DE3015218A1

DE3015218A1 - Anordnung zur taktimpulssignalerzeugung

Info

Publication number: DE3015218A1
Application number: DE19803015218
Authority: DE
Inventors: Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1979-04-20
Filing date: 1980-04-19
Publication date: 1980-10-23
Also published as: GB2048017B; DE3015218C2; NL7903099A; GB2048017A; CA1152607A; US4313088A; FR2454729A1; JPS6035859B2; FR2454729B1; JPS55141848A

Description

PHN.9^26 .3· 20.3.80

"Anordnung zur Taktimpulssignalerzeugung" . OU I 0 4 IsJ

A. Hintergrund der Erfindung.

A(t). Gebiet der Erfindung.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung 5

zum Ableiten eines Taktimpulssignals aus einem im Basisband liegenden empfangenen Datensignal, mit einem Nulldurchgangsdetektor mit einer daran angeschlossenen frequenzselektiven Anordnung, der das Taktimpulssignal

entnommen wird.
10

A(2). Beschreibung des Standes der Technik.

Eine allgemein bekannte Methode zum Übertragen zweiwertiger Datensymbole ohne Verwendung von Gleichstrom und mit ausreichender Taktimpulsinformation ist zweiphasenmodulation mit der Bitfrequenz als Trägerfrequenz. Bei dieser Methode gibt es in der Mitte jedes Symbolintervalls einen Signalübergang, der die Taktimpuls— information enthält (Fig. 2). Andere, durch die Daten bestimmte Signalübergänge treten zwischen den Symbolintervallen auf. Die Signalübergänge können durch einen Nulldurchgangsdetektor detektiert werden und werden einer phasenverrigelten Schleife zugeführt, die auf der doppelten Bitfrequenz synchronisiert wird. Durch einen Frequenz-Halbierer wird daraus ein Signal mit der Bitfrequenz abgeleitet.

Bei einer anderen bekannten Methode zur Taktimpulserzeugung wird das Datensignal auf nicht-lineare Weise vorbearbeitet, und danach wird aus dem vorbearbeiteten Datensignal durch Filterung ein Signal mit der Bitfrequenz abgeleitet. Diese Methode, die meistens angewendet wird, wenn das empfangene Datensignal selbst keine mit der Bitfrequenz gekoppelten Frequenzanteile

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PHN.9^+26 X 20.3.80

enthält, erfordert eine Mittelung der Phasenschwankungen über längere Zeit.

Bei manchen Kodierungsmethoden für Datensymbole zum Erhalten eines bestimmten Spektrums treten störende Signalübergänge auf, die keine zuverlässige Taktimpulsinformation liefern. Diese unerwünschten Signalübergänge können durch Tastimpulse maskiert werden, wenn sie zu Zeitpunkten auftreten, die sich von den gewünschten Signalübergängen unterscheiden lassen. In der Praxis ist letzteres, insbesondere bei Übertragung über Kabel, nicht immer der Fall.

B. Zusammenfassung der Erfindung.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, störende Signalübergänge zu unterdrücken und dadurch die gewünschten Signalübergänge zu bevorzugen. Dadurch tritt eine Erhöhung des Verhältnisses zwischen der gewünschten zuverlässigen Taktimpulsinformation und der unzuverlässigen Taktimpulsinformation auf, die durch die störenden Signalübergänge übertragen werden. Dieses Verhältnis kann als ein Art von Signal-Rauschverhältnis für die Taktimpulserzeugung betrachtet werden. Das normale Rauschen, das von der Ubertragungsstrecke herrührt, spielt infolge des schmalen Frequenzbandes des Taktimpulserzeugungskanals eine viel geringere Rolle. Durch das erhöhte Taktimpulssignal— Rauschverhältnis sind schnelle Einregelzeiten verwirklichbar.

Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass zwischen dem Eingang für das empfangene Datensignal und dem Nulldurchgangsdetektor Mittel vorgesehen sind zum Umwandeln des Spektrums des empfangenen Datensignals in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals mit der Bitfrequenz als Trägerfrequenz und mit einem Träger, der mit dem Datensignal gleichphasig ist.

C. Beschreibung der Ausführungsbeispiele.

Fig. 1 zeigt die Kodierung der Datensymbole nach dem "Kurbelwellen"-Kode.

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PHN.9^26 γ- 20.3.80

30T5218

Fig. 2 zeigt die Zweiphasenmodulationswellenformen.

Fig. 3 is.t das Blockschaltbild eines Empfängers, der mit einer erfindungsgemässen Anordnung versehen ist. Fig. ^ji-d zeigt einige Augenmuster.

Fig. 5 zeigt einige Filterkennlinien des Empfangsfilters des Empfängers nach Fig. 3·

Fig. 6 ist das Blockschaltbild eines zweiten Empfängers, der mit einer Anordnung nach der Erfindung versehen ist.

Fig. 7 zeigt die Kodierung der Datensymbole nach dem "top-hat"-Kode.

Fig. 8 ist das Blockschaltbild eines dritten Empfängers, der mit einer Anordnung nach der Erfindung versehen ist.

In Fig. 1 sind zwei Wellenformen zum übertragen der Datensymbole "1" und "O" in synchronen Symbolzeit int ervallen von T Sekunden dargestellt. Wegen der typischen Wellenformen wird diese Art von Kodierung als "Kurbelwellen" Kode bezeichnet.

Ein Netzwerk mit einer Impulsstossantwort

entsprechend den Wellenformen nach Fig. 1 hat eine übertragungsfunktion, die, abgesehen von einem konstanten reellen Faktor, durch den folgenden Ausdruck angegeben wird: 25

1 /WT"\ vT r \

.'. T ^sin\7r~) · ^sin H^- (¹J

wT
8

Ein optimaler Empfänger für Signale, die nach

dem VKurbelwellen"-Kode kodiert sind, ist in Fig. 3 dargestellt. Dieser enthält ein Tiefpassfilter 1, einen Abtastschalter 2 und einen Polaritätsdetektor 3 in Reihenschaltung. Das Tiefpassfilter hat eine Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz 2/τ Hz und einen

QC * ··

sinusförmigen Verlauf der Filterkennlinie. Die übertragungsfunktion des optimalen Filters wird durch den folgenden Ausdruck angegeben:

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PHN.9^26 Jf 20.3.80

3 -in (^) (2)

Das Signalspektrum am Ausgang des Empfangsfilters 1 beim Empfang von Signalen, die entsprechend dem »Kurbelwellen"-Kode kodiert sind, wird durch den folgenden Ausdruck angegeben:

. 2 /wT\ . wT /_o\

sxn (■£-) s sm ^- (3)

Ü
8
10

Das zweite Glied, das durch die Breite der

bei der Übertragung benutzten Impulse verursacht wird, hat in dem Intervall von O Hz bis 2/Τ Hz wenig Einfluss und kann in diesem Intervall annäherend als entsprechend vorausgesetzt werden.

Das Signalspektrum am Ausgang des Empfangsfilters 1 wird dann annäherend durch den nachfolgenden Ausdruck angegeben:

sin² φ (k)

Es sei bemerkt, dass einfachheitshalber

konstante reelle Faktoren hier und nachstehend aus den Ausdrücken fortgelassen sind, weil diese eine für alle Frequenzen gleichen Dämpfung (Verstärkung) darstellen, die hier nicht von Bedeutung ist.

Das Augenmuster eines Signals mit einem ■' Spektrum von 0 Hz bis 2/Τ Hz, das dem Ausdruck (k) entspricht, ist in Fig. 4a dargestellt. Der Abtastschalter 2 tastet das Ausgangssignal des Empfangsfilters 1 zu den Abtastzeitpunkten t +^ nT ab. Die Fig. 4b_ und £ zeigen, was mit dem Augenmuster geschieht, wenn ein Kabel mit zunehmender Länge zwischen dem Sender und dem Empfänger geschaltet wird. Die Signalübergänge, die durch a, b, c, d angegeben sind, sind die zuverlässigen Signalübergänge. Die Signalübergänge, die durch e und f angegeben sind, sind die störenden Signalübergänge.

Der Taktimpulserzeugungskanal des Empfängers nach Fig. 3 enthält einen Nulldurchgangsdetektor k,

PHN.9^26 >Γ 20.3.80

'$' - 3055218

eine phasenverriegelte Schleife 5 und einen Frequenz-Halbierer 6 in Reihenschaltung.

Zwischen dem Ausgang des Empfangsfilters 1 und dem Nulldurchgangsdetektor k liegt eine Filteranordnung 7· Diese Filteranordnung hat eine derartige Filterkennlinie, dass die störenden Nulldurchgänge e und f beseitigt werden. Im Falle des "KurbeiweIlen"-Kodes wird die Filteranordnung ¹J durch einen Integrator gebildet. Das Augenmuster am Ausgang der Filteranardnung 7 ist in Fig. kd dargestellt. Daraus geht hervor, dass die gewünschten Signalübergänge a, b, c und d beibehalten werden, während die störenden Übergänge e und f unterdrückt sind. Aus den Signalübergängen a, b, c, d wird durch die Anordnung k, 3 und 6 auf bekannte Weise ein Taktimpulssignal mit der Symbolfrequenz 1/T Hz abgeleitet. Der Halbierer 6 ist dabei mit einem Steuereingang 6-1 zum Einstellen der richtigen Phase des Halbierers versehen. Dieses Steuersignal kann im G-runde durch Handbetätigung erhalten werden. Das Ableiten eines Steuersignals aus dem enpfangenen Datensignal bildet nicht den Gegenstand dieser Patentanmeldung.

Das Augenmuster, das in Fig. k-d dargestellt ist, ist das Augenmuster eines zweiphasenmodulxerten Signals, dessen Trägerfrequenz der Bitfrequenz entspricht und dessen Träger mit dem Datensignal gleichphasig ist.

Die Wellenformen, die bei dieser Zweiphasenmodulation ■' für ein Symbol mit dem Wert "1" und "O" auftreten, sind in Fig. 2 dargestellt.

Die Spektrumfunktion eines zweiphasenmodulierten Signals wird angegeben durch den nachfolgenden Ausdruck:

/wT\ . wT fc\

3 sin (jj-) s sxn ^- (5)

Dieser Ausdruck weicht, abgesehen von dem Vorzeichen, durch den Faktor Τ/jw gegenüber dem Ausdruck (k) ab. Der Faktor i/jw ist die Übertragungsfunktion eines

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PHN. 9^26 (Γ 20.3.80

Integrators. Der Integrator 7 verwandelt also das Spektrum am Ausgang des Filters 1, das dem Ausdruck (h) entspricht, in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals um. Durch diese Spektrumumwandlung werden die störenden NuIldurchgänge ausgeschaltet. Es sei bemerkt, dass die Signalübergänge a und ein Fig. kd unabhängig von den Daten auftreten. Diese Übergänge entsprechen den Übergängen in der Mitte des Symbolintervalls, die für Zweiphasenmodulation typisch sind (Fig. 2).

Das Filter 1 aus Fig. 3 kann durch die Reihenschaltung zweier Filter 8 und 9> wie in Fig. 6 dargestellt, ersetzt werden.

Die Übertragungsfunktion des Tiefpassfilters 8 wird zwischen 0 Hz und der Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz 2/Τ Hz durch cos (wT/8) angegeben. Das Filter 9 ist ein Differentiator mit der Übertragungsfunktion jw. Die Übertragungsfunktion der beiden Filter in Reihenschaltung wird angegeben durch:

jw cos (wT/8) (6)

Wenn dem Eingang des Empfängers ein Signal

zugeführt, wird, das entsprechend dem "Kurbelwellen"-Kode kodiert ist, hat das Signal am Ausgang des Differentiators 9 das Spektrum entsprechend dem Ausdruck (k). Dies ist ersichtlich, indem der Ausdruck (i) mit dem Ausdruck (6) • multipliziert wird. Die Filterkennlinien des Filters 1 und der Filter 8 und 9 in Reihenschaltung sind in Fig.5 durch die Kurven F(i) und F(8-9) dargestellt.

₃₍j Der Taktimpulssignalkanal kann die beiden

Filter 8 und 9 enthalten (Verbindung 1O) und mündet dann in das Filter 7 aus Fig. 3· -Es ist nun jedoch möglich, die Filter 7 und 9» von denen das eine ein Integrator und das andere ein Differentiator ist, gegeneinander aufzuheben und somit fortfallen zu lassen. Das Signal zur Taktimpulserzeugung verläuft dann, wie in Fig. 6 dargestellt, über das Filter 8 unmittelbar zum Nulldurchgangsdetektor h. Es gilt dann immer noch, dass

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PHN. 9^26 ?■ 20.3.80

das Spektrum des Signals am Eingang des Nulldurchgangsdetektors 4 dem Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals entspricht. Dies ist ersichtlich, indem der Ausdruck (1) mit der Übertragungsfunktion cos (vT/8) des Filters 8 multipliziert wird, was zu dem Ausdruck (5) führt, abgesehen von einem nicht relevanten konstanten reellen Faktor.

Eine andere Methode der Signalkodierung innerhalb eines Symbolintervalls ist in Fig. 7 dargestellt.

Dieser Kode ist als der sogenannte "top-hat"-Kode bekannt. Diese Kodierung entspricht Zweiphasenmodulation auf einem Träger, der gegenüber den Symbolintervallen um 90 phasenverschoben ist. Dieser Kode ist in der US Patentschrift 3.846.583 beschrieben worden.

Das Spektrum des "top-hat"-Kodes wird angegeben durch den Ausdruck:

sin

/wT\ . /wT\ . wT /_\

(4—) . sin (g-) . sxn 3- (7)

w 20

Das letzte Glied kann in dem Intervall von 0 Hz bis zur doppelten Bitfrequenz annähernd als entsprechend einer Konstanten vorausgesetzt werden, wodurch der Ausdruck (7) in. den folgenden Ausdruck übergeht:

. 2 /wTx 1 _fQ\

sm (,ρ) - -£— (8)

• · cos (—)

abgesehen von einem nicht relevanten konstanten reellen Faktor.

Der Empfänger für diesen Kode, Fig. 8, enthält ein Tiefpassfilter 10 mit einheitlicher Kennlinie bis zur doppelten Bitfrequenz. Der Taktimpulssignalkanal enthält ein Filter 11 mit der übertragungsfunktion cos (wT/8) und einen Integrator 7 in Reihenschaltung. Die Filter 11 und

in Reihenschaltung verwandeln das Spektrum des "top-hat"-Kodes in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals mit gleichphasigem Träger.

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PHN.9^26 ψ 20.3.80

Es sei bemerkt, dass, wenn zwischen dem Sender und dem Empfänger ein langes Kabel vorhanden ist, das Kabel die Funktion des Filters 11 annähernd übernimmt, wodurch dieses Filter in dem Taktimpulssignalkanal des Empfängers fortgelassen werden kann. In diesem Fall kann die Verwendung eines einfachen Integrators 7 ausreichen. Das Filter dient zur Beschränkung der Rauschbandbreite. Venn an das Signal-Rauschverhältnis weniger hohe Anforderungen gestellt werden, darf die Filterkennlinie über der Grenzfrequenz weniger schnell abfallen. Dasselbe gilt für die Filter und 8 aus den Figuren 3 und

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L e e r s e 11 e

Claims

"PATENTANSPRÜCHE"

1J Anordnung zum Ableiten eines Taktimpulssignals aus einem im Basisband liegenden Datensignal, mit einem Nulldurchgangsdetektor mit einer daran angeschlossenen frequenzselektiven Anordnung, der das Taktimpulssignal entnommen wird, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Eingang für das empfangene Datensignal und dem Nulldurchgangsdetektor ein Filter zum Umwandeln des Spektrums des empfangenen Datensignals in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals mit der Bitfrequenz als Trägerfrequenz und mit einem Träger, der mit dem Datensignal gleichphasig ist, vorgesehen ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz, dessen Filterkennlinie Nullpunkte bei O Hz und der Grenzfrequenz und einen sinusförmigen Verlauf zwischen diesen Nullpunkten hat, und ein Integrator in Reihenschaltung ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter ein Tiefpassfilter ist mit einer Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz, dessen Filterkennlinie bei 0 Hz ein Maximum und bei der Grenzfrequenz einen Nullpunkt hat, sowie einen kosinus— förmigen Verlauf zwischen O Hz und der Grenzfrequenz hat.

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