして接合型トランジスタを使用しておくと，後段コンデンサ６２ｂの充電電荷が上流側へ逆流放電することがなく，後段開閉素子６０ｂとして電界効果型トランジスタを使用した場合であっても，逆流防止回路２００Ｘがあれば後段コンデンサ６２ｂの充電電荷が上流側へ逆流放電することがなく，最小電圧ＤＣ４Ｖを維持することができることになる。

（２）実施の形態１の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり，この発明の実施の形態１による電源平滑用のコンデンサ回路は，車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置１００Ａに内蔵されて，車載バッテリ１０１から得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路１１０Ａであって，前記コンデンサ回路１１０Ａは，第１コンデンサ１１１Ａと第２コンデンサ１４０Ａ及び比較制御部に応動する充放電開閉素子１３０Ａを包含し，前記第１コンデンサ１１１Ａには，前記車載バッテリ１０１から等価配線抵抗１２０を介して前記直流電源電圧Ｖｂが印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリ１０１の電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサ１１１Ａの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，前記第２コンデンサ１４０Ａは，内部寄生ダイオード１３０ｄを包含した電界効果型トランジスタである前記充放電開閉素子１３０Ａを介して前記第１コンデンサ１１１Ａと並列接続されている。

そして，前記比較制御部は，前記第１コンデンサ１１１Ａの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗１３４に対する出力を停止して，前記充放電開閉素子１３０Ａが開路される比較判定回路１５０であり，前記第２コンデンサ１４０Ａの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサ１１１Ａの静電容量以上の値となっており，前記充放電開閉素子１３０Ａが開路しているときには，前記第２コンデンサ１４０Ａに対する充電電流は遮断されるが，前記充放電開閉素子１３０Ａが閉路駆動されていて，前記第１コンデンサ１１１Ａの充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ａの充電電圧よりも高いときには，前記充放電開閉素子１３０Ａが前記内部寄生ダイオード１３０ｄの導通方向とは反対方向となる順方向に導通して，前記第２コンデンサ１４０Ａに対する充電電流が流れ，前記充放電開閉素子１３０Ａが閉路駆動されていて，前記第１コンデンサ１１１Ａの充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ａの充電電圧よりも低いときには，前記充放電開閉素子１３０Ａが前記内部寄生ダイオード１３０ｄの導通方向と同一方向となる逆方向に導通して，前記第２コンデンサ１４０Ａからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている。

前記充放電開閉素子１３０Ａは，前記第２コンデンサ１４０Ａの正極端子に接続されたＰチャネル型の電界効果型トランジスタであって，そのソース端子は前記第１コンデンサ１１１Ａの正極端子に接続されているとともに，そのゲート端子は駆動ゲート抵抗１３２と通電制御トランジスタ１３３を介して前記第２コンデンサ１４０Ａの負極端子と前記グランド回路ＧＮＤに接続されている。
以上のとおり，この発明の請求項２に関連し，充放電開閉素子は，第２コンデンサの上流位置に接続されたＰチャネル型の電界効果型トランジスタとなっている。
従って，昇圧回路を必要とせず，簡単なゲート駆動回路によって充放電開閉素子を正逆両方向に導通駆動して，閉路駆動時の充放電開閉素子の電圧降下を抑制することができる特徴がある。

前記第１コンデンサ１１１Ａと，これに対する並列回路を構成する前記充放電開閉素子１３０Ａと前記第２コンデンサ１４０Ａとの直列回路との間には逆流防止回路２００Ｘが直列接続され，前記逆流防止回路２００Ｘは，Ｐチャネル型の電界効果型トランジスタである逆流防止素子２０１ｘを備え，前記逆流防止素子２０１ｘのドレーン端子は，前記第１コンデンサ１１１Ａの正極端子に接続され，ソース端子は前記充放電開閉素子１３０Ａと前記第２コンデンサ１４０Ａとの直列回路の上流側に接続され，前記逆流防止素子２０１ｘのゲート端子と前記グランド回路ＧＮＤとの間には，駆動抵抗２０４を介して通電駆動トランジスタ２０５が接続され，前記通電駆動トランジスタ２０５は，前記第１コンデンサ１１１Ａの正極端子に接続された前記逆流防止素子２０１ｘのドレーン端子の電位が，ソース端子の電位よりも高いときに通電駆動指令を発生する通電方向判定回路２０８の比較出力信号によって閉路駆動されるようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項４に関連し，第１コンデンサと第２コンデンサとの間には逆流防止回路が接続されていて，第２コンデンサ側から第１コンデンサ側への放電が禁止されている。
従って，第１コンデンサ側から第２コンデンサ側に充電された電荷は，第１コンデンサとこれに繋がる車載バッテリ及びその他の電気負荷側へ放電することがなく，第１コンデンサ側の電圧が低下したときに，第２コンデンサに繋がる電気負荷に対する電圧低下を抑制することができる特徴がある。
なお，逆流防止素子に含まれる内部寄生ダイオードの通電方向は，第２コンデンサから第１コンデンサへの放電電流を阻止する方向とするのが順当であるが，仮に逆方向の接続となっていても，第２コンデンサの充電電圧と第１コンデンサの充電電圧との差分値が，内部寄生ダイオードの両端降下電圧よりも小さいときには同等の効果が得られるものであ
る。

前記比較判定回路１５０では，基準電圧発生回路１５１が発生する比較基準電圧Ｖｂｃと，前記第１コンデンサ１１１Ａの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗１５２、１５３による分圧電圧とを比較して，前記第１コンデンサ１１１Ａの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに開路判定出力を発生し，前記充放電開閉素子１３０Ａは，前記開路判定出力に応動して消勢開路されて，前記第２コンデンサ１４０Ａに対する充電が禁止されるようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項５に関連し，充放電開閉素子は第１コンデンサの両端電圧が直流電源電圧Ｖｂの通常の最大電圧Ｖｍａｘを超過しているときに，比較判定回路が発生する開路判定出力によって消勢開路されるようになっている。
従って，簡易な比較判定回路を用いて，第２コンデンサに対する過大電圧の印加が防止され，第２コンデンサの耐圧を下げて大きな静電容量のコンデンサを適用して，電源平滑特性を向上することができる特徴がある。
なお，複数の電気負荷に対してそれぞれに電源平滑コンデンサを設ける場合においては，第１コンデンサと比較判定回路を共用して，充放電開閉素子と第２コンデンサを個別に設けることが可能となるものである。

実施の形態２．
（１）構成及び作用・動作の詳細な説明
次に，この発明の実施の形態２によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である図４と，図４のものの負荷回路の一部である定電流制御回路の回路ブロック図である図５について，図１のものとの相違点を中心にしてその構成と作用・動作を詳細に説明する。
なお，各図において，同一符号は同一又は相当部分を示している。
図４において，車載電子制御装置１００ＢはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路１７０を主体として構成されている。
車載電子制御装置１００Ｂには，負極端子が車体のグランド回路ＧＮＤに接続されている車載バッテリ１０１から，電源スイッチ１０２と等価配線抵抗１２０を有する接続配線を介して直流電源電圧Ｖｂが印加されているとともに，車載電子制御装置１００Ｂ内の入出力中継回路１８０Ｂを介して，車載の入力センサ群１０３と電気負荷群１０４が接続されている。
なお，電気負荷群１０４には様々なものがあるが，この実施形態においては自動変速機におけるリニアソレノイドに対する定電流制御回路１９０Ｂを包含している。

そして，演算制御部１７０は，図２で前述したコンデンサ回路１１０Ａと定電圧電源回路１６０を介して安定化電源電圧Ｖｃが印加されているのに対し，入出力中継回路１８０Ｂにはコンデンサ回路１１０Ｂを介して平滑電源電圧Ｖｂｂが印加されている。
コンデンサ回路１１０Ｂは，例えばＤＣ３５Ｖの耐圧を有する非個体アルミ電解コンデンサである第１コンデンサ１１１Ｂと，例えばＤＣ２５Ｖの耐圧を有する導電性高分子ハイブリッド型アルミ電解コンデンサである第２コンデンサ１４０Ｂと，この第２コンデンサ１４０Ｂの下流に直列接続されたＮチャネル型の電界効果型トランジスタである充放電開閉素子１３０Ｂとを備え，第２コンデンサ１４０Ｂと充放電開閉素子１３０Ｂとの直列回路は第１コンデンサ１１１Ｂに対して並列接続されている。
従って，点線で図示した前述の逆流防止回路２００Ｘを設けていないときには，直流電源電圧Ｖｂと平滑電源電圧Ｖｂｂは同じで電圧となっていて，第１及び第２コンデンサは断続負荷電流によって変動する等価配線抵抗１２０による電圧降下の変動を抑制するものとなっている。
内部寄生ダイオード１３０ｄを有する充放電開閉素子１３０Ｂのゲート端子は，マイクロプロセッサＣＰＵが発生する閉路指令信号Ｖｏｎによって通電駆動抵抗１３４を介して閉路駆動され，そのゲート端子とソース端子との間には開路安定抵抗１３５が並列接続されている。

マイクロプロセッサＣＰＵは，制御プログラム及び比較基準電圧Ｖｂｃを格納したプログラムメモリＰＧＭと，多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣを備え，この多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣには，第１コンデンサ１１１Ｂの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗１５２・１５３による分圧電圧が監視電圧Ｖｍｎとして入力されている。
そして，このマイクロプロセッサＣＰＵは，監視電圧Ｖｍｎのデジタル変換値と比較基準電圧Ｖｂｃのデジタル値とを比較して，第１コンデンサ１１１Ｂの両端電圧が最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに閉路指令となる閉路指令信号Ｖｏｎが発生するようになっている。
なお，マイクロプロセッサＣＰＵが不作動であるときには，閉路指令信号Ｖｏｎは安定化電源電圧Ｖｃとグランド回路ＧＮＤに対して高抵抗で接続された不確定な中間電圧となっているが，通電駆動抵抗１３４の上流又は下流端子を開路安定抵抗１３５を介してグランド回路ＧＮＤに接続しておくことによって充放電開閉素子１３０Ｂを開路状態に維持しておくようになっている。

以上の構成により，第１コンデンサ１１１Ｂの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘを超過したときには，比較制御部となる演算制御回路１７０が発生する閉路指令信号Ｖｏｎが論理レベル「Ｌ」となって，通電駆動抵抗１３４に対する出力を停止して充放電開閉素子１３０Ｂが開路され。第２コンデンサ１４０Ｂには最大電圧Ｖｍａｘを超過する高電圧は印可されないようになっている。
一方，第１コンデンサ１１１Ｂの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときには閉路指令信号Ｖｏｎが論理レベル「Ｈ」となって，通電駆動抵抗１３４を介して充放電開閉素子１３０Ｂが閉路駆動されるようになっている。
その結果，第１コンデンサ１１１Ｂの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ｂの充電電圧よりも高いときには，充放電開閉素子１３０Ｂが順方向（内部寄生ダイオード１３０ｄの通電方向とは反対の方向）に導通して第２コンデンサ１４０Ｂに充電電流が流れ，第１コンデンサ１１１Ｂの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ｂの充電電圧よりも低いときには，充放電開閉素子１３０Ｂが逆方向（内部寄生ダイオード１３０ｄの通電方向と同じ方向）に導通して第２コンデンサ１４０Ｂの放電電流が流れるようになっている。

従って，充放電開閉素子１３０Ｂの閉路電圧は微小であり，第１コンデンサ１１１Ｂと第２コンデンサ１４０Ｂは互いに並列接続された一体のコンデンサとして機能することになる。
但し，第２コンデンサ１４０Ｂの耐圧は第１コンデンサ１１１Ｂの耐圧よりも低く設定することができるので，小形のコンデンサによって同じ静電容量を得ることができるものであることは図１のものと同様である。
図４のものの変形形態として，図２Ａ又は図２Ｂで前述した逆流防止回路２００Ｘ・２００Ｙを付加した場合には，車載バッテリ１０１の発生電圧が脈動増大したとき充電された第２コンデンサ１４０Ｂの充電電荷が，脈動減少したときに車載バッテリ１０１側に逆流放出されることがなく，直流電源電圧Ｖｂよりも安定した平滑電源電圧Ｖｂｂが得られるようになるものである。
なお，車載バッテリ１０１の接続極性を誤ったときの異常発生を防止するために，電源スイッチ１０２が逆流防止素子を内蔵している場合には，コンデンサ回路１１０Ｂやコンデンサ回路１１０Ａ内の逆流防止回路２００Ｘがなくても車載バッテリ１０１への逆流放電は発生しないことになる。
しかし，コンデンサ回路１１０Ａ内に逆流防止回路２００Ｘを設けておくと，第２コンデンサ１４０Ａ（図１参照）からコンデンサ回路１１０Ｂ内の第１コンデンサ１１１Ｂや第２コンデンサ１４０Ｂへ放電する経路が断たれ，コンデンサ回路１１０Ａ内の平滑電源電圧Ｖｂａを安定化させることができることになる。

次に，図４のものの負荷回路の一部である定電流制御回路の回路ブロック図である図５について，その構成と作用・動作を詳細に説明する。
図５において，車載バッテリ１０１から前述したコンデンサ回路１１０Ｂを介して平滑電源電圧Ｖｂｂが給電される定電流制御回路１９０Ｂは，自動変速機における複数の変速段選択電磁弁を駆動する第１〜第３リニアソレノイド１０９ａ〜１０９ｃに対して，それぞれに可変一定の励磁電流を供給する第１〜第３負帰還回路９９ａ〜９９ｃを備えている。
なお，自動車の自動変速機では複数の変速段を選択するために３〜５個の比例電磁弁が使用され，この内の１個又は複数個の比例電磁コイル（リニアソレノイド）は様々な目標平均電流によって同時に通電制御されて，可変の目標平均電流を中心とした所定のディザ（Ｄｉｔｈｅｒ）振幅電流が重畳されていて，このデイザ電流は被駆動体に静止摩擦抵抗が発生しないように微振動を付与しておくために，所定周期の増減電流を付与しておくためのものである。

このようなデイザ電流を含む定電流制御回路において，車載バッテリの電源電圧が，例えばＤＣ８ＶからＤＣ１６Ｖまで変動すると，電流上昇の余裕電圧を最低限度のＤＣ２Ｖに見積もっても，最低電圧ＤＣ６Ｖでも最大電流が流れるように設計された比例電磁コイルが必要となり，これをＤＣ１６Ｖの高電圧で使用して，最大電流の２０％の目標平均電流を得ようとすれば６×２０/１６＝７．５％の電圧に制御する必要がある。
また，１２０℃の高温環境で，比例電磁コイル自体の温度上昇４０℃を加算した１６０℃の負荷抵抗において，最低電圧ＤＣ６Ｖでも正常動作するように設計された比例電磁コイルの場合，−４０℃の低温環境で比例電磁コイル自体の温度上昇１０℃を加算した−３０℃の負荷抵抗においては，ＤＣ４．２Ｖでも最大電流が流れる低抵抗となっており，この状態でＤＣ１６Ｖが印可されて，最大電流の２０％の目標平均電流を得ようとした場合には，４．２×２０/１６＝５．１％の電圧に制御する必要がある。
ここに，例えば最大電流の±５％のデイザ振幅電流を加算するためには，脈動変動が小さな安定した電源電圧が必要となり，コンデンサ回路１１０Ｂが効果的に利用される用途の事例を示したものとなっている。

なお，実施の形態２においては，充放電開閉素子１３０ＢとしてＮチャネル型の電界効果型トランジスタを第２コンデンサ１４０Ｂの下流位置に接続して使用したが，これを実施の形態１と同様に，充放電開閉素子１３０ＢとしてＰチャネル型の電界効果型トランジスタを第２コンデンサ１４０Ｂの上流位置に接続して使用することも可能であり，同様に，実施の形態１においては，充放電開閉素子１３０ＡとしてＮチャネル型の電界効果型トランジスタを第２コンデンサ１４０Ａの下流位置に接続することも可能である。

（２）実施の形態２の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり，この発明の実施の形態２による電源平滑用のコンデンサ回路は，車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置１００Ｂに内蔵されて，車載バッテリ１０１から得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路１１０Ｂであって，前記コンデンサ回路１１０Ｂは，第１コンデンサ１１１Ｂと第２コンデンサ１４０Ｂ及び比較制御部に応動する充放電開閉素子１３０Ｂを包含し，前記第１コンデンサ１１１Ｂには，前記車載バッテリ１０１から等価配線抵抗１２０を介して前記直流電源電圧Ｖｂが印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリ１０１の電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサ１１１Ｂの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，前記第２コンデンサ１４０Ｂは，内部寄生ダイオード１３０ｄを包含した電界効果型トランジスタである前記充放電開閉素子１３０Ｂを介して前記第１コンデンサ１１１Ｂと並列接続されている。

そして，前記比較制御部は，前記第１コンデンサ１１１Ｂの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗１３４に対する出力を停止して，前記充放電開閉素子１３０Ｂが開路される演算制御回路１７０であり，前記第２コンデンサ１４０Ｂの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサ１１１Ｂの静電容量以上の値となっており，前記充放電開閉素子１３０Ｂが開路しているときには，前記第２コンデンサ１４０Ｂに対する充電電流は遮断されるが，前記充放電開閉素子１３０Ｂが閉路駆動されていて，前記第１コンデンサ１１１Ｂの充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ｂの充電電圧よりも高いときには，前記充放電開閉素子１３０Ｂが前記内部寄生ダイオード１３０ｄの導通方向とは反対方向となる順方向に導通して，前記第２コンデンサ１４０Ｂに対する充電電流が流れ，前記充放電開閉素子１３０Ｂが閉路駆動されていて，前記第１コンデンサ１１１Ｂの充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ｂの充電電圧よりも低いときには，前記充放電開閉素子１３０Ｂが前記内部寄生ダイオード１３０ｄの導通方向と同一方向となる逆方向に導通して，前記第２コンデンサ１４０Ｂからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている。

前記第２コンデンサ１４０Ｂの正極端子は，前記第１コンデンサ１１１Ｂの正極端子に接続されているとともに，前記充放電開閉素子１３０Ｂは，そのドレーン端子が前記第２コンデンサ１４０Ｂの負極端子に接続されたＮチャネル型の電界効果型トランジスタであって，そのソース端子は前記グランド回路ＧＮＤに接続され，前記充放電開閉素子１３０Ｂのゲート端子とソース端子間には，前記通電駆動抵抗１３４を介して閉路指令信号Ｖｏｎが印加されるようになっている。
以上のとおり，この発明の請求項３に関連し，充放電開閉素子は，第２コンデンサの下流位置に接続されたＮチャネル型の電界効果型トランジスタとなっている。
従って，昇圧回路を必要とせず，簡単なゲート駆動回路によって充放電開閉素子を正逆両方向に導通駆動して，閉路駆動時の充放電開閉素子の電圧降下を抑制することができる特徴がある。

前記第１コンデンサ１１１Ｂと，これに対する並列回路を構成する前記充放電開閉素子１３０Ｂと前記第２コンデンサ１４０Ｂとの直列回路との間には逆流防止回路２００Ｘが直列接続され，前記逆流防止回路２００Ｘは，Ｐチャネル型の電界効果型トランジスタである逆流防止素子２０１ｘ備え，前記逆流防止素子２０１ｘのドレーン端子は，前記第１コンデンサ１１１Ｂの正極端子に接続され，ソース端子は前記充放電開閉素子１３０Ｂと前記第２コンデンサ１４０Ｂとの直列回路の上流側に接続され，前記逆流防止素子２０１ｘのゲート端子と前記グランド回路ＧＮＤとの間には，駆動抵抗２０４を介して通電駆動トランジスタ２０５が接続され，前記通電駆動トランジスタ２０５は，前記第１コンデンサ１１１Ｂの正極端子に接続された前記逆流防止素子２０１ｘのドレーン端子の電位が，ソース端子の電位よりも高いときに通電駆動指令を発生する通電方向判定回路２０８の比較出力信号によって閉路駆動されるようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項４に関連し，第１コンデンサと第２コンデンサとの間には逆流防止回路が接続されていて，第２コンデンサ側から第１コンデンサ側への放電が禁止されている。
従って，第１コンデンサ側から第２コンデンサ側に充電された電荷は，第１コンデンサとこれに繋がる車載バッテリ及びその他の電気負荷側へ放電することがなく，第１コンデンサ側の電圧が低下したときに，第２コンデンサに繋がる電気負荷に対する電圧低下を抑制することができる特徴がある。
なお，逆流防止素子に含まれる内部寄生ダイオードの通電方向は，第２コンデンサから第１コンデンサへの放電電流を阻止する方向とするのが順当であるが，仮に逆方向の接続となっていても，第２コンデンサの充電電圧と第１コンデンサの充電電圧との差分値が，内部寄生ダイオードの両端降下電圧よりも小さいときには同等の効果が得られるものである。

前記演算制御回路１７０は，演算処理用のマイクロプロセッサＣＰＵと，制御プログラム及び比較基準電圧Ｖｂｃを格納したプログラムメモリＰＧＭと，多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣを備え，前記多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣには，前記第１コンデンサ１１１Ｂの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗１５２、１５３による分圧電圧が監視電圧Ｖｍｎとして入力されており，前記マイクロプロセッサＣＰＵでは，前記監視電圧Ｖｍｎのデジタル変換値と前記比較基準電圧Ｖｂｃのデジタル値とを比較して，前記第１コンデンサ１１１Ｂの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに閉路指令となる閉路指令信号Ｖｏｎが発生し，前記充放電開閉素子１３０Ｂは，前記閉路指令信号Ｖｏｎに応動して閉路駆動されて，前記第２コンデンサ１４０Ｂに対する充電電流が流れるものであり，前記マイクロプロセッサＣＰＵが不作動であるときには，前記閉路指令信号Ｖｏｎが不確定とならないように，前記通電駆動抵抗１３４の上流又は下流端子を前記グランド回路ＧＮＤに接続する開路安定抵抗１３５が設けられている。

以上のとおり，この発明の請求項６に関連し，充放電開閉素子は第１コンデンサの両端電圧が直流電源電圧Ｖｂの通常の最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに，演算制御回路が発生する閉路指令信号によって閉路駆動されるようになっている。
従って，簡易なソフトウエア手段を用いて，第２コンデンサに対する過大電圧の印加が防止され，第２コンデンサの耐圧を下げて大きな静電容量のコンデンサを適用して，電源平滑特性を向上することができる特徴がある。
なお，複数の電気負荷に対してそれぞれに電源平滑コンデンサを設ける場合においては，第１コンデンサと演算制御回路を共用して，充放電開閉素子と第２コンデンサを個別に設けることが可能となるものである。

実施の形態３．
（１）構成及び作用・動作の詳細な説明
次に，この発明の実施の形態３によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である図６と，図６のものの充電制御回路の回路ブロック図である図７について，図１のものとの相違点を中心にしてその構成と作用・動作を詳細に説明する。
なお，各図において，同一符号は同一又は相当部分を示している。
図６において，車載電子制御装置１００ＣはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路１７０を主体として構成されている。
車載電子制御装置１００Ｃには，負極端子が車体のグランド回路ＧＮＤに接続されている車載バッテリ１０１から，電源スイッチ１０２と等価配線抵抗１２０を有する接続配線を介して直流電源電圧Ｖｂが印加されているとともに，車載電子制御装置１００Ｃ内の入出力中継回路１８０Ｃを介して，車載の入力センサ群１０３と電気負荷群１０４が接続されている。
なお，電気負荷群１０４には様々なものがあるが，この実施形態においては燃料噴射用電磁弁に対する昇圧制御回路１９０Ｃを包含している。

そして，演算制御部１７０は，図２で前述したコンデンサ回路１１０Ａと定電圧電源回路１６０を介して安定化電源電圧Ｖｃが印加されているのに対し，入出力中継回路１８０Ｃにはコンデンサ回路１１０Ｃを介して平滑電源電圧Ｖｂｂが印加されている。
コンデンサ回路１１０Ｃは，例えばＤＣ３５Ｖの耐圧を有する非個体アルミ電解コンデンサである第１コンデンサ１１１Ｃと，例えばＤＣ２５Ｖの耐圧を有する導電性高分子ハイブリッド型アルミ電解コンデンサである第２コンデンサ１４０Ｃと，この第２コンデンサ１４０Ｃと第１コンデンサ１１１Ｃとの間に接続されたＰチャネル型の電界効果型トランジスタである後述の充電制御回路２３０とを備えている。
マイクロプロセッサＣＰＵは，制御プログラム及び比較基準電圧Ｖｂｃを格納したプログラムメモリＰＧＭと，多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣを備え，この多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣには，第１コンデンサ１１１Ｃの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗１５２・１５３による分圧電圧が監視電圧Ｖｍｎとして入力されている。

そして，このマイクロプロセッサＣＰＵは，監視電圧Ｖｍｎのデジタル変換値と比較基準電圧Ｖｂｃのデジタル値とを比較して，第１コンデンサ１１１Ｃの両端電圧が最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに閉路指令となる閉路指令信号Ｖｏｎが発生して，通電駆動抵抗１３４を介して通電制御トランジスタ１３３を閉路駆動し，これにより充電制御回路２３０が閉路駆動されるようになっている。
なお，マイクロプロセッサＣＰＵが不作動であるときには，閉路指令信号Ｖｏｎは安定化電源電圧Ｖｃとグランド回路ＧＮＤに対して高抵抗で接続された不確定な中間電圧となっているが，通電駆動抵抗１３４の上流又は下流端子を開路安定抵抗１３５を介してグランド回路ＧＮＤに接続しておくことによって通電制御トランジスタ１３３を開路状態に維持しておくようになっている。

以上の構成により，第１コンデンサ１１１Ｃの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘを超過したときには比較制御部となる演算制御回路１７０が発生する閉路指令信号Ｖｏｎの論理レベル「Ｌ」となって，通電駆動抵抗１３４に対する出力を停止して充電制御回路２３０が開路され。第２コンデンサ１４０Ｃには最大電圧Ｖｍａｘを超過する高電圧は印可されないようになっている。
一方，第１コンデンサ１１１Ｃの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときには閉路指令信号Ｖｏｎが論理レベル「Ｈ」となって，通電駆動抵抗１３４を介して充電制御回路２３０が閉路駆動されるようになっている。
その結果，第１コンデンサ１１１Ｃの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ｃの充電電圧よりも高いときには，後述の充電制御回路２３０が順方向（内部寄生ダイオード１３０ｄの通電方向とは反対の方向）に導通して第２コンデンサ１４０Ｃに充電電流が流れ，第１コンデンサ１１１Ｃの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ｃの充電電圧よりも低いときには充電制御回路２３０が開路して，第２コンデンサ１４０Ｃの充電電荷は下流の負荷回路には放電するが，その電圧差が内部寄生ダイオード２３１ｄの順方向電圧以下であるときには上流回路には放電しないようになっている。

図７において，充電制御回路２３０は図２Ｂで前述した逆流防止回路２００Ｙと同様に，Ｐチャネル型の電界効果型トランジスタである充電制御素子２３１を主体として構成され，この充電制御素子２３１は下流側のドレーン端子から上流側のソース端子の方向に通電する内部寄生ダイオード２３１ｄを備えている。
充電制御素子２３１のソース端子とゲート端子との間には分圧ゲート抵抗２０２と電圧制限素子２０３とが並列接続され，このゲート端子とグランド回路ＧＮＤとの間には駆動抵抗２０４を介して通電駆動トランジスタ２０５が接続されている。
この通電駆動トランジスタ２０５はＮＰＮ接合型トランジスタであり，ベース回路に設けられたベース抵抗２０６を介して通電方向判定回路２０８から通電駆動されるとともに，ベース端子とエミッタ端子との間には開路安定抵抗２０７が接続されている。
通電方向判定回路２０８の正側入力端子は，充電制御素子２３１のソース端子に接続され，負側入力端子はドレーン端子に接続されている。
従って，図６における第１コンデンサ１１１Ｃの正極端子に接続されている充電制御素子２３１のソース端子側の電位が，ドレーン端子側の電位よりも高いときには通電方向判定回路２０８の出力が論理レベル「Ｈ」となって，ベース抵抗２０６と通電駆動トランジスタ２０５とを介して充電制御素子２３１が閉路駆動されて，第１コンデンサ１１１Ｃから第２コンデンサ１４０Ｃへの充電が可能となっている。

次に，図６のものの負荷回路の一部である昇圧制御回路の回路ブロック図である図８に
ついて，その構成と作用・動作を詳細に説明する。
図８において，車載バッテリ１０１から前述したコンデンサ回路１１０Ｃを介して平滑電源電圧Ｖｂｂが給電される昇圧制御回路１９０Ｃは，昇圧開閉素子９２によって断続励磁されて，充電ダイオード９４を介して昇圧コンデンサ９０を充電する昇圧用誘導素子９１を備えている。
この昇圧用誘導素子９１には，昇圧開閉素子９２が閉路したときに電流検出抵抗９３を介してグランド回路ＧＮＤに接続されて励磁電流が流れ，昇圧開閉素子９２が開路したときに高電圧を発生して充電ダイオード９４を介して昇圧コンデンサ９０を充電し，複数回の昇圧開閉素子９２の断続動作によって昇圧コンデンサ９０の充電電圧が，所定の昇圧電圧Ｖｈとなるように充電されるようになっている。
そして，この昇圧電圧は図示しない複数の燃料噴射用電磁弁に順次分配給電されて電磁
弁の急速動作を行うようになっている。

Ｎチャネル型の電界効果型トランジスタである昇圧開閉素子９２には，ゲート駆動回路９６を介して通電用のゲート電圧が印可され，このゲート駆動回路９６は昇圧コンデンサ９０の両端に接続された分圧抵抗９５ａ・９５ｂによる分圧電圧が，昇圧電圧Ｖｈに比例した所定の閾値電圧まで上昇すると，昇圧開閉素子９２の通電駆動を停止する。
しかし，昇圧コンデンサ９０の両端電圧が目標とする昇圧電圧Ｖｈに到達するまでの期間においては，開閉時間制限回路９７が発生する開閉断続信号によって昇圧開閉素子９２を断続駆動するようになっていて，その閉路時間は閉路制限時間Ｔｏｎに制限され，開路時間は第１の開路制限時間Ｔ１によって制限されている。
但し，昇圧開閉素子９２が閉路駆動されてから閉路制限時間Ｔｏｎが経過するまでに，電流検出抵抗９３によって検出された励磁電流が，所定の上限電流Ｉｐに達したときには，閉路制限時間Ｔｏｎを待たないでこの時点で昇圧開閉素子９２は開路され，第２の開路制限時間Ｔ２（＞Ｔ１）を置いて再閉路するようになっている。

従って，エンジン回転速度が低くて車載バッテリ１０１の出力電圧が異常低下しているときには，昇圧開閉素子９２は開閉時間制限回路９７による閉路制限時間Ｔｏｎと第１の開路制限時間Ｔ１によって断続制御が行われ，車載バッテリ１０１の出力電圧が例えばＤＣ１２Ｖ以上の正常値であれば，閉路制限時間Ｔｏｎよりも短い時間となる電流上昇時間，即ち昇圧用誘導素子９１に対する励磁電流が上限電流Ｉｐに到達する時間が閉路時間となり，第２の開路制限時間Ｔ２を開路時間として断続制御が行われることになる。
その結果，車載バッテリ１０１の出力電圧が異常低下しているときには，昇圧用誘導素子９１に対する励磁電流が上限電流Ｉｐに到達するのを待たないで断続動作を行い，開路時間も短くしておくことによって低速エンジン回転速度で異常低電圧時における燃料噴射を可能としているものである。
これは，始動電動機によるエンジンの始動中において，エンジンが自立回転する前の低速回転時におけるバッテリ電圧の異常低下を想定した，昇圧制御回路側での改善策となっている。

なお，図６におけるコンデンサ回路１１０Ｃに代わって，図１又は図４で示されたコンデンサ回路１１０Ａ・１１０Ｂにおいて，逆流防止回路２００Ｘを有効にした場合には，第１コンデンサと第２コンデンサとの電圧差が大きくても，第２コンデンサ側から第１コンデンサ側に逆流することはない。
また，図６におけるコンデンサ回路１１０Ｃに代わって，図１又は図４で示されたコンデンサ回路１１０Ａ・１１０Ｂにおいて，逆流防止回路２００Ｘを使用しなかった場合には，第２コンデンサ側から第１コンデンサ側に逆流することは防止できないが，第１コンデンサ及び第２コンデンサによる電源平滑機能によって，高速エンジン回転速度領域における平滑電源電圧Ｖｂｂが上昇し，これによって１回の燃料噴射期間において複数回の燃料噴射を行う分割噴射性能を向上させることができるものである。

（２）実施の形態３の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり，この発明の実施の形態３による電源平滑用のコンデンサ回路は，車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置１００Ｃに内蔵されて，車載バッテリ１０１から得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路１１０Ｃであって，前記コンデンサ回路１１０Ｃは，第１コンデンサ１１１Ｃと第２コンデンサ１４０Ｃ及び比較制御部と通電方向判定回路２０８とに応動する充電制御回路２３０を包含し，前記第１コンデンサ１１１Ｃには，前記車載バッテリ１０１から等価配線抵抗１２０を介して前記直流電源電圧Ｖｂが印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリ１０１の電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサ１１１Ｃの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，前記第２コンデンサ１４０Ｃは，前記充電制御回路２３０を構成するＰチャネル型の電界効果型トランジスタである充電制御素子２３１を介して前記第１コンデンサ１１１Ｃ側から充電され，前記比較制御部は，前記第１コンデンサ１１１Ｃの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗１３４に対する出力を停止して，通電制御トランジスタ１３３を介して前記充電制御素子２３１が開路される演算制御回路１７０となっている。

そして，前記充電制御素子２３１のゲート端子と前記グランド回路ＧＮＤとの間には，駆動抵抗２０４を介して通電駆動トランジスタ２０５が接続され，前記通電方向判定回路２０８は，前記第１コンデンサ１１１Ｃの正極端子に接続された前記充電制御素子２３１のソース端子の電位が，ドレーン端子の電位よりも高いときに前記通電駆動トランジスタ２０５を介して前記充電制御素子２３１が閉路駆動される比較回路であって，前記通電駆動トランジスタ２０５と前記通電制御トランジスタ１３３とは互いに直列接続されており，前記第２コンデンサ１４０Ｃの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサ１１１Ｃの静電容量以上の値となっており，前記第１コンデンサ１１１Ｃの充電電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であって，その充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ｃの充電電圧よりも高いときには，前記充電制御素子２３１が閉路駆動されていて，前記第２コンデンサ１４０Ｃに対する充電電流が流れ，前記第１コンデンサ１１１Ｃの充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ｃの充電電圧よりも低いときには，前記充電制御素子２３１が消勢開路されていて，その差電圧が前記充電制御素子２３１の内部寄生ダイオード２３１ｄの順方向電圧以下の範囲であるときには，前記第２コンデンサ１４０Ｃの前記第１コンデンサ１１１Ｃに対する放電は禁止され，前記第２コンデンサ１４０Ｃからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている。

前記演算制御回路１７０は，演算処理用のマイクロプロセッサＣＰＵと，制御プログラム及び比較基準電圧Ｖｂｃを格納したプログラムメモリＰＧＭと，多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣを備え，前記多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣには，前記第１コンデンサ１１１Ｃの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗１５２・１５３による分圧電圧が監視電圧Ｖｍｎとして入力されており，前記マイクロプロセッサＣＰＵでは，前記監視電圧Ｖｍｎのデジタル変換値と前記比較基準電圧Ｖｂｃのデジタル値とを比較して，前記第１コンデンサ１１１Ｃの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに閉路指令となる閉路指令信号Ｖｏｎが発生し，前記充電制御素子２３１は，前記閉路指令信号Ｖｏｎに応動して閉路駆動されて，前記第２コンデンサ１４０Ｃに対する充電電流が流れるものであり，前記マイクロプロセッサＣＰＵが不作動であるときには，前記閉路指令信号Ｖｏｎが不確定とならないように，前記通電駆動抵抗１３４の上流又は下流端子を前記グランド回路ＧＮＤに接続する開路安定抵抗１３５が設けられている。

以上のとおり，この発明の請求項９に関連し，充電制御素子は第１コンデンサの両端電圧が直流電源電圧Ｖｂの通常の最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに，演算制御回路が発生する開閉指令信号によって閉路駆動されるようになっている。
従って，簡易なソフトウエア手段を用いて，第２コンデンサに対する過大電圧の印加が防止され，第２コンデンサの耐圧を下げて大きな静電容量のコンデンサを適用して，電源平滑特性を向上することができる特徴がある。
なお，複数の電気負荷に対してそれぞれに電源平滑コンデンサを設ける場合においては，第１コンデンサと演算制御回路を共用して，充電制御回路と第２コンデンサを個別に設けることが可能となるものである。

前記第１コンデンサ１１１Ｃは非個体アルミ電解コンデンサであり，前記第２コンデンサ１４０Ｃは，導電性高分子ハイブリッド型アルミ電界コンデンサとなっている。
以上のとおり，この発明の請求項１０に関連し，第１コンデンサは安価で高耐圧品が揃う一般のアルミ電解コンデンサを使用し，第２コンデンサは等価直列抵抗が小さくで高周波特性に優れた導電性高分子ハイブリッド型アルミ電界コンデンサを使用している。
従って，いずれのコンデンサもオープン故障モードであって，協調補完を行ってノイズ電圧の発生を抑制することができる特徴がある。
これは，実施の形態１から４の全てについて同様である。

実施の形態４．
（１）構成及び作用・動作の詳細な説明
次に，この発明の実施の形態４によるコンデンサ回路を含む車載電子制御装置の全体回路ブロック図である図９とについて，図６のものとの相違点を中心にしてその構成と作用・動作を詳細に説明する。
なお，各図において，同一符号は同一又は相当部分を示している。
図９において，車載電子制御装置１００ＤはマイクロプロセッサＣＰＵを含む演算制御回路１７０を主体として構成されている。
車載電子制御装置１００Ｄには，負極端子が車体のグランド回路ＧＮＤに接続されている車載バッテリ１０１から，電源スイッチ１０２と等価配線抵抗１２０を有する接続配線を介して直流電源電圧Ｖｂが印加されているとともに，車載電子制御装置１００Ｄ内の入出力中継回路１８０Ｃを介して，車載の入力センサ群１０３と電気負荷群１０４が接続されている。
なお，電気負荷群１０４には様々なものがあるが，この実施形態においては実施の形態３と同様に燃料噴射用電磁弁に対する昇圧制御回路１９０Ｃを包含している。

そして，演算制御部１７０は，コンデンサ回路１１０Ｄ内の充電制御回路２３０ａと定電圧電源回路１６０を介して安定化電源電圧Ｖｃが印加されているのに対し，入出力中継回路１８０Ｃにはコンデンサ回路１１０Ｄ内の充電制御回路２３０ｂを介して平滑電源電圧Ｖｂｂが印加されている。
コンデンサ回路１１０Ｄは，例えばＤＣ３５Ｖの耐圧を有する非個体アルミ電解コンデンサである第１コンデンサ１１１Ｄと，例えばＤＣ２５Ｖの耐圧を有する導電性高分子ハイブリッド型アルミ電解コンデンサである第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂと，この第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂと第１コンデンサ１１１Ｄとの間に接続されたＰチャネル型の電界効果型トランジスタである充電制御回路２３０ａ・２３０ｂとを備えている。
この充電制御回路２３０ａ・２３０ｂは，いずれも図７で前述した充電制御回路２３０と同等のものであって，そのゲート回路には通電制御トランジスタ１３３ａ・１３３ｂが追加接続されている。

この通電制御トランジスタ１３３ａ・１３３ｂはＮＰＮ接合型トランジスタであり，ベース回路に設けられた通電駆動抵抗１３４ａ・１３４ｂを介して比較判定回路１５０から通電駆動されるとともに，ベース端子とエミッタ端子との間には開路安定抵抗１３５ａ・１３５ｂが接続されている。
比較制御部となる比較判定回路１５０の正側入力端子には，基準電圧発生回路１５１が発生する比較基準電圧Ｖｂｃが印加され，負側入力端子には第１コンデンサ１１１Ｄの両端に接続された第１分圧抵抗１５２と第２分圧抵抗１５３による分圧電圧が比較入力抵抗１５４を介して印加されている。
これにより，第１コンデンサ１１１Ｄの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘを超過したときには比較判定回路１５０の出力が論理レベル「Ｌ」となって，通電駆動抵抗１３４ａ・１３４ｂに対する出力を停止して充電制御回路２３０ａ・２３０ｂ内の充電制御素子２３１が開路され。第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂには最大電圧Ｖｍａｘを超過する高電圧は印可されないようになっている。

一方，第１コンデンサ１１１Ｄの両端電圧が，最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときには比較判定回路１５０の出力が論理レベル「Ｈ」となって，通電駆動抵抗１３４ａ・１３４ｂを介して通電制御トランジスタ１３３ａ・１３３ｂが閉路し，これにより充電制御回路２３０ａ・２３０ｂが閉路駆動されるようになっている。
その結果，第１コンデンサ１１１Ｄの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂの充電電圧よりも高いときには，充電制御素子２３１が順方向（内部寄生ダイオード２３１ｄの通電方向とは反対の方向）に導通して第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂに充電電流が流れ，第１コンデンサ１１１Ｄの充電電圧が第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂの充電電圧よりも低いときには，その差電圧が内部寄生ダイオード２３１ｄの順方向電圧以下であるときであれば第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂ側から第１コンデンサ１１１Ｄ側への逆流放電は発生しないようになっている。

以上のとおり，この実施形態においては，複数の電気負荷に対して個別に電源平滑コンデンサを設けたものにおいて，第１コンデンサと比較手段とが共用できることを示したものであり，比較手段としては比較判定回路１５０に代わって，図６で示した演算制御回路１７０を使用することもできるものである。
また，複数の電気負荷に対して大容量の電源平滑コンデンサを共用することも可能であるが，大容量電気負荷と小容量電気負荷が混在して，小容量電気負荷の電源電圧変動を厳しく抑制したい場合には，それぞれの電気負荷に対して個別に電源平滑コンデンサを設けたほうが有利となるものである。

実施の形態１〜４を総括して，この発明の骨格主旨は，特定高電圧が印可されることがある高耐圧の一つの電源平滑コンデンサを，高耐圧コンデンサと低耐圧コンデンサとを高圧遮断回路（充放電開閉素子）で結合した一つの集合コンデンサ回路に置換えて，同じ静電容量を有する高耐圧で小型の電源平滑コンデンサを得るようにしたものである。
しかしながら，電源電圧の変動要因には，高頻度に断続制御される負荷電流と電源配線におけるインダクタンス成分による電圧降下の発生に起因する第１要因と，エンジン始動時に発生する比較的低周波の電源電圧自体の脈動に起因する第２要因とがあり，この第２要因を重視する用途では平滑コンデンサの充電電荷が電源側に放電しないための逆流防止
の概念を付加するのが望ましい。
そして，実施の形態１・２では，点線で示された逆流防止回路２００Ｘがこれに相当し，実施の形態３・４では，高圧遮断機能と逆流防止機能を兼用した充電制御回路２３０；２３０ａ・２３０ｂが使用されている。

但し，実施の形態３・４における充電制御回路では逆流防止の可能な電圧差が充電制御素子２３１の内部寄生ダイオード２３１ｄの順方向電圧によって制限されるのに対し，実施の形態１・２では，高圧遮断機能は充放電開閉素子１３０Ａ・１３０Ｂが分担し，逆流防止は逆流防止素子２０１ｘによって完全に阻止できるようになっているので，適材適所の使い分けが行えるようになっている。

（２）実施の形態４の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり，この発明の実施の形態４による電源平滑用のコンデンサ回路は，車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置１００Ｄに内蔵されて，車載バッテリ１０１から得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路１１０Ｄであって，前記コンデンサ回路１１０Ｄは，第１コンデンサ１１１Ｄと第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂ及び比較制御部と通電方向判定回路２０８とに応動する充電制御回路２３０ａ・２３０ｂを包含し，前記第１コンデンサ１１１Ｄには，前記車載バッテリ１０１から等価配線抵抗１２０を介して前記直流電源電圧Ｖｂが印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリ１０１の電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサ１１１Ｄの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂは，前記充電制御回路２３０ａ・２３０ｂを構成するＰチャネル型の電界効果型トランジスタである充電制御素子２３１を介して前記第１コンデンサ１１１Ｄ側から充電され，前記比較制御部は，前記第１コンデンサ１１１Ｄの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗１３４ａ・１３４ｂに対する出力を停止して，通電制御トランジスタ１３３ａ・１３３ｂを介して前記充電制御素子２３１が開路される比較判定回路１５０となっている。

そして，前記充電制御素子２３１のゲート端子と前記グランド回路ＧＮＤとの間には，駆動抵抗２０４を介して通電駆動トランジスタ２０５が接続され，前記通電方向判定回路２０８は，前記第１コンデンサ１１１Ｄの正極端子に接続された前記充電制御素子２３１のソース端子の電位が，ドレーン端子の電位よりも高いときに前記通電駆動トランジスタ２０５を介して前記充電制御素子２３１が閉路駆動される比較回路であって，前記通電駆動トランジスタ２０５と前記通電制御トランジスタ１３３ａ・１３３ｂとは互いに直列接続されており，前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサ１１１Ｄの静電容量以上の値となっており，前記第１コンデンサ１１１Ｄの充電電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であって，その充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂの充電電圧よりも高いときには，前記充電制御素子２３１が閉路駆動されていて，前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂに対する充電電流が流れ，前記第１コンデンサ１１１Ｄの充電電圧が前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂの充電電圧よりも低いときには，前記充電制御素子２３１が消勢開路されていて，その差電圧が前記充電制御素子２３１の内部寄生ダイオード２３１ｄの順方向電圧以下の範囲であるときには，前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂの前記第１コンデンサ１１１Ｄに対する放電は禁止され，前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている。

前記比較判定回路１５０では，基準電圧発生回路１５１が発生する比較基準電圧Ｖｂｃと，前記第１コンデンサ１１１Ｄの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗１５２・１５３による分圧電圧とを比較して，前記第１コンデンサ１１１Ｄの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに開路判定出力を発生し，前記充電制御素子２３１は，前記開路判定出力に応動して消勢開路されて，前記第２コンデンサ１４０Ｄａ・１４０Ｄｂに対する充電が禁止されるようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項８に関連し，充電制御素子は第１コンデンサの両端電圧が直流電源電圧Ｖｂの通常の最大電圧Ｖｍａｘを超過しているときに，比較判定回路が発生する開路判定出力によって消勢開路されるようになっている。
従って，簡易な比較判定回路を用いて，第２コンデンサに対する過大電圧の印加が防止され，第２コンデンサの耐圧を下げて大きな静電容量のコンデンサを適用して，電源平滑特性を向上することができる特徴がある。
なお，複数の電気負荷に対してそれぞれに電源平滑コンデンサを設ける場合においては，第１コンデンサと比較判定回路を共用して，充電制御素子と第２コンデンサを個別に設けることが可能となるものである。

１００Ａ〜１００Ｄ車載電子制御装置、１０１車載バッテリ、１１０Ａ〜１１０Ｄコンデンサ回路、１１１Ａ〜１１１Ｄ第１コンデンサ、１２０等価配線抵抗、１３０Ａ・１３０Ｂ充放電開閉素子、１３０ｄ内部寄生ダイオード、１３２駆動ゲート抵抗、１３３・１３３ａ・１３３ｂ通電制御トランジスタ、１３４・１３４ａ・１３４ｂ通電駆動抵抗、１３５開路安定抵抗、１４０Ａ〜１４０Ｃ第２コンデンサ、１４０Ｄａ・１４０Ｄｂ第２コンデンサ、１５０比較判定回路（比較制御部）、１５１基準電圧発生回路、１５２第１分圧抵抗、１５３第２分圧抵抗、１７０演算制御回路（比較制御部）、２００Ｘ・２００Ｙ逆流防止回路、２０１ｘ・２０１ｙ逆流防止素子、２０４駆動抵抗、２０５通電駆動トランジスタ、２０８通電方向判定回路、２３０充電制御回路、２３０ａ・２３０ｂ充電制御回路、２３１充電制御素子、２３１ｄ内部寄生ダイオード、ＡＤＣ多チャンネルＡＤ変換器、ＣＰＵマイクロプロセッサ、ＧＮＤグランド回路、ＰＧＭプログラムメモリ、Ｖｂ直流電源電圧、Ｖｂｃ比較基準電圧、Ｖｍａｘ最大電圧、Ｖｍｉｎ最小電圧、Ｖｍｎ監視電圧、Ｖｏｎ閉路指令信号、Ｖｐｐ特定高電圧。

Claims

車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置に内蔵されて，車載バッテリから得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路であって，
前記コンデンサ回路は，第１コンデンサと第２コンデンサ及び比較制御部に応動する充放電開閉素子を包含し，
前記第１コンデンサには，前記車載バッテリから等価配線抵抗を介して前記直流電源電圧Ｖｂが印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリの電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，
前記第２コンデンサは，内部寄生ダイオードを包含した電界効果型トランジスタである前記充放電開閉素子を介して前記第１コンデンサと並列接続されており，
前記比較制御部は，前記第１コンデンサの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗に対する出力を停止して，前記充放電開閉素子が開路される比較判定回路又は演算制御回路であり，
前記第２コンデンサの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサの静電容量以上の値となっており，
前記充放電開閉素子が開路しているときには，前記第２コンデンサに対する充電電流は遮断されるが，
前記充放電開閉素子が閉路駆動されていて，前記第１コンデンサの充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも高いときには，前記充放電開閉素子が前記内部寄生ダイオードの導通方向とは反対方向となる順方向に導通して，前記第２コンデンサに対する充電電流が流れ，
前記充放電開閉素子が閉路駆動されていて，前記第１コンデンサの充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも低いときには，前記充放電開閉素子が前記内部寄生ダイオードの導通方向と同一方向となる逆方向に導通して，前記第２コンデンサからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている電源平滑用のコンデンサ回路。
前記充放電開閉素子は，前記第２コンデンサの正極端子に接続されたＰチャネル型の電界効果型トランジスタであって，そのソース端子は前記第１コンデンサの正極端子に接続されているとともに，そのゲート端子は駆動ゲート抵抗と通電制御トランジスタを介して前記第２コンデンサの負極端子と前記グランド回路ＧＮＤに接続されている
請求項１に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。
前記第２コンデンサの正極端子は，前記第１コンデンサの正極端子に接続されているとともに，前記充放電開閉素子は，そのドレーン端子が前記第２コンデンサの負極端子に接続されたＮチャネル型の電界効果型トランジスタであって，そのソース端子は前記グランド回路ＧＮＤに接続され，
前記充放電開閉素子のゲート端子とソース端子間には，通電駆動抵抗を介して閉路指令信号Ｖｏｎが印加される
請求項１に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。
前記第１コンデンサと，これに対する並列回路を構成する前記充放電開閉素子と前記第２コンデンサとの直列回路との間には逆流防止回路が直列接続され，
前記逆流防止回路は，Ｐチャネル型の電界効果型トランジスタである逆流防止素子を備え，
前記逆流防止素子のソース端子及びドレーン端子のどちらか一方は，前記第１コンデンサの正極端子に接続され，他方の端子は前記充放電開閉素子と前記第２コンデンサとの直列回路の上流側に接続され，
前記逆流防止素子のゲート端子と前記グランド回路ＧＮＤとの間には，駆動抵抗を介して通電駆動トランジスタが接続され，
前記通電駆動トランジスタは，前記第１コンデンサの正極端子に接続された前記逆流防止素子の一方の端子の電位が，他方の端子の電位よりも高いときに通電駆動指令を発生する通電方向判定回路の比較出力信号によって閉路駆動される
請求項１から３のいずれか１項に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。
前記比較判定回路では，基準電圧発生回路が発生する比較基準電圧Ｖｂｃと，前記第１コンデンサの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗による分圧電圧とを比較して，前記第１コンデンサの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに開路判定出力を発生し，前記充放電開閉素子は，前記開路判定出力に応動して消勢開路されて，前記第２コンデンサに対する充電が禁止される
請求項１から４のいずれか１項に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。
前記演算制御回路は，演算処理用のマイクロプロセッサＣＰＵと，制御プログラム及び比較基準電圧Ｖｂｃを格納したプログラムメモリＰＧＭと，多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣを備え，
前記多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣには，前記第１コンデンサの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗による分圧電圧が監視電圧Ｖｍｎとして入力されており，
前記マイクロプロセッサＣＰＵでは，前記監視電圧Ｖｍｎのデジタル変換値と前記比較基準電圧Ｖｂｃのデジタル値とを比較して，前記第１コンデンサの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに閉路指令となる閉路指令信号Ｖｏｎが発生し，
前記充放電開閉素子は，前記閉路指令信号Ｖｏｎに応動して閉路駆動されて，前記第２コンデンサに対する充電電流が流れるものであり，
前記マイクロプロセッサＣＰＵが不作動であるときには，前記閉路指令信号Ｖｏｎが不確定とならないように，前記通電駆動抵抗の上流又は下流端子を前記グランド回路ＧＮＤに接続する開路安定抵抗が設けられている
請求項１から４のいずれか１項に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。
車載電気負荷に対して給電する車載電子制御装置に内蔵されて，車載バッテリから得られるグランド回路ＧＮＤに対する電位である直流電源電圧Ｖｂの変動を抑制する電源平滑用のコンデンサ回路であって，
前記コンデンサ回路は，第１コンデンサと第２コンデンサ及び比較制御部と通電方向判定回路とに応動する充電制御素子を包含し，
前記第１コンデンサには，前記車載バッテリから等価配線抵抗を介して前記直流電源電圧Ｖｂが印加され，この直流電源電圧Ｖｂは通常状態において最小電圧Ｖｍｉｎから最大電圧Ｖｍａｘの間で変動するとともに，前記車載バッテリの電圧異常時に補助バッテリを直列接続したエンジン始動を行うジャンプスタート電圧，又は，バッテリ端子外れによって一時的に充電発電機の出力電圧が上昇するロードダンプ電圧による特定高電圧Ｖｐｐが印加されて，前記第１コンデンサの耐圧は前記特定高電圧Ｖｐｐ以上となっており，
前記第２コンデンサは，前記充電制御素子を構成するＰチャネル型の電界効果型トランジスタである充電制御素子を介して前記第１コンデンサ側から充電され，
前記比較制御部は，前記第１コンデンサの両端電圧が，前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに通電駆動抵抗に対する出力を停止して，通電制御トランジスタを介して前記充電制御素子が開路される比較判定回路又は演算制御回路であり，
前記充電制御素子のゲート端子と前記グランド回路ＧＮＤとの間には，駆動抵抗を介して通電駆動トランジスタが接続され，
前記通電方向判定回路は，前記第１コンデンサの正極端子に接続された前記充電制御素子のソース端子の電位が，ドレーン端子の電位よりも高いときに前記通電駆動トランジスタを介して前記充電制御素子が閉路駆動される比較回路であって，前記通電駆動トランジスタと前記通電制御トランジスタとは互いに直列接続されており，
前記第２コンデンサの耐圧は，前記比較制御部の判定閾値電圧以上であって，前記特定高電圧Ｖｐｐ未満であるとともに，その静電容量は前記第１コンデンサの静電容量以上の値となっており，
前記第１コンデンサの充電電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であって，その充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも高いときには，前記充電制御素子が閉路駆動されていて，前記第２コンデンサに対する充電電流が流れ，
前記第１コンデンサの充電電圧が前記第２コンデンサの充電電圧よりも低いときには，前記充電制御素子が消勢開路されていて，その差電圧が前記充電制御素子の内部寄生ダイオードの順方向電圧以下の範囲であるときには，前記第２コンデンサの前記第１コンデンサに対する放電は禁止され，前記第２コンデンサからの放電電流が負荷回路に流れる接続関係となっている電源平滑用のコンデンサ回路。
前記比較判定回路では，基準電圧発生回路が発生する比較基準電圧Ｖｂｃと，前記第１コンデンサの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗による分圧電圧とを比較して，前記第１コンデンサの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘを超過したときに開路判定出力を発生し，前記充電制御素子は，前記開路判定出力に応動して消勢開路されて，前記第２コンデンサに対する充電が禁止される
請求項７に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。
前記演算制御回路は，演算処理用のマイクロプロセッサＣＰＵと，制御プログラム及び比較基準電圧Ｖｂｃを格納したプログラムメモリＰＧＭと，多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣを備え，
前記多チャンネルＡＤ変換器ＡＤＣには，前記第１コンデンサの両端に接続された第１及び第２分圧抵抗による分圧電圧が監視電圧Ｖｍｎとして入力されており，
前記マイクロプロセッサＣＰＵでは，前記監視電圧Ｖｍｎのデジタル変換値と前記比較基準電圧Ｖｂｃのデジタル値とを比較して，前記第１コンデンサの両端電圧が前記最大電圧Ｖｍａｘ以下であるときに閉路指令となる閉路指令信号Ｖｏｎが発生し，
前記充電制御素子は，前記閉路指令信号Ｖｏｎに応動して閉路駆動されて，前記第２コンデンサに対する充電電流が流れるものであり，
前記マイクロプロセッサＣＰＵが不作動であるときには，前記閉路指令信号Ｖｏｎが不確定とならないように，前記通電駆動抵抗の上流又は下流端子を前記グランド回路ＧＮＤに接続する開路安定抵抗が設けられている
請求項７に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。
前記第１コンデンサは非個体アルミ電解コンデンサであり，
前記第２コンデンサは，導電性高分子ハイブリッド型アルミ電界コンデンサである
請求項１から９のいずれか１項に記載の電源平滑用のコンデンサ回路。