SE447775B - Sett och anordning for digital/digitalkodomvandling - Google Patents

Description

10 15 20 25 39 35 H0 ,ox0 + 1x4 + zxz + 3x3 + 3xu 447 775 sid 321-343.

Vid den ovan beskrivna decimeringsprocessen måste man se till att man reducerar eller eliminerar det brus (den distorsion) som införes vid den grova kvantiseringen och att man undviker en representation genom vilken brus införes i den slutliga digitala s signalen under den efterföljande behandlingen. En metod för decimeringsfiltrering är en unik viktad ackumuleringsprocess som R är beskriven i US-PS H,032,91H. grovt kvantiserade sampelvärdena för varje önskat utgångssampel- intervall anordnade att kombineras med användning av triangulï I denna patentskrift är de m eller trapetsoid viktning. Därmed menas att sampelvärden nära början och slutet av intervallet ges lägre vikt än ett värde närmare intervallets mitt. Vid triangulär viktning för m=8' $amP1eP X0, X1,...X7 kan en summering göras så att utgången är proportionell mot OX0 + 1X1 + 2X2 + 3X3 + qxu + 3X5 + ZX5 + 1X7. Vid trapetsoid-formigt viktad ackumule- ring kan samma åtta sampler viktas så att utgången varierar med + 3X5 + EX5 +1X7. Om koefficientvärdena avsättes som funktion av tiden för de båda givna samplerna, skulle den första bilda en triangel och den andra en trapets. 7" Den just beskrivna metoden, varvid man använder en serie hopkopplade par ackumulatorer, ger en viss framgång när det gäller reducering av brus, i enlighet med vad avsikten var.

Representationsfeleffekter kvarstår emellertid i viss grad, och frekvenssvar-karaktäristikan för kretsen uppfyller ej alla systemkrav. Mot bakgrund härav är det ett övergripande ändamål med uppfinningen att åstadkomma en förbättrad digital/digital-om- vandlare eller decimator som har de önskvärda överförinvsegenska- perna. Speciella ändamål innefattar minskning av representa- tionsfeleffekterna och förenkling av kretsapplikationen, speei-z ellt med användning av tekniken för tillverkning av integrerade gkretsar.

Detta problem löses enligt uppfinningen vid en digital/digi- tal-omvandlare som innehåller dels en första och en andra linjär ackumulator vilka är kaskadkopplade med varandra, varvid den S första ackumulatorns utgång representerar den ej vägda summan av m särskilda sampler av.ingángssamplerna, och den andra torns utgång representerar en likformigt fördelad vägd nämnda m särskilda ingångssampler, varvid vikten för de första av ackumula- 1:1- Sllmïïlâ av 10 15 20 25 30 H0 3 447 775 de m samplerna är m gånger så stor som vikten för de sista av dessa sampler; dels en multiplicerare för att multiplicera den första ackumulatorns utgång med en skalfaktor m; dels en subtra- herare för att bilda skillnaden mellan multiplicerarens utgång och den andra ackumulatorns utgång; dels ett minne för att för- dröja utgången från subtraheraren till dess att de nästföljande m ingàngssamplerna har ackumulerats; och dels en adderare för att addera minnets utgång till den andra ackumulatorns utgång för att bilda en av nämnda utgångssampler. I I enlighet med uppfinningen arrangeras en dígital/digital- -omvandlare (ett decimeringsfilter) för att ta emot en serie íUååHSSSflmPl@F í takten mfo och för att alstra en motsvarande Serie uteånessampler i takten fo med användning av överiappande triangulär ackumulering. Härmed menas att för alstring av en utgàngssampel för varje grupp av m ingångssampler de n=2m samp- lerna X0, X1...Xn_2, Xn_1 ackumuleras så att den första SamP@lfl X0 ges vikten noll, den andra och den sista sampeln X1 och Xn_1 ges den minsta vikten, de därnäst inre samplerna X2 och Xn_2 ges ökad vikt och den mellersta sampeln Xm ges den största vikten. Av dessa Q sampler är 3 stycken i det näst- följande intervallet och m stycken i det föregående intervallet.

Den överlappande triangulära ackumuleringen åstadkommes genom att man tillför ingångssamplerna till en serie kopplade ackumulator- par, av vilka det första summerar varje grupp om m sampler utan viktning och det andra summerar samplerna i den första ackumula- torn så att den första sampeln àsätts m gånger den sistas vikt och mellanliggande sampler åsätts proportionella vikter mellan dessa extremvärden.

Utgången från den andra ackumulatorn subtraheras från en version av utgången från den första ackumulatorn som har uppför- storats med skalfaktorn m, och skillnaden fördröjes ett intervall om m sampler. Den önskade utgången erhålles genom att man kombi- nerar utgången från den andra ackumulatorn med utgången från fördröjningsorganet. Denna utföringsform åstadkommer de önskade överföringsegenskaperna med en anordning som är enkel och lätt att praktiskt utföra i form av integrerad krets.

Uppfínningen skall i det följande närmare beskrivas i an- slutning till på bifogade ritning med fig. 1 - 12 visade utfö- ringsexempel. Fig. 1 är ett blockschema över en förut känd analog/digital-kodare i vilken används en deoimator eller digi- 10 15 20 25 30 35 U0 447 775. 4 tal/digital-kodomvandlare av den typ som àstadkommes medelst uppfinningen. Fig. 2 är ett diagram som åskådliggör konventio- nell triangulärt viktad ackumulering som hittills använts i kända visar överlappad triangulär viktning som decímatorer. Fig. 3 används i enlighet med uppfinningen. Fig. H visar en annan form av överlappad triangulär ackumulering. Fig. 5 och 6 visar en _ jämförelse mellan överföringsfunktionerna med känd konventionell triangulär ackumulering (fig. 5) och överlappad triangulär acku- mulering (fig. 6) i enlighet med uppfinningen. Pig. , somg återfinnas på samma blad som fig. 1, är ett blockschema över en digital/digital omvandlare eller decimator som är utförd i enlig- het med principerna för uppfinningen, och Fig. 8 - 12 visar grafiskt víktade summor som beräknats av olika funktionella delar av decimatorn enligt fig. 7.

En huvudanvändning för uppfinningen âskådliggöres genom fig. 1, som visar en utföringsform av en översamplad analog/digital talbands-omvandlare i bloekschemaform. I denna utföringsform är en analog ingångssignal I(t) med ett frekvensområde 0-R kHz tillförd till en interpoleringsmodulator 101 vilken är arrangerad att alstra en serie 9-bits utgångsord i en takt av 256 x 103 ord per sekund (256 kw/s). kan vara identiskt densamma som för kcdaren 19 enligt den ovan- nämnda amerikanska patentskriften H,032,91N, där ett lagrat felvärde (för en föregående sampel) grovt kvantiseras, subtrahe- ras från ingången och integreras för att bilda felvärdet för den Den inre anordningen i modulatorn 101 nästföljande sampeln.

Utgången från interpoleringsmodulatorn 101 tillföres till decimatorn 102, som utgör det nu ifrågavarande ansökningsföremå- let. Ändamålet med decimeringen i denna utföringsform är att alstra 15-bits utgångsord i en takt av 32 kw/s, vilket innebär att en utgång alstras för var åttonde ingångssampel;¿ I detta fall är m=8 och n=16. Decimeringen innebär ej att man helt enkelt släpper 7 och använderßvart åttonde ingångsord för att bilda varje utgångsord, Istället_gör-man enligt uppfinningen så att man, fortfarande med användning'av frekvenserna i det före- liggande exemplet, alstrar varje utgångsord som en viktad summa av de föregående 16 ingångsorden.

I Utgàngen från decimatorn 102 tillföras till ett lägpass- filter 103, vanligtvis utfört som ett digitalfilter av fjärde eller högre ordning i kaskadkoppling med ett digitalt högpass- 10 15 20 25 35 H0 5 447 775 filter 1OU, vilka båda arbetar på 16-bits ord vid Nyquist-takten 8 kw/s. Genom att sätta in decimatorn 102 i A/D-kodaren kan driftshastigheten och effektbehovet för filtren 103 och 10k på ett fördelaktigt sätt sänkas, så att man praktiskt kan utföra anordningen enligt tekniken för integrerade kretsar.

I den tidigare kända decimatorkrets som visas i fig. 1 till den ovannämnda US-PS U,O32,914 användes tríangulärt viktad acku- mulering för erhållande av varje utgångssampel från de föregående m ingångssamplerna, där ingångsfrekvensen mfo är E gånger högre än UïååflESfP@kV@HS@H fo, och m antages vara ett jämnt tal.

« Fig. 2 visar en serie ingångssampler X0, X1, X2, X3___, j där varje sampel inträffar var 1/mfo Seguna, vap m;te sampel, Xm, Xzm, X3m, visad med kryss-skuggning, utgörande slutet av ett ackumuleringsintervall om 1/fo sekunder, vikgn1ng5fak_ t°perna A9-Am_1 som används för att vikta motsvarande sampler X0~Xm_1 visas grafiskt i fig. 2 såsom bildande en triangulär form, så att faktorn AO är noll, faktorerna A1 sampler i början och slutet av varje intervall och Am_1 för är minst och fakt°Fn Am/2 i mitten av varje intervall är störst, under det att de mellanliggande faktorerna har proportionellt avtagande Värden- UtååflGSSamPëlHS YO värde är den viktade summan av ingàngssamplerna i intervallet, så att YO = ïAoï-(O + A1X1 ... Åm_1Xm_1.

Nästa ufieanessampel Y1 är viknad på liknande sätt, så att Y1 = Éïfloxm + ^1Xm+1 --- Åm-1X2m~1- Med användning av heltalsvärden för de viktade koefficienterna Ao = 0» A1 = Am = 1» A2 = Am-1 =b2f Ås = Am-2 = 3» ' Am/2 = m/2* uttryckes decimatorns utgång Yi (1 = 0, 1, 2, 3 _,_) såsom K=m/2 K=m-1 Yi : Z K XKHHÜ.) + 2 (lfl-KnfKflnt-Û' (1) K:1 K=m/2+1 Fördelarna med triangulärt viktad ackumulering av den nyss beskrivna typen liksom andra detaljer beträffande dess matematis- ka grunder och tillämpning diskuteras i en artikel av J.C. Candy et al med rubriken "Using Tríangularly weignted Interpolation to Get 13-Bit PCM From A Sigma-Delta Modulator", IEEE Transactions on Communications, november 1976, sid 1268-1275. I denna arti- kels rubrik används ordet “interpolation" som synonym till "acku- 10 15 20 25 S0 35 H0 447 775 6 mulering", och det bör observeras att båda termerna används för att identifiera en egenskap hos omvandlare av den typ som beskri- ves i denna ansökan. _ Ehuru triangulärt viktad ackumulering är i det närmaste idealisk för reducering av det av modulatorn 101 i fig. 1 alstra- de kvantiseringsbruset, återstår fortfarande det s.k. aliasing- -problemet. Som framgår av fig. 5 uttryckes överföringskaraktä- ; ristik-kurvan 501 för triangulär ackumulering med en ingángsfrek- vens av f1 lika med 256 kHz och en utgångsfrekvens av fa lika med 32 kHz matematiskt såsom: sinc(f/2f2) 2 lmffl = , (2) sinc(f/f1) där sinc definieras såsom sincx = (sinfïxflïfx, och uppvisar en dämpning av ungefär 7 dB vid f = 32 kHz. När decimatorns 102 utgång därefter undersamplas vid 32 kHz, i filt- ren 103 och 1OH, kommer allt eventuellt förefintligt brus i' bandet omkring 32 kHz att “vikas" runt och falla inom basbandet, så att det förorsakar distorsion. Lösningen av detta problem underlättas enligt uppfinningen genom att man använder överlap- pande triangulär ackumuleríng, som mera detaljerat kommer att beskrivas i det följande. För denna typ av ackumulering uttryc- kes överföringskaraktäristik-kurvan 601 i fig. 6 matematiskt såsom: g sine f/fa 2 H(f) = ----- , _ W (3) sine f/f1 och uppvisar mycket hög dämpning nära 32 kHz, så att man får mycket liten eller ingen aliasíng efter efterföljande under- samplíng.

Fig. 3 och 3 åskådliggör grafiskt överlappad.triangulär ackumulering i enlighet med uppfinningen, varvid den använda skalan är så vald att man lätt kan jämföra med fig. 2. Ingångs- samplerna X0, X1, X2... är desamma, de inträffar med inter- Vall Om 1/mfo, och och utgângspulserna X0, 31, y2___ inträffar var 1/fozte sekund. Men dubbelt så många ingångs- sampler används för att bilda det ackumulerade värde mot vilket varje utgângsvärde är proportíonellt, och var och en av ingångs- samplerna bidrar till två utgângssampler. Närmare bestämt bildas if" UW 10 20 25 35 H0 447 775 den första utgángssampeln Yo medelst Summepingen; YO = ÅOXO + Å1¥1 + Å2X2...+ Å(2m_1)X(2m_1) (Ü) Nästa Utšfiflâssampel Y1 bildas genom summeríngen: Y1=ÅOXm+Å1Xm+1+...+Å(2m_1)x(3m_1)- . ”(5) . _ För varje utgångssampel används salunda ingangar fran Eva sampelintervall, och varje ingángssampel används tvà gånger. För heltalsvärden på koefficíenterna är AO_An_1 enligt f51¿an¿e; Ao = Q A1 = An-1 = 1 A2 = An-2 = 2 A3 : An_3 : 3 Am = m.

Det bör här 2m.

Fig. H används i enlighet med uppfinningen. återigen observeras att n = visar även den överlappande triangulära víktning som Víktningskoefficïenberna ÅO, A1...Am...A2m_1 bildar en serie trianglar H01 t.o.m.

MOR vilka överlappar varandra så att varje íngångssampel kommer att användas såsom komponent i två ackümnleríngar för att bilda två utgångssampler. I Det allmänna uttrycket för utgångssamplerna Yi (1 = Q, 1, 2, ...) hos en decímator som använder överlappande tríangulär ackumuleríng med de föregående koeffícienterna är: m(i+1)-1 m(i+2)-1 vi = :Ä (K-mi)xK + :ï_[m(1+2)-K]xK K=mí K=m(i+1) För en ingångssampeltakt mfo av 256 kflz, där m=8, är dêgima- torns z-transform: 1_z-8 2 H(z) = (1/öü) (8) 1-z“1 och det motsvarande frekvenssvaret är: sínc(8 f/fo) HD sinc(f/fo När decimatorn är.kaskadkopplad med en modulator med över- föringsfunktíonen: ' ¿ Hm(f/fO> = |sine(f/f0)| , (10) 10 20 25 40 447 775 82 så blir den totala överföringsfunktionen: sinc2(8f/fo) Hm(f/fo) . HD sinc(f/fo) Vid 28 och 36 Khz återsamplíng ger ekvationen (11) ett totalsvar av -3Ä,1 resp. -38,3 dB, vilket ger ett tillfredsställande skydd mot aliasing.

För ingångssampler av frekvensen mfo Qgh en önškad ut- åånâsffekvefls av fo återfinnes ett blockschema över en decima- tor arrangerad för att ackumulera 2m ingångssampler med använd- ning av överlappande, triangulär viktning i enlighet med uppfin- ningen i fig. 7.' I kretsen i fig. 7 i vilken företrädesvis parallellaritmetik används, ingår fyra adderare 701 t.o.m. 703, fyra register 711 t.o.m. 71U, vartdera innehållande ett sampel- ord, samt en "multiplicera med m"-krets 715 som helt enkelt kan vara en skiftkrets när m är en potens av 2 (exempelvis ett 3-bít- -skift för m=8). Adderaren 701 tillsammans med registret 711 och adderaren 702 tillsammans med registret 712 genomför vardera en Registren 711 och 712 klockaß i takten mfo och tömmas 1 takten fo kflz under styr- ning av en klocksignalkälla (ej visad). Registren 713 och 71U ackumulerings- och dumpningsoperation. kl00kaS i fiakfiêfl fo kHz samtidigt med att registren 711 och 712 tömmas. Registret 713 ger en fördröjning lika med intervallet 1/fo mellan utgångspulserna, och registret 71U verkar endast som ett utgàngs-kvarhállningsregister.

Arbetssättet för den i fig. 7 visade decimatorn är lätt att förstå med ledning av uttrycken för signalerna i punkterna A, B, C och D i fig. 7 vid den tidpunkt då fO_k10Ckpu1Sen tillföras; nämligen: K:m(í+1)-1 Ai = Z XK fiK=mi m(i+1)-1 Bi = »ii tmfi+1)-1]xK (13) K=mí Ci = mÅi-Bí = 2 (K-XHJIJXK K=mi och Di = Ci + 31+1 (15) 10 .20 25 35 BO 447 775 9 m(i+1)-1 m(i+2)-1 = Z (x-mnxv, Z (mvHm-soxK Kemi _K=m(i+1) Di är den önskade utgången enligt vad som framgår av ekv. (7).

Man kan lättare få ett begrepp om arbetssättet för decima- torn enligt fíg. 7 om man betraktar funktionen för dess verksamma delar i anslutning till diagrammen i fig. 8 t.o.m. 12. Adderaren 701 tillsammans med registret 711 bildar en "ej viktad" ackumula- tor. Registret töms vid början av varje m-sampel-interval av en puls på ledningen 720 med frekvensen fO_ Varia gång en kloc¿_ Puls ev frekvensen mfo tillföres på ledningen 721, adderas en ingångssampel till det aktuella innehållet i registret 711 och summan läses in i och lagras i registret. Denna process upprepas för var och en av de m ingångssampler som uppträder mellan två på varandra följande utgångssampler. Samtliga sampelvärden behand- las på samma sätt; de multipliceras i själva verket med viktfak- torn ett i enlighet med vad som visas i fig. 8.

Genom att tillföra utgången från den första ackumulatorn (pà ledningen 730) till en andra ackumulator (bestående av adderaren 702 och registret 712) kommer den utförda ackumuleringen av ingångssamplerna att viktas på ett olíkformigt sätt. Registret 712 töms vid början av varje m-sampel-intervall av en puls på ledningen 722 med frekvensen f0_ Varje gång en kloqkpuls av frekvensen mfo tillföres på ledningen 723, kommer innehållet i registret 712 att adderas till utgången från den första ackumule- torn, och resultatet ínläses i och lagras i registret. Ackumule- ringen upprepas m gånger vikten för den sista sampeln i interval- let, och mellanliggande sampler fördelas likformigt eller viktas proportionellt. Viktningsprogressionen för samplerna i varje interval från m, m-1, m-2... 1 âskàdliggöres i fig. 9.

Storleken av utgången från den första ackumulatorn (tagen från addernren 701 på ledningen 730) ökas "m" gånger genom multi- pliceríngskretsen 715. Detta kan åstadkommas medelst en enkel skiftning av multibit-värdet på ledningen 730 när m är en potens av 2. Utgången från multipliceringskretsen 715, som visas i fig. 10 liknar den i fig. 8 visade, men den är "m" gånger större. j Utgången från den andra ackumulatorn (tagen från adderaren 702 på ledningen 731) subtraheras från utgången från multiplice- ringskretsen 715 medelst subtraheraren 703. Resultatet härav, som visas i fig. 11, är en icke-linjär ackumulering, varvid den 10 20 25 30 35 H0 447 775 10 sista sampeln har m-1 gånger så stor vikt som den andra sampeln och mellanliggande sampler är proportionella, räknat från 1, 2, 3...m-1. Den första sampeln i intervallet har vikten noll.

Utgàngen från subtraheraren 703 kvarhålles eller fördröjes under tíd$íflt9FV3l1et 1/fo mellan på varandra följande utgångs- sampler av registret 713 som tar emot klockpulser på ledningen 72u i takten fo. Denna fördröjning har den följden att subtra- herarens utgång (fig. 11) "fryses", så att när utgången från registret 713 i adderaren 70Ä kombineras med utgången från den andra ackumulatorn på ledningen 731, den förstnämnda innehåller m sampler i det första intervallet och den sistnämnda innehåller m sampler i gästa intervall. Som framgår av fíg. 12 víktas den totala aokumuleringen triangulärt; sampler i början och i slutet av ackumuleringsperioden tillordnas lägsta vikt och sampler nära periodens mitt tillordnas största vikt. De sampler som ligger mellan extremvärdena fördelas likformigt eller viktas proportio- nellt allt efter önskan.

Utgången från adderaren 70% kan användas direkt eller kvar- hållas mellan två på varandra följande sampler i registret 71U, vilket tar emot klockpulser på ledningen 725 i utgångstakten Utgàngen från decímatorn på ledningen 750 kan även om sa i och för normalisering av utgången med avseende Det är fördelaktigt i det fall att värdet på m är en potens av 2 att summan av de viktade koefficienterna lika- fO_ önskas nedskalas pà ingångsnivån. ledes kommer att vara en potens av 2, och en enkel förskjutning (skiftning) kan användas för åstadkommande av skaländringen. Om t.ex. m=8, så är koeffícienterna: ^o=° Au=A12=" A1=Å15=1 Å5=Å11=5 A2=A1u=2 Å6=^1ø=6 27 A8=s Summan av koeffícienterna är öä, och en skiftníng av 5-bit-lëgena kommer att normalisera aokumulatorns utgång i förhållande till ingången.

Ett flertal olika modifikationer och varianter av uppfin- ningen kan utföras av en fackman; det begärda skyddsomfànget begränsas endast av patentkraven.

Claims (3)

447 775 ll Patentkrav

1. Digital/digital-omvandlingsanordning för omvandling av en serie ingångssampler av en frekvens mfo till en serie ut¿ång55amp_ le? med takten fo, varvid värdet av var och en av utgångssamplerna är en vägd summa av 2m av de ingàngssampler som inträffar under en ackumuleríngsperiod vilken föregår varje utgângssampel, k ä n n e - the c k n a d av att den innehåller dels en första och en andra linjär ackumulator (711, 712) vilka är kaskadkopplade med varandra, varvid den första ackumulatorns (701+711) utgång representerar den ej vägda summan av m särskilda sanip- ler av ingångssamplerna, och den andra ackuznulatonis (702+71Z) utgång representerar en likformigt fördelad vägd summa av nämnda m särskil- da ingángssampler, varvid vikten för de första av de m samplerna är m gånger så stor som vikten för de sista av dessa sampler; dels en multiplícerare (715) för att multiplicera den första -ackumulatorns utgång (730) med en skalfaktor m; dels en subtraherare (703) för att bilda skillnaden mellan multiplicerarens (7N0) utgång och den andra ackumulatorns (731) utgång; ' dels ett minne (713) för att fördröja utgången från subtrahera- ren till dess att de nästföljande m íngångssamplerna har ackumule- rats; ' och dels en adderare (70ü) för att addera minnets (713) utgång till den andra ackumulatorns (731) utgång för att bilda en av nämnda utgångssampler.

2. Anordning enligt kravet 1, k ä n n e t e c k n a d av att vardera av den första och den andra ackumulatorn innehåller dels en adderingskrets (701; 702) som har en första ingång för mottagning av íngångssamplerna, en andra ingång samt en utgång; och dels organ (721, 720; 722, 723) för att periodiskt tillföra utgången från adderaren till den andra ingången och för att ackumu- lera den därpå följande utgången hos adderingskretsen.

3. Anordning enligt kravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att vardera av den första och den andra ackumulatorn (711, 712) innehål- ler ett register (711; 712) för att periodiskt ackumulera utgången från adderaren och för att tillföra den sålunda ackumulerade utgång- en till adderaren för återkombínation med ingångssamplerna. N. Sätt för digital/digital-omvandling, varvid de vägda summorna av grupper av ingångssampler, vilka inträffar i en takt av mfo, a°kUmU1eFa5 ï takten fo, varvid vardera av grupperna innehåller 2m .innefattar förfaringsstegen 447 775 12 _ fiV nämnda Sample? X0, X1, X2...X2m_1 och varvid samplerna är vägda med faktorerna AO, A1, A2,,,A2m1, där A1 = Azm-1 = 1 A2 = Azm-2 = 2 A3 2 A2m_3 :_ j Am = m att man i ett första steg bildar den vägda summan av undergrup- per av m av samplerna, där den sista sampeln i undergruppen mottar (m-1) gånger vikten av den första sampeln i nämnda undergrupp och varvid mellanliggande sampler ges proportionella vikter; och att man i ett andra steg bildar den vägda summan av under- grupper av m stycken av nämnda sampler, varvid den första sampeln i undergruppen åsättes E gånger så stor vikt som den sista sampeln i undergrupperna och varvid mellanliggande sampler åsätts proportio- nella vikter; ¶h_h att man fördröjer den i det första steget bildade vägde summan av ett tidsintervall som är erforderligt för att behandla en efter- följande undergrupp av samplerna; samt att man kombinerar den i det andra steget bildade vägda summan med utgången från fördröjningssteget. v-'M