DE3120914A1

DE3120914A1 - Digital-digital-wandler

Info

Publication number: DE3120914A1
Application number: DE19813120914
Authority: DE
Inventors: James Charles Candy; Bruce Allen 07724 Tinton Falls N.J. Wooley
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1980-05-30
Filing date: 1981-05-26
Publication date: 1982-04-01
Also published as: CA1156368A; FR2483709B1; US4281318A; SE8103358L; NL8102635A; BE888968A; GB2077068A; IT1137066B; IT8121985A0; JPS5724137A; FR2483709A1; GB2077068B; SE447775B; DE3120914C2

Description

BLUMBACH · WESJ-R... BERGEN · KRAMER 3 1 ?09 1 Λ ZWiRNER-: HOFANN ''^:

PATENTANWÄLTE InmONCHEN*Ün"d WIESBÄbEl·!""

-4-

Patenlconsult Radeckestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Paienlconsull Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121) 562943/561998 Telex 04-186237 Telegramme Palentconsult

Western Electric Company Incorporated CANDY,J.C.22-6 New York N.Y. 10038, USA

Digital-Digital-Wandler

Die Erfindung betrifft einen Digital-Digital-Wandler zur Umwandlung einer Folge von Eingangsabtastwerten der Frequenz mf₀ in eine Folge von Ausgangsabtastwerten der Frequenz f_Q, wobei der Wert jedes der Ausgangsabtastwerte eine bewertete Summe von .2m Eingangsabtastwerten ist, die in einer Akkumulationsperiode vor jedem Ausgangsabtastwert auftreten.

Zur Verbesserung des Wirkungsgrades, zur Vereinfachung bei der praktischen Verwirklichung und zur Rauschverringerung ist vorgeschlagen worden, daß ein Analog-Digitalwandler eine Eingangsstufe aufweist, in der das Analogsignal in eine grobquantisierte Digitaldarstellung mit einer Abtastfrequenz umgewandelt wird, die mehrfach größer als die Nyquist-Frequenz ist. Danach wird die Digitaldarstellung "dezimiert", indem Gruppen von Abtastwerten hoher Frequenz in entsprechende Digitalworte umgewandelt v/erden, die mit der gewünschten niedrigeren Fre-

München: R. Kramer Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl.-Phys. Dr. rer. nat. · E. Hoffmann Dipl.-Ing. Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing, - P. Bergen Prof. Dr. jur. Dipl.-Ing., Pat.-Ass., Pat.-Anw. bis 1979 · G. Zwirner Dipl.-Ing. Dipl.-W.-Inn.

quenz auftreten. Unter "dezimieren", das im strengen S-irm eine Verringerung von 10% bedeutet, wird hier eine Verringerung der Abtastfrequenz um einen beliebigen Faktor verstanden. Eine allgemeine Erläuterung der "überabgetasteten" Analog-Digitalcodierung mit ihren Merkmalen und Vorteilen findet sich in einem Aufsatz von D.J.Goodman "The Application of Delta Modulation to Analog-to-Digital PCM Encoding" in Bell System Technical Journal, Band 48, Februar 1969, S.321-343.

Bei dem obenbeschriebenen Dezimierverfahren muß sorgfältig darauf geachtet werden, daß das bei der Grobquantisierung eingeführte Rauschen (Verzerrungen) verringert oder eliminiert wird, um eine Verfremdung zu vermeiden, durch die Rauschen in das endgültige Digitalsignal während der nachfolgenden Verarbeitung -eingeführt wird. Ein Verfahren zur Dezimier-Filterung ist ein spezielles, bewertetes Akkumulationsverfahren, das in der US-PS 4 032 914 beschrieben wird. Ent-sprechend der dortigen Erläuterung werden die m grobquantisierten Abtastwerte für jedes gewünschte Ausgangsabtastintervall unter Verwendung einer Dreieck- oder Trapezbewertung kombiniert. Darunter wird verstanden, daß den Abtastwerten nahe dem Anfang und Ende des Intervalls ein geringeres Gewicht mit Bezug auf den Wert nahe der Mitte des Intervalls zugeordnet wird. Demgemäß kann bei der Dreiecksbewertung für m=8 Abtastwerte X_Q, X., ... Xr, eine Summierung so stattfinden, daß das. Ausgangssignal proportional zu OX^IX₁ +2X₂+3X₃+4X₄+3X₅+2X₆+1X₇ ist. Bei der Akkumulierung mit Trapezbewertung werden die gleichen acht Abtastwprte so bewertet, daß das Ausgangssignal sich gemäß OXq+IX^+ZX,,+ ■3X3+3X4+3X5+2X5+1Xy ändert. Wenn die Koeffizientenwerte ab-

hängig von der Zeit für" "die bei'defi'gegebenen Beispiele aufgetragen worden, ergibt sich im ersten Fall ein Dreieck und im zweiten Fall ein Trapez.

Das gerade beschriebene Verfahren, das unter Verwendung von zwei in Reihe geschalteten Akkumulatoren verwirklicht wird, ermöglicht in gewissem Umfang eine gewünschte Reduzierung des Quantisierungsrauschens. Verfremdungseinflüsse sind jedoch in einem gewissen Umfang noch vorhanden,und der Frequenzgang der Schaltung erfüllt nicht alle Systemanforderungen. Demgemäß ist es ein allgemeines Ziel der vorliegenden Erfindung, einen verbesserten Digital-Digital-Wandler oder Dezimator zu schaffen, der die gewünschten Übertragungskennlinien be-sitzt. Zu den speziellen Zielen gehören eine Verringerung der Verfremdung und eine Vereinfachung der Schaltungsverwirklichung, insbesondere unter Verwendung von integrierten Schaltungstechniken.

Zur Lösung der sich daraus ergebenden Aufgabe geht die Erfindung aus von einem Digital-Digital-Wandler der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler einen ersten und einen zweiten linearen Akkumulator, die in Kaskade geschaltet sind, aufweist, wobei das Ausgangssignal dos ersten Akkumulators die unbewertete Summe von m bestimmten Eingangsabtastwerten und das Ausgangssignal des. zweiten Akkumulators eine gleichmäßig verteilt trewertete Summe der m bestimmten Eingangsabtastwerte darstellen und die Bewertung des ersten der m Abtastwerte m-mal größer als die Bewertung des letzten der m Abtastwerte ist, daß der Wandler ferner einen Multiplizierer zur Multiplikation der

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Aüsgangssignale des ersten Akkumulators mit einem Maßstabsfaktor m, einen Subtrahierer zur Bildung der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Multiplizierers und dem Ausgangssignal des zweiten Akkumulators, einen Speicher, der das Ausgangssignal des Subtrahierers bis zur Akkumulation der nächsten m Eingangsabtastwerte verzögert, und einen Addierer aufweist, der das Ausgangssignal des Speichers zum Ausgangssignal des zweiten Akkumulators addiert und damit die Ausgangsabtastwerte erzeugt.

Entsprechend der vorliegenden Erfindung ist also ein Digital-Digital -Wandler (dezimierendes Filter) so ausgelegt, daß er eine Folge von Eingangsabtastwerten mit der Frequenz mt'_o aufnimmt und eine entsprechende Folge von Ausgangsabtastwerten der Frequenz fQ erzeugt, und zwar unter Verwendung einer überlappenden Dreiecks-Akkumulation. Darunter wird verstanden, daß zur Erzeugung eines Ausgangsabtastwertes für jede Gruppe von m Eingangsabtastwerten die n=2m Abtastwerte X_Q, X..,

_2> ^n-1 ^{εο a}^^^umuli^er* werden, daß dem ersten Abtaste wert Xqlein Gewicht, dem zweiten und letzten Abtastwert X^ und X_n_-i das geringste Gewicht, den nächstinneren Abtastwerten X₂ und X_n ο erhöhtes Gewicht und dem mittleren Abtastwert X das höchste Gewicht zugeordnet v/ird. Von diesen η Abtastwerten befinden sich m im nächsten Intervall und m im vorhergehenden Intervall. Die überlappende Dreiecks-Akkumulation wird erreicht, indem die Eingangsabtastwerte an ein in Reihe' geschaltetes Paar von Akkumulatoren gegeben wird, von denen der erste Akkumulator jede Gruppe von in Abtastwerten ohne Bewertung Gummiert und der zweite Akkumulator die

Abtastwerte im ersten Akkumulator so summiert, daß der erste Abtastwert eine m-mal größere Bewertung als der letzte Abtastwert erhält und zwischengelegene Abtastwerte proportionale Bewertung zwischen diesen Extremwerten erhalten.

Das Ausgangssignal des zweiten Akkumulators wird von einer Abwandlung des Ausgangssignals des ersten Akkumulators subtrahiert, das maßstäblich mit dem Faktor m vergrößert worden ist, und die Differenz wird um ein Intervall von m Abtastwerten verzögert. Das gewünschte Ausgangssignal erhält man durch Kombination des Ausgangssignals des zweiten Akkumulators mit dem Ausgangssignal der Verzögerungseinrichtung. Die praktische Verwirklichung erzielt die gewünschten Übertragungskennlinien mit einer Anordnung, die sich einfach und

leicht als integrierte Schaltung verwirklichen läßt.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. Es zeigen:'

Fig. 1 das Blockschaltbild eines bekannten Analog-

Digitalcodierers, der einen Dezimator oder Digital-Digital-Codewandler entsprechend der Erfindung verwendet;
Fig. 2 ein Diagramm zur Darstellung der normalen,

dreieckförmig bewerteten Akkumulation, die bisher in bekannten Dezimatoren verwendet worden ist; Fig. 3 die entsprechend der· vorliegenden Erfindung verwendete, überlappende Dreiecksbewertung; Fig. 4 eine weitere Darstellung der überlappenden,

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dreieckförmigen Akkumulation;

Fig. 5 und 6 vergleichen die Übertragungsfunktionen der normalen Dreiecks-Akkumulation nach dem Stand der Technik (Fig. 5) mit der überlappenden Dreiecks-Akkumulation (Fig. 6) nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. .7, die zusammen mit Fig. 1 auf dem,gleichen Blatt dargestellt ist, das Blockschaltbild eines Digital-Digital-Wandlers oder Dezimators, der nach den Grundgedanken der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 8 bis 12 graphisch bewertete Summen, die mit ver- ■ schiedenen Funktionsgruppen des Dezimators gemäß Fig. 7 errechnet worden sind.

Eine Hauptanwendung der vorliegenden Erfindung wird anhand von Fig. 1 erläutert. Dort ist das Blockschaltbild für ein Ausführungsbeispiel eines überabtastenden Sprachband-Analog-Digitalwandlers gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein analoges Eingangssignal I(T) mit einem Frequenzbereich von 0 bis 4 KHz an einen interpolierenden Modulator 101 angelegt, der eine Folge von 9-Bit-Ausgangswörtern mit einer Rate von 256 χ 10- Wörtern je Sekunde (256-KW/s) erzeugt. Die interne Anordnung des Modulators 101 kann identisch mit dem Codierer 19 der obengenannten US-PS 4 032 914 sein, bei dem ein gespeicherter Fehlerwert (für eine vorhergehende Abtastung) grob quantisiert, vom Eingangssignal abgezogen und dann integriert wird, um den Fehlerwert für den nächsten Abtastwert zu bilden.

Das Ausgangssignal des interpolierenden Modulators 101 wird an einen Dezirnator 102 angelegt, der den Gegenstand der vorliegenden Erfindung bildet. Der Zweck der Dezimierung besteht bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel darin, 15-Bit-Ausgangswörter mit einer Rate von 32 KW/s zu liefern, was bedeutet, daß ein Ausgangssignal für jeweils 8 Eingangsabtastwerte abgegeben wird. In diesem Fall ist m=8 und n=i6. Die Dezimierung sieht nicht einfach nur vor, daß 7 Wörter weggelassen werden und dann jedes achte Eingangswort zur Bildung eines Ausgangswortes verwendet wird. Stattdessen wird entsprechend der Erfindung und weiterhin unter Verwendung der Frequenzen des vorliegenden Beispiels jedes Ausgangswort als bewertete Summe der vorhergehenden 16 Eingangswörter gebildet.

Das Ausgangssignal des Dezimators 102 wird an ein Tiefpaßtfilter 103 gegeben, das üblicherweise als Digitalfilter vierter oder höherer Ordnung verwirklicht ist, und dann in Reihe an ein· digitales Hochpaßfilter 104. Beide Filter verarbeiten 16-Bit-Wörter mit der Nyquist-Rate von 8 KW/s. Durch Zwischenschaltung des Dezimators 102 im Analog-Digitalcodierer werden die Arbeitsgeschwindigkeit und die Leistungsanforderungen der Filter 103 und 104 auf vorteilhafte Weise reduziert, wodurch eine praktische Verwirklichung unter Verwendung von integrierten Schaltungstechniken ermöglicht wird.

Bei der bekannten Dezimatorschaltung gemäß Fig.1 der obengenannten US-PS 4 032 914 wird eine dreieck!örmig bewertete Akkumulation zur Gewinnung jedes Ausgangsabtastwertes aus den vorhergehenden m Eingangsabtastwerten verwendet, wobei

die Eingangsfrequenz mf₀ m-mal großer als die Ausgangsfrequenz fQ. ist und m als gerade angenommen wird. Fig, 2 zeigt eine Folge von Eingangsabtastwerten Xq, X₁, Xp X, ..., wobei jeder Abtastwert all.e 1/mf_Q Sekunden auftritt und jeder m-te, schraffiert dargestellte Abtastwert X_m, X_2m, X, . .., das Ende eines Akkumulationsintervalls von 1/f _Q s darstellt. Die Bewertungsfaktoren Aq-A/.., die zur Bewertung entsprechender Abtastwerte ^xo""^Xm-1 ^benu'^fcz'^t; werden, haben entsprechend der graphischen Darstellung in Fig. 2 dreieckige Form, derart, daß der Faktor Aq Null ist, die Faktoren A,, und A .. für Abtastwerte am Anfang und am Ende jedes Intervalls die kleinsten sind und der Faktor A_1n in der Mitte jedes Intervalls der größte ist. Dazwischenliegende Faktoren haben proportional abnehmende Werte. Der Wert des Ausgangsabtastwertes Yq ist die bewertete Summe der Eingangsabtastwerte in dem Intervall, derart, daß gilt: Y_Q = 2 AqXq + A₁X₁ . ·'A_1n-1X_1n-1. Der nächste Ausgangsabtastwert Y₁ wird ähnlich bewertet, so daß gilt: Y₁ = Σ A₀X_m + A₁X_1n+1 ... A^X^^. Unter Verwendung ganzzahliger Werte für die Bewertungskoeffizienten von ^AO = °» ^A1 - \ = ¹' ^A2 ⁼ Vi = ²» A₃ = A_m_₂ = 3, ... A ζ« = m/2 läßt sich das Dezimatorausgangssignal Y^ (i = O, 1, 2, 3...) ausdrucken durch:

K=m/2 K=m-1

^Yi= Σ KX_K+m(i)+I .(^K)X_K+ffl(i) (1).

W +1

Die Vorteile der dreieckförmig bewerteten Akkumulation der gerade beschriebenen Art sowie weiterer Einzelheiten bezug-

lieh ihrer -mathematischen Grundlage und Verwirklichung sind in einem Aufsatz von J.C. Candy et al. "Using Triangularly Weighted Interpolation to Get 13-Bit PCM From a Sigma-Delta Modulator",IEEE Transactions on Communications, November 1976, Seiten 1268-1275, beschrieben. Im Titel dieses Aufsatzes wird der Ausdruck "interpolation" synonym mit dem Ausdruck "accumulation".verwendet, und es sei bemerkt, daß beide Ausdrücke eine Eigenschaft der Wandler des hier beschriebenen Typs identifizieren sollen.

Eine dreieckförmig bewertete Akkumulation ist zwar nahezu ideal zur Reduzierung des durch den Modulator 101 in Fig.1 erzeugten Quantisierungsrauschens, aber das Verfremdungsproblem ist weiterhin vorhanden. Die in Fig. 5 gezeigte Übertragung skennlinie 501 für Dreiecks-Akkumulation mit einer Eingangsfrequenz f^ von 256 KHz und einer Ausgangsfrequenz f« von 32 KHz läßt sich mathematisch ausdrücken als:

sinc(f/2fo)|²

sine (fZtJ₁) j
wobei sine definiert ist wie folgt:

s infix

sine x. =

und eine Dämpfung von 7dBbeif=32 KHz angibt. Wenn das Ausgangssignal des Dezimators 102 danach wieder mit 32 KHz abgetastet wird, so wird in dem Frequenzband um 32 KHz herum etwa vorhandenes Rauschen in den Filtern 105 und 104 umgefaltet und fällt in das Grundband, wodurch eine Verzerrung

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verursacht wird. Dieses Problem wird entsprechend der vorliegenden Erfindung durch Verwendung einer überlappenden Dreiecks-Akkumulation vereinfacht, die weiter unten genauer beschrieban wird. Für diese Art der Akkumulation läßt sich die Übertragungskennlinie 601 in Fig. 6 mathematisch ausdrücken als:

H(f) =

sine f/f₂
sine f/f₁

Dadurch wird eine sehr hohe Dämpfung im Bereich nahe 32 ICHz angegeben, wodurch keine oder nur sehr kleine Verfremdungsverzerrung nach der nachfolgenden Abtastung angegeben wird.

Fig. 3 und 4 zeigen graphisch die überlappende Dreiecks-Akkumulation nach der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines Maßstabs, der einen leichten Vergleich mit Fig.2 ermöglicht. Die Eingangsabtastwerte Xq , X₁, Xp ... sind die gleichen, die in Intervallen von 1/mf_Q s auftreten, und die Ausgangsimpulse Y_Q, Y₁, Yp ... treten alle 1/f_Q s auf. Es werden jedoch doppelt so viele Eingangsabtastwerte zur Erzeugung des akkumulierten Wertes benutzt, dem jeder Ausgangswert proportional ist, und jeder Eingangsabtastwert trägt zu zwei Ausgangsabtastwerten bei. Im einzelnen wird der erste Ausgangsabtastwert Yq unter Verwendung der folgenden Summie- * rung gebildet:

^Y0 = ^AO^XO ^{+ A}1^X1 ^{+ A}2^X2 ⁺ V·· ^+>
A(2m-i)^X(2m-i) ⁽⁴⁾ *

Der nächste Ausgangsabtastwert Y^ wird durch die folgende Summierung gebildet:

^Y1 ^{= A}0^Xm ^{+ A}1^Xm+1 ^{+ A}2^Xro+2 ⁺ ·" ^{+ A}(?m-1 )^X(3m-1) ⁽⁵⁾'

3Ί209Η

Jeder Ausgangsabtastwert verwendet demgemäß Eingangssignale aus zwei Abtastwertintervallen,und Jeder Eingangsabtastwert wird doppelt benutzt. Als ganzzahlige Koeffizientenwerte lauten Aq-A α wie folgt:

^Ao	= 0	1
^A1	- Vi =	2
A₂	= ^An-2 =	3
^A3	- ^An-3 =

= m

Wiederum sei bemerkt, daß n=2m. - . '

Fig. 4 zeigt ebenfalls die überlappende, dreieckförmige Bewertung entsprechend der vorliegenden Erfindung. Die Bewertungskoeffizienten Aq , A^ ... A_1n ... A₂J_11--J bilden eine Folge von Dreiecken 401 bis 404, die sich so überlappen, daß jeder Eingangsabtastwert als Teil von zwei Akkumulationsvorgängen zur Bildung von zwei Ausgangsabtastwerten benutzt wird.

Der allgemeine Ausdruck für'die Ausgangsabtastwerte Y. (i=0, 1, 2,...) eines Dezimators unter Verwendung einer überlappenden Dreiecks-Akkuniulation mit den oben angegebenen Ko effizienten lautet:

Y (K-mi)X_K + 2^ [m(i+2)-K| X_K (7) . K=mi K=m(i+1)

Für eine Eingangsabtastfrequenz mf_Q von 256 KHz mit m=8 lautet die z-Transtransformation des Dezimators wie folgt:

^IS ."-.-.; 31209 H

H(z) =

und die .entsprechende Frequenzkennlinie ist:

H_D(f/f₀) =

sine(8 f/f_Q)

sinc(f/f₀)

Wenn der Dezimator mit einem Modulator kaskadiert wird, der die Übertragungsfunktion

H_m(f/f₀) = |sinc(f/f_o)J (10)

besitzt, so wird die GeSamtübertragungsfunktion:

H_m(f/f₀) .

(11) .

sinc(f/f₀)

Bei einer Neuabtastung mit 28 und 36 KHz ergibt Gleichung (11) ein Gesamtansprechen von -34,1 dB bzw. -38,3 dB, wodurch eine ausreichende Sicherheit gegen eine Verfremdungsverzerrung gegeben ist.

Für Eingangsabtastwerte der Frequenz mf_Q und eine gewünschte Aüsgangsfrequenz £q ist das Blockschaltbild eines Dezimators zur Akkumulation von 2m Eingangsabtastwerten unter Anwendung einer überlappenden, dreieckförmigen Bewertung nach der Erfindung in Fig. 7 dargestellt. Die Schaltung nach Fig. 7 verwendet vorzugsweise eine parallele Arithmetik und weist vier 'Addierer 701 bis 704 , vier Register 711 bis 714 , die je ein Abtastwort aufnehmen, und eine Multiplizierschaltung 715 für den Faktor m auf, die in einfacher Weise ein Schieberegister sein kann, viemi m eine Potenz von. 2 ir,t (beir.piclr;v;c.i,::;o eine 3-Bit-Verschiebung für m=8). Der Addierer 701 und das Register 711 sowie der Addierer 702 und das Register 712 führen

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je eine Akkumulations- und Zusammenfassungsfunktion aus. Die Register 711 und 712 werden mit mf₀ getaktet und mit f_Q gelöscht, und zwar unter Steuerung einer nicht gezeigten Taktquelle. Die Register 713 und 714 werden mit f_Q getaktet, und zwar zur gleichen Zeit, zu der die Register 711 und 712 gelöscht werden. Das Register 713 bewirkt eine Verzögerung um das Intervall i/f₀ zwischen den Ausgangsimpulsen,und das Register 714 wirkt einfach nur als Ausgangsspeicherregister.

Die Arbeitsweise des Dezimators gemäß Fig.7 läßt sich leicht anhand der Ausdrücke für die Signale an den Punkten A, B, C und D in Fig. 7 zum Zeitpunkt, zu dem der Takt f_Q angelegt wird, verstehen. Es gelten:

Km(i+1)1

Σ. X_K (12)

K=mi *

[m(i+1)-gx_K (13)

()
C. = mA.-B. = Σ (K-IiIi)X₁, (14)

¹ ^{x x} K=mi ■* *

()
₁ = C_{1 +} B₁₊₁ = r_m. (K-mi)X_K + gl_(i+i ^(W)-K)X_x (15).

D. ist das gewünschte Ausgangssignal entsprechend Gleichung(7)

Die Arbeitsweise des Dezimators gemäß Fig.7 läßt sich ferner durch Betrachten der Operationen seiner Funktionsteile in Verbindung mit den Diagrammen in den Fig. 8 bis 12 verstehen. Der Addierer 701 bildet zusammen mit dem Register 711 einen "unbe-

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werteten" Akkumulator. Das Register wird am Anfang jedes Intervalls mit m Abtastwerten durch einen Impuls auf der Leitung 720 mit der Frequenz f_Q gelöscht. Jedesmal dann,wenn ein Taktimpuls der Frequenz mf_Q an die Leitung 721 gegeben wird, wird ein Eingangsabtastwert zum augenblicklichen Inhalt des Registers 711 addiert und die Summe im Register gespeichert. Dieses Verfahren wird für jeden der m Eingangsabtastwerte wiederholt, die zwischen jedem Ausgangsabtastwert auftreten. Alle Abtastwerte werden auf die gleiche Weise behandelt, indem sie im wesentlichen entsprechend der Darstellung in Fig. 8 mit einem Bewertungsfaktor Eins multipliziert werden.

Durch Anlegen des Ausgangssignals des ersten Akkumulators (auf der Leitung 730) an einen zweiten Akkumulator (der aus dem Addierer 702 und dem Register 712 besteht), wird die für die Eingangsabtastwerte durchgeführte Akkumulation eine ungleichförmig bewertete Akkumulation. Das Register 712 wird am Anfang jedes Intervalls mit m-Abtastwerten durch einen Impuls auf der Leitung 722 mit der-Frequenz f_Q gelöscht. Jedesmal dann, wenn ein Taktimpuls der Frequenz mf_Q an die Leitung 723 gegeben wird, wird der Inhalt des Registers 712 zum Ausgangssignal des ersten Akkumulators addiert und das Ergebnis dann im Register gespeichert. Die Akkumulation wird m-mal beim Auftreten jedes Eingangsabtastwertes wiederholt. Demgemäß erhält der erste Abtastwort in jedem Intervall die m-faehc Hewerbunp; des letzten Abtastwertes in dem Intervall,und Zwischengelenke Abtastwerte werden einheitlich verteilt oder proportional bewertet. Der Bewertungsanstieg der Abtastwerte in jedem Intervall von m, m-1, m-2 ... 1 ist in Fig. 9 gezeigt.

'-;■' ■ ■· 31209 H

Die Größe des Ausgangssignals des' ersteh Akkumulators (das am Addierer 701 auf der Leitung 730 entnommen wird) wird m~ mal durch den Multiplizierer 715 vergrößert. Dies läßt sich durch eine einfache Verschiebung des Vielbitwertes auf der Leitung 730 erreichen, wenn m eine Potenz von 2 ist. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 715 ist gemäß Fig. 10 ähnlich dem in Fig. 8 gezeigten Signal, aber m-mal größer.

Das Ausgangssignal des zweiten Akkumulators (entnommen am Addierer 702 auf der Leitung 731) wird vom Ausgangssignal des Multiplizierers 715 unter Verwendung des Subtrahierers 703 abgezogen. Das in Fig. 11 gezeigte Ergebnis ist eine nichtlineare Akkumulation, bei dem der letzte Abtastwert (m-i)-mal das Gewicht des zweiten Abtastwertes hat, und zwisehenliegende Abtastwerte proportional gemäß 1, 2, 3... m-1 betragen. Der erste Abtastwert in dem Intervall hat die Bewertung Null.

Das Ausgangssignal des Subtrahierers 703 wird um das Zeitintervall i/frj zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsabtastwerten durch das Register 713 verzögert, das Taktimpulse auf der Leitung 724 mit der Frequenz £-. aufnimmt. Diese Verzögerung bewirkt ein "Einfrieren" des Subtrahiererausgangssignals (Fig.11), derart, daß - wenn das Ausgangssignal des Registers , 713 im Addierer 704 mit dem Ausgangssignal des zweiten Akkumulators auf der Leitung 731 kombiniert wird - das erstgenannte Ausgangssignal m Abtastwerte im ersten Intervall und das letztgenannte Ausgangssignal m Abtastwerte im nächsten Intervall enthält. Gemäß Fig. 2 ist die Gesamtakkumulation dreieckfcrmig bewertet, wobei Abtastworte am Anfang und am Ende der Akkumulationsperiode die niedrigste Bewertung und Abtastwerte nahe

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der Mitte der Periode die höchste Bewertung erhalten. Die zwischen den Extremwerten liegenden Abtastwerte ν erden in der gewünschten Weise einheitlich verteilt oder proportional bewertet.

Das Ausgangssignal des Addierers 705 kann direkt verwendet werden oder zwischen den Ausgangsabtastwerten im Register 714 gespeichert werden, das Taktimpulse auf der Leitung 725 mit der Ausgangsfrequenz f₀ erhält. Das Ausgangssignal des Dezimators auf der Leitung 740 kann außerdem maßstäblich verkleinert werden, falls gewünscht, um das Ausgangssignal mit Bezug auf den Eingangspegel zu normalisieren. Vorteilhaft ist, wenn m eine Potenz von 2 darstellt, die Summe der Bewertimgskoeffizienten in ähnlicher Weise eine Potenz von 2, und eine einfache Verschiebung kann zur Erzielung der maßstäblichen Änderung benutzt werden. Wenn m=0 ist, betragen die Koeffizienten :

	O	= 1	A₅ =	A₁₁ =	VJl
A₁ =	A₁₅	_ ρ	^A6 =	^A10 ⁼	6
A₂ =	A₁₄	= 3	A₇ =	A₉ =	7
A₃ =	A₁₃	= 4	- ^A8 =	8
A₄ =	A₁₂

Die Summe der Koeffizienten beträgt 64, und eine Verschiebung um 5 Bitpositionen normiert das Ausgangssignal des Akkumulators mit Bezug auf sein Eingangssignal.

Leerseite

Claims

BLUMBACH · WESER · BERGEN · KRAMER ^_{1 onQ1} , ZWIRN ER: ^HOfByiÄNN .: 3120914

'PATENTANWÄLTE*«¹·; "MÖNCHEN 'JW-WI EStJA QE N

Patentconsult Radeckestraße 43 8000 München 60 Telefon (089) 883603/883604 Telex 05-212313 Telegramme Paienlconsuli Patentconsult Sonnenberger Straße 43 6200 Wiesbaden Telefon (06121)562943/561998 Telex 0-1-136237 Telegramme Patentconsult

Western Electric Company Incorporated CAiJDY, J.C. .22-6 Broadway, New York N.Y, 10038
Vereinigte Staaten von Amerika

Patentansprüche

Digital-Digital-Wandler zur Umwandlung einer Folge von Sin-· gangsabtastwerten der Frequenz mf₀ in eine Folge von Ausgangsabtastwerten der Frequenz f,,, wobei der Wert jedes der Aus-· gangsabtastwerte eine bewertete Summe von 2m Eingangsabtastwerten ist, die in einer Akkumulationsperiode vor jedem Ausgangsabtastwert auftreten,

dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler einen ersten und einen zweiten linearen Akkumulator (711, 712) , die in Kaskade geschaltet sind, aufweist, wobei das Ausgangssignal des ersten Akkumulators (711) die unbewertete Summe von m bestimmten Eingangsabtastwerten und das Ausgangssignal des zweiten Akkumulators (712) eine gleichmäßig verteilt bewertete Summe der m bestimmten Eingangsabtastwerte darstellen und die Bewertung des ersten der m Abtastwerte m-mal größer als die Bew-ertung des letzten der m Abtastwerte ist,

daß der Wandler ferner einen Multiplizierer (71*5) zur Multiplikation des Ausgangssi.'inalß (730) der-¹, ersten Akkumulators"

München: H. Krunwr Dipl.-Ing. · W. Weser Dipl. Phys. Dr. rut. nal. · I- Mnlfm.inn Dipl. Inq Wiesbaden: P. G. Blumbach Dipl.-Ing. · f. Bergon Prof. Dr. jur. Dipl.-Ing.. Pal.-Ass., Pai.-Amv. bis 19/0 · G. Avirncr Dip!. Inr,. Dipl. VV.In.j.

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(711) mit einem Maßstabsfaktor m,

einen Subtrahierer (703) zur Bildung der Differenz zwischen dem Ausgangssignal (740) des Multiplizierers (715) und dem Ausgangssignal (731) des zweiten Akkumulators (712), einen Speicher (713)» der das Ausgangssignal des Subtrahierers (703) bis zur Akkumulation der nächsten m Eingangsabtastwerte verzögert, und

einen Addierer (704) aufweist, der das Ausgangssignal des Speichers (713) zum Ausgangssignal des zweiten Akkumulators

(712) addiert und damit die Ausgangsabtastwerte erzeugt.
2. Wandler nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Akkumulator jeweils folgende Bauteile besitzen:

eine Addierschaltung (701, 702) mit einem ersten Eingang zur Aufnahme der Eingangsabtastwerte, einem zweiten Eingang und einem Ausgang;

eine Einrichtung (721, 720; 722, 723) zur periodischen Abgabe des Ausgangssignals des Addierers an den zweiten Eingang und zur Akkumulation des nachfolgenden Ausgangssignals der Addierschaltung.
3. Wandler nach Anspruch 2,

dadurch gek ennzeichnet, daß der erste und der zweite Akkumulator (711, 712) je ein Register (711; 712) zur periodischen Akkumulation des Auspangssignals des Addierers und zur Lieferung des akkumulierten Ausgangssignals an den Addierer zwecks Rekombination mit den Eingangsabtastwerten besitzt.
4. Verfahren zur Digital-Digital-Wandlung, bei dem bev/ertete Summen von Gruppen von Eingangsabtastwerten, die mit der Frequenz rafß auftreten, mit der Frequenz f_Q akkumuliert werden und Jede der Gruppen 2m der Abtastwerte X_Q, X₁, Xp ... Xpm-1 ^auiweis't» ¹^ wobei die Abtastwerte mit den Faktoren Aq, A₁, Ap ... Ap_n^_-1 bewertet werden und dabei gilt:

A₀ = 0

A₁ = A_2n-1 =1

^A2 ^{= A}2m-2 ^{= 2}

Α— Λ —- ^t
5 2m-3

= m

mit den Verfahrensschritten:

erstens Bilden der bewerteten Summe von Untergruppen mit m Abtastwerten, wobei der letzte Abtastv/ert in der Untergruppe (m-i)-mal die Bewertung des ersten Abtastwertes in der Untergruppe erhält und zwischengelegene Abtastwerte proportional bewertet werden;

als zweites Bilden der bewerteten Summe von Untergruppen mit m Abtastwerten, wobei der erste Abtastwert in der Untergruppe m-mal die Bewertung des letzten Abtastwertes in der Untergruppe erhält und zwischengelegene Abtastwerte proportional bewertet werden;

Verzögern der bewerteten Summe des ersten Schrittes -für ein Zeitintervall, das zur Verarbeitung einer riochi'ol^onclon Untergruppe von Abtastwerten benötigt wird; Kombinieren der bewerteten Summe des zweiten Schrittes mit dem Ausgangssignal des Bewertungsschrittes.