DE3015218A1 - Anordnung zur taktimpulssignalerzeugung - Google Patents
Anordnung zur taktimpulssignalerzeugungInfo
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
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Description
PHN.9^26 .3· 20.3.80
"Anordnung zur Taktimpulssignalerzeugung" . OU I 0 4 IsJ
A. Hintergrund der Erfindung.
A(t). Gebiet der Erfindung.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung 5
zum Ableiten eines Taktimpulssignals aus einem im Basisband
liegenden empfangenen Datensignal, mit einem Nulldurchgangsdetektor
mit einer daran angeschlossenen frequenzselektiven Anordnung, der das Taktimpulssignal
entnommen wird.
10
10
A(2). Beschreibung des Standes der Technik.
Eine allgemein bekannte Methode zum Übertragen zweiwertiger Datensymbole ohne Verwendung von Gleichstrom
und mit ausreichender Taktimpulsinformation ist zweiphasenmodulation
mit der Bitfrequenz als Trägerfrequenz. Bei dieser Methode gibt es in der Mitte jedes Symbolintervalls
einen Signalübergang, der die Taktimpuls— information enthält (Fig. 2). Andere, durch die Daten
bestimmte Signalübergänge treten zwischen den Symbolintervallen auf. Die Signalübergänge können durch einen
Nulldurchgangsdetektor detektiert werden und werden einer
phasenverrigelten Schleife zugeführt, die auf der doppelten Bitfrequenz synchronisiert wird. Durch einen
Frequenz-Halbierer wird daraus ein Signal mit der Bitfrequenz abgeleitet.
Bei einer anderen bekannten Methode zur Taktimpulserzeugung wird das Datensignal auf nicht-lineare
Weise vorbearbeitet, und danach wird aus dem vorbearbeiteten Datensignal durch Filterung ein Signal mit der Bitfrequenz
abgeleitet. Diese Methode, die meistens angewendet wird, wenn das empfangene Datensignal selbst
keine mit der Bitfrequenz gekoppelten Frequenzanteile
030043/0950
PHN.9^+26 X 20.3.80
enthält, erfordert eine Mittelung der Phasenschwankungen
über längere Zeit.
Bei manchen Kodierungsmethoden für Datensymbole zum Erhalten eines bestimmten Spektrums treten störende
Signalübergänge auf, die keine zuverlässige Taktimpulsinformation liefern. Diese unerwünschten Signalübergänge
können durch Tastimpulse maskiert werden, wenn sie zu Zeitpunkten auftreten, die sich von den gewünschten
Signalübergängen unterscheiden lassen. In der Praxis ist letzteres, insbesondere bei Übertragung über Kabel, nicht
immer der Fall.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, störende Signalübergänge zu unterdrücken und dadurch die gewünschten
Signalübergänge zu bevorzugen. Dadurch tritt eine Erhöhung des Verhältnisses zwischen der gewünschten zuverlässigen
Taktimpulsinformation und der unzuverlässigen Taktimpulsinformation
auf, die durch die störenden Signalübergänge übertragen werden. Dieses Verhältnis kann als ein Art von
Signal-Rauschverhältnis für die Taktimpulserzeugung betrachtet werden. Das normale Rauschen, das von der Ubertragungsstrecke
herrührt, spielt infolge des schmalen Frequenzbandes des Taktimpulserzeugungskanals eine viel
geringere Rolle. Durch das erhöhte Taktimpulssignal— Rauschverhältnis sind schnelle Einregelzeiten verwirklichbar.
Die genannte Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass zwischen dem Eingang für das empfangene
Datensignal und dem Nulldurchgangsdetektor Mittel vorgesehen sind zum Umwandeln des Spektrums des empfangenen
Datensignals in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals mit der Bitfrequenz als Trägerfrequenz und mit
einem Träger, der mit dem Datensignal gleichphasig ist.
C. Beschreibung der Ausführungsbeispiele.
Fig. 1 zeigt die Kodierung der Datensymbole nach dem "Kurbelwellen"-Kode.
030043/0950
PHN.9^26 γ- 20.3.80
30T5218
Fig. 2 zeigt die Zweiphasenmodulationswellenformen.
Fig. 3 is.t das Blockschaltbild eines Empfängers,
der mit einer erfindungsgemässen Anordnung versehen ist.
Fig. ^ji-d zeigt einige Augenmuster.
Fig. 5 zeigt einige Filterkennlinien des Empfangsfilters des Empfängers nach Fig. 3·
Fig. 6 ist das Blockschaltbild eines zweiten Empfängers, der mit einer Anordnung nach der Erfindung
versehen ist.
Fig. 7 zeigt die Kodierung der Datensymbole nach dem "top-hat"-Kode.
Fig. 8 ist das Blockschaltbild eines dritten Empfängers, der mit einer Anordnung nach der Erfindung
versehen ist.
In Fig. 1 sind zwei Wellenformen zum übertragen der Datensymbole "1" und "O" in synchronen Symbolzeit
int ervallen von T Sekunden dargestellt. Wegen der typischen Wellenformen wird diese Art von Kodierung als
"Kurbelwellen" Kode bezeichnet.
Ein Netzwerk mit einer Impulsstossantwort
entsprechend den Wellenformen nach Fig. 1 hat eine übertragungsfunktion,
die, abgesehen von einem konstanten reellen Faktor, durch den folgenden Ausdruck angegeben wird:
25
1 /WT"\ vT r \
.'. T sin\7r~) · sin H- (1J
wT
8
8
Ein optimaler Empfänger für Signale, die nach
dem VKurbelwellen"-Kode kodiert sind, ist in Fig. 3 dargestellt. Dieser enthält ein Tiefpassfilter 1, einen
Abtastschalter 2 und einen Polaritätsdetektor 3 in Reihenschaltung. Das Tiefpassfilter hat eine Grenzfrequenz
entsprechend der doppelten Bitfrequenz 2/τ Hz und einen
QC * ··
sinusförmigen Verlauf der Filterkennlinie. Die übertragungsfunktion des optimalen Filters wird durch den folgenden
Ausdruck angegeben:
030043/0950
PHN.9^26 Jf 20.3.80
3 -in (^) (2)
Das Signalspektrum am Ausgang des Empfangsfilters 1 beim Empfang von Signalen, die entsprechend
dem »Kurbelwellen"-Kode kodiert sind, wird durch den folgenden Ausdruck angegeben:
. 2 /wT\ . wT /o\
sxn (■£-) s sm ^- (3)
Ü
8
10
8
10
Das zweite Glied, das durch die Breite der
bei der Übertragung benutzten Impulse verursacht wird,
hat in dem Intervall von O Hz bis 2/Τ Hz wenig Einfluss und kann in diesem Intervall annäherend als entsprechend
vorausgesetzt werden.
Das Signalspektrum am Ausgang des Empfangsfilters 1 wird dann annäherend durch den nachfolgenden
Ausdruck angegeben:
sin2 φ (k)
Es sei bemerkt, dass einfachheitshalber
konstante reelle Faktoren hier und nachstehend aus den Ausdrücken fortgelassen sind, weil diese eine für alle
Frequenzen gleichen Dämpfung (Verstärkung) darstellen, die hier nicht von Bedeutung ist.
Das Augenmuster eines Signals mit einem ■' Spektrum von 0 Hz bis 2/Τ Hz, das dem Ausdruck (k)
entspricht, ist in Fig. 4a dargestellt. Der Abtastschalter 2 tastet das Ausgangssignal des Empfangsfilters
1 zu den Abtastzeitpunkten t +^ nT ab. Die Fig. 4b_ und £
zeigen, was mit dem Augenmuster geschieht, wenn ein Kabel mit zunehmender Länge zwischen dem Sender und dem
Empfänger geschaltet wird. Die Signalübergänge, die durch
a, b, c, d angegeben sind, sind die zuverlässigen Signalübergänge. Die Signalübergänge, die durch e und f
angegeben sind, sind die störenden Signalübergänge.
Der Taktimpulserzeugungskanal des Empfängers nach Fig. 3 enthält einen Nulldurchgangsdetektor k,
PHN.9^26 >Γ 20.3.80
'$' - 3055218
eine phasenverriegelte Schleife 5 und einen Frequenz-Halbierer
6 in Reihenschaltung.
Zwischen dem Ausgang des Empfangsfilters 1 und dem Nulldurchgangsdetektor k liegt eine Filteranordnung
7· Diese Filteranordnung hat eine derartige Filterkennlinie, dass die störenden Nulldurchgänge e
und f beseitigt werden. Im Falle des "KurbeiweIlen"-Kodes
wird die Filteranordnung 1J durch einen Integrator
gebildet. Das Augenmuster am Ausgang der Filteranardnung
7 ist in Fig. kd dargestellt. Daraus geht hervor, dass
die gewünschten Signalübergänge a, b, c und d beibehalten werden, während die störenden Übergänge e und f unterdrückt
sind. Aus den Signalübergängen a, b, c, d wird durch die Anordnung k, 3 und 6 auf bekannte Weise ein
Taktimpulssignal mit der Symbolfrequenz 1/T Hz abgeleitet.
Der Halbierer 6 ist dabei mit einem Steuereingang 6-1 zum Einstellen der richtigen Phase des Halbierers versehen.
Dieses Steuersignal kann im G-runde durch Handbetätigung
erhalten werden. Das Ableiten eines Steuersignals aus dem enpfangenen Datensignal bildet nicht den Gegenstand dieser
Patentanmeldung.
Das Augenmuster, das in Fig. k-d dargestellt ist,
ist das Augenmuster eines zweiphasenmodulxerten Signals,
dessen Trägerfrequenz der Bitfrequenz entspricht und dessen Träger mit dem Datensignal gleichphasig ist.
Die Wellenformen, die bei dieser Zweiphasenmodulation
■' für ein Symbol mit dem Wert "1" und "O" auftreten, sind in Fig. 2 dargestellt.
Die Spektrumfunktion eines zweiphasenmodulierten Signals wird angegeben durch den nachfolgenden
Ausdruck:
/wT\ . wT fc\
3 sin (jj-) s sxn ^- (5)
Dieser Ausdruck weicht, abgesehen von dem Vorzeichen, durch den Faktor Τ/jw gegenüber dem Ausdruck (k)
ab. Der Faktor i/jw ist die Übertragungsfunktion eines
0 300A3/0950
PHN. 9^26 (Γ 20.3.80
Integrators. Der Integrator 7 verwandelt also das Spektrum
am Ausgang des Filters 1, das dem Ausdruck (h) entspricht, in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals um.
Durch diese Spektrumumwandlung werden die störenden NuIldurchgänge
ausgeschaltet. Es sei bemerkt, dass die Signalübergänge a und ein Fig. kd unabhängig von den Daten auftreten.
Diese Übergänge entsprechen den Übergängen in der Mitte des Symbolintervalls, die für Zweiphasenmodulation
typisch sind (Fig. 2).
Das Filter 1 aus Fig. 3 kann durch die Reihenschaltung zweier Filter 8 und 9>
wie in Fig. 6 dargestellt, ersetzt werden.
Die Übertragungsfunktion des Tiefpassfilters 8
wird zwischen 0 Hz und der Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz 2/Τ Hz durch cos (wT/8) angegeben.
Das Filter 9 ist ein Differentiator mit der Übertragungsfunktion
jw. Die Übertragungsfunktion der beiden Filter in Reihenschaltung wird angegeben durch:
jw cos (wT/8) (6)
Wenn dem Eingang des Empfängers ein Signal
zugeführt, wird, das entsprechend dem "Kurbelwellen"-Kode
kodiert ist, hat das Signal am Ausgang des Differentiators
9 das Spektrum entsprechend dem Ausdruck (k). Dies ist
ersichtlich, indem der Ausdruck (i) mit dem Ausdruck (6) • multipliziert wird. Die Filterkennlinien des Filters 1
und der Filter 8 und 9 in Reihenschaltung sind in Fig.5
durch die Kurven F(i) und F(8-9) dargestellt.
3(j Der Taktimpulssignalkanal kann die beiden
Filter 8 und 9 enthalten (Verbindung 1O) und mündet dann
in das Filter 7 aus Fig. 3· -Es ist nun jedoch möglich,
die Filter 7 und 9» von denen das eine ein Integrator und das andere ein Differentiator ist, gegeneinander
aufzuheben und somit fortfallen zu lassen. Das Signal zur Taktimpulserzeugung verläuft dann, wie in Fig. 6
dargestellt, über das Filter 8 unmittelbar zum Nulldurchgangsdetektor
h. Es gilt dann immer noch, dass
030043/0950
PHN. 9^26 ?■ 20.3.80
das Spektrum des Signals am Eingang des Nulldurchgangsdetektors
4 dem Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals entspricht. Dies ist ersichtlich, indem der
Ausdruck (1) mit der Übertragungsfunktion cos (vT/8)
des Filters 8 multipliziert wird, was zu dem Ausdruck (5) führt, abgesehen von einem nicht relevanten konstanten
reellen Faktor.
Eine andere Methode der Signalkodierung innerhalb eines Symbolintervalls ist in Fig. 7 dargestellt.
Dieser Kode ist als der sogenannte "top-hat"-Kode bekannt.
Diese Kodierung entspricht Zweiphasenmodulation auf einem Träger, der gegenüber den Symbolintervallen um 90 phasenverschoben
ist. Dieser Kode ist in der US Patentschrift
3.846.583 beschrieben worden.
Das Spektrum des "top-hat"-Kodes wird angegeben durch den Ausdruck:
sin
/wT\ . /wT\ . wT /_\
(4—) . sin (g-) . sxn 3- (7)
w 20
Das letzte Glied kann in dem Intervall von 0 Hz bis zur doppelten Bitfrequenz annähernd als entsprechend
einer Konstanten vorausgesetzt werden, wodurch der Ausdruck (7) in. den folgenden Ausdruck übergeht:
. 2 /wTx 1 fQ\
sm (,ρ) - -£— (8)
• · cos (—)
abgesehen von einem nicht relevanten konstanten reellen Faktor.
Der Empfänger für diesen Kode, Fig. 8, enthält ein Tiefpassfilter 10 mit einheitlicher Kennlinie bis zur
doppelten Bitfrequenz. Der Taktimpulssignalkanal enthält
ein Filter 11 mit der übertragungsfunktion cos (wT/8) und
einen Integrator 7 in Reihenschaltung. Die Filter 11 und
in Reihenschaltung verwandeln das Spektrum des "top-hat"-Kodes
in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals mit gleichphasigem Träger.
030043/0950
PHN.9^26 ψ 20.3.80
Es sei bemerkt, dass, wenn zwischen dem Sender und dem Empfänger ein langes Kabel vorhanden ist, das Kabel
die Funktion des Filters 11 annähernd übernimmt, wodurch dieses Filter in dem Taktimpulssignalkanal des Empfängers
fortgelassen werden kann. In diesem Fall kann die Verwendung eines einfachen Integrators 7 ausreichen. Das Filter
dient zur Beschränkung der Rauschbandbreite. Venn an das Signal-Rauschverhältnis weniger hohe Anforderungen gestellt
werden, darf die Filterkennlinie über der Grenzfrequenz weniger schnell abfallen. Dasselbe gilt für die Filter
und 8 aus den Figuren 3 und
030043/0950
L e e r s e 11 e
Claims (3)
- "PATENTANSPRÜCHE"1J Anordnung zum Ableiten eines Taktimpulssignals aus einem im Basisband liegenden Datensignal, mit einem Nulldurchgangsdetektor mit einer daran angeschlossenen frequenzselektiven Anordnung, der das Taktimpulssignal entnommen wird, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Eingang für das empfangene Datensignal und dem Nulldurchgangsdetektor ein Filter zum Umwandeln des Spektrums des empfangenen Datensignals in das Spektrum eines zweiphasenmodulierten Signals mit der Bitfrequenz als Trägerfrequenz und mit einem Träger, der mit dem Datensignal gleichphasig ist, vorgesehen ist.
- 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz, dessen Filterkennlinie Nullpunkte bei O Hz und der Grenzfrequenz und einen sinusförmigen Verlauf zwischen diesen Nullpunkten hat, und ein Integrator in Reihenschaltung ist.
- 3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter ein Tiefpassfilter ist mit einer Grenzfrequenz entsprechend der doppelten Bitfrequenz, dessen Filterkennlinie bei 0 Hz ein Maximum und bei der Grenzfrequenz einen Nullpunkt hat, sowie einen kosinus— förmigen Verlauf zwischen O Hz und der Grenzfrequenz hat.030043/0950
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