DE1512251C3 - Übertragungssystem für binäre Daten mit Frequenzmodulation und Restseitenbandbetrieb - Google Patents
Übertragungssystem für binäre Daten mit Frequenzmodulation und RestseitenbandbetriebInfo
- Publication number
- DE1512251C3 DE1512251C3 DE1512251A DE1512251A DE1512251C3 DE 1512251 C3 DE1512251 C3 DE 1512251C3 DE 1512251 A DE1512251 A DE 1512251A DE 1512251 A DE1512251 A DE 1512251A DE 1512251 C3 DE1512251 C3 DE 1512251C3
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- frequency
- circuit
- data
- input
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C1/00—Amplitude modulation
- H03C1/52—Modulators in which carrier or one sideband is wholly or partially suppressed
- H03C1/54—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type
- H03C1/542—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes
- H03C1/545—Balanced modulators, e.g. bridge type, ring type or double balanced type comprising semiconductor devices with at least three electrodes using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/002—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of a carrier modulation
- H04B14/006—Angle modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
3 . 4
Fehlerhäufigkeit gegenüber Restseitenbandverfahren Wird beim Restseitenbandsystem das obere Seiten-
mit Amplitudenmodulation wird durch die erzielbaren band unterdrückt, dann ergibt sich aus Gleichung (2)
Vorzüge mehr als ausgeglichen. ·
Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung Sl(O = cos wct — (ß/2) cos wc — wm) t (3)
näher erläutert, dabei werden auch mit der Erfindung 5
näher erläutert, dabei werden auch mit der Erfindung 5
erzielbare Vorteile angegeben und erläutert. Außerdem · = [1 + (ß*U) — β cos WnI]1I2 {cos [wct + Θ (?)]}
werden an Hand eines Ausführungsbeispiels bevor- . (4)
zugte Ausgestaltungsformen der Erfindung angegeben. mit
In der Zeichnung zeigt ' @(t) — tan~l (ßß)smwmt
Fig. 1 im Diagramm den Bandpaß eines Rest- io 1 — (ß/2)coswmt '
seitenbandfilters,
seitenbandfilters,
F i g. 2 im Diagramm den Bandpaß eines baud- Beim Frequenzmodulationssystem werden die Am-
Ubertragungssystems mit Frequenzmodulation und plituden-Variationen limitiert, so daß aus Gleichung (4)
Restseitenbandfilterung gemäß Fig. 1, folgt
F i g. 3 im Diagramm das nach F i g. 2 modulierte 15 c ,.. _. r t , ,a,-. . ., .,,
sjgnal° SLl(O Si cos [wc_t+ (ß/2) sin wmt]. (5)
F i g. 4 im Diagramm die kennlinie für den ange- DaraUs folgt gemäß Gleichung (2)
wendeten Frequenzmodulationsbetrieb mit Restseitenbandfilterung, Sll (0 = cos wct — 03/4) cos (wc — wm) t (6)
wendeten Frequenzmodulationsbetrieb mit Restseitenbandfilterung, Sll (0 = cos wct — 03/4) cos (wc — wm) t (6)
F i g. 5 den senderseitigen Modulator eines bevor: 20 + (/S/4) cos (wc + wm) t.
zugten Ausführungsbeispiels,
zugten Ausführungsbeispiels,
F i g. 6 den Amplitudengang des Modulators nach Eine binäre Datenfolge weist nieder- und hoch-
p j g 5 · . frequente Komponenten auf. Wenn man diese Kom-
F ig.'7 im Diagramm die Übertragungscharak- ponenten einem frequenzmodulierten Signal aufprägt,
teristik des Modulators nach F i g. 5, 25 dann 8elten die eben dargelegten Gleichungszusam-
F i g. 8 im Diagramm typische Wellenformen, wie menhänge, die von einer Sinuswellen-Modulation
sie an verschiedenen Punkten des Modulators nach ausgingen, nicht mehr. Fur große Beta hegt jedoch
F i g. 5 auftreten, der Hauptanteil der Energie der frequenzmodulierten
Fiig. 9 die Schaltung des empfängerseitigen De- Welle zwischen wc ± (ß + 1) wm.
modulators, wie er in Verbindung mit dem Modulator 30 Um Verzerrungen zu vermeiden, dürfen in dem
aus Fig. 5 gemäß einer bevorzugten Ausführungs- senderseitigen Restseitenbandfilter die Bandfrequenzen
form zur Anwendung kommt, wc±Aw nicht gedämpft werden. Fig. 1 zeigt gra-
F i g. 10 im Diagramm den Amplituden- und fisch einen dementsprechenden Bandpaß, wie er theo-
Phasengang des Filters des Demodulators aus F i g. 9, retisch für ein solches Restseitenbandfilter erforderlich
F i g. 11 im Diagramm die Verstärkungscharak- 35 ist· Auf der Abszisse ist dabei in F i g. 1 die Frequenz
teristik einer De-Emphasisschaltung des Demodulators und auf der Ordinate die relative Amplitude aufge-
aus F i g. 9, tragen.
F i g. 12 im Diagramm typische Wellenformen, Aus der oben angegebenen Gleichungsdarlegung
wie sie an verschiedenen Punkten des Demodulators kann man erwarten, daß die hohen Modulationsgemäß
F i g. 9 auftreten, 40 frequenzen um 6 db (Dezibel) schwächer sind als
F i g. 13 im Blockdiagramm einen Taktgeberkreis die tiefen Modulationsfrequenzen und daß empfäriger-
für den Modulator gemäß F i g. 5 und seitiS zur Korrektur dieser Verzerrung ein komplexes
F i g. 14 im Blockdiagramm einen Taktgebei kreis Filter zwischen dem Begrenzer und dem Diskriminator
für den Demodulator aus F i g. 9. erforderlich ist. Die praktische Anwendung zeigt
Der Erfindung liegen die folgenden Zusammen- 45 jedoch, daß in einer Trägerfrequenz/,: von 2700 Hz
hänge zugrunde: · ""'* Abweichungen (Delta/) von ± 75 Hz gemäß
Ein frequenzmoduliertes Signal kann ausgedrückt F i fr 2 die Welle ohne Verzerrung wiedergegeben
werden durch: wurde, so daß eine Korrektur nicht erforderlich ist.
Dieses Ergebnis war unerwartet und wurde analysiert
S(t) = cos (wct + β sin WmO (1) 50 wie folgt. Wenn das Filterband so gewählt ist, daß
= cos wct cos (ß sin wmt) — sin wct sin die Trägerfrequenz um 6 db niedriger liegt und das
(ß sin wmt) obere Seitenband ausgewählt ist, dann ergibt sich aus
mit S(t) = ursprüngliche Signalamplitude, Gleichung (3)
t = Zeit 5S S'l (t) = (1/2) cos wct - (/3/2) cos (we - wm) t (3')
fc = Mittelfrequenz, = 1/2 (1 + /Ϊ« - 2 /Ϊ cos wmt)^
fm = Modulationsfrequenz (Sinuswelle), fcos w'{ + Θ (')] (4 )
β = Modulationsindex. mit
-'tan
&(/)tan .
cos (ß sin wmt) sa 1 1 — β cos wmt
sin (ß sin wmt) 02 β sin wmt
ergibt sich für β < 0,5 eingesetzt in Gleichung (1) fi Wenn f die. Amplituden-Variationen durch Begren-0
r > 0 ο \ / g5 zung unterdruckt werden (in einem Demodulator),
5(0 Si cos wct — β sin wmt sin wct ergibt sich
S? cos wct — (/3/2) cos (wc — Wm) t
+ 0?/2) cos (wc + wn) t. (2) Sll(0 ^ cos (wc/ + ß sin wmt). (S')
5 6
Die praktische Anwendung nach dieser Maßgabe geräuschverhältnis nach den Prinzipien des Prezeigte
auch, daß empfängerseitig niedrige Modu- Emphasis-De-Emphasis-Betriebes anhebt.
Iationsfrequenzen (große Beta) ein Filter nach den Für den beschriebenen Kanal ergibt sich bei einem
Iationsfrequenzen (große Beta) ein Filter nach den Für den beschriebenen Kanal ergibt sich bei einem
Charakteristika gemäß F i g. 2 ohne Verzerrungen Träger von 2700 Hz und einem Frequenzhub von
passieren, wenn begrenzt wird vor der Gleichrichtung. 5 ±75 Hz ein gutes Ergebnis. Da jedoch Beta = Delta
Die Begrenzung stellt nicht nur die hohen Modulations- flfm ist, sinkt das Signalgeräuschverhältnis mit
frequenzen des oberen Seitenbandes wieder her, son- wachsender Modulationsfrequenz ab. Bei Betrieb
dem korrigiert auch die kleinen Verzerrungen der mit kleinem Beta ist der Betrieb ähnlich dem eines
Tiefenmodulationsfrequenz. In F i g. 3 ist stark aus- Seitenbandrest-Amplitudenmodulations-Systems und
gezogen eine Modulationswelle aufgetragen. Bei einer io die resultierenden Frequenzkomponenten sind unsolchen
Modulationswelle beispielsweise steht diese abhängig von Beta. Um demzufolge bei maximalem
Welle für die ursprüngliche Frequenz, die sich aus Signalgeräuschverhältnis zu arbeiten, erfolgt eine
der frequenzmodulierten Welle ergibt und auch für Voranhebung der Modulationswelle um 6 db pro
die Amplitudencharakteristika der Welle, nachdem Oktave über den Punkt Beta = 0,4. Beta bleibt demdiese
ein Filter gemäß F i g. 2 passiert hat. Bei einem 15 zufolge oberhalb dieser Frequenz konstant.
Gleichspannungssignal — wenn also lauter binäre Für das hier beispielsweise zugrunde gelegte System
Gleichspannungssignal — wenn also lauter binäre Für das hier beispielsweise zugrunde gelegte System
Nullen oder binäre Einsen vorliegen — ist der Aus- gilt Beta = 0,4 für /= 190Hz. Die Anhebung um
gang des Frequenzmodulators eine konstante Fre- 6 db pro Oktave wurde dem Modulationssignal mit
quenz, die in dem Empfänger gleichgerichtet werden 200 Hz aufgeprägt und der Ausgang des Diskrimimuß,
gegebenenfalls nach Verstärkung in diesem Kanal. 20 nators wurde entsprechend gesenkt. Auf diese Weise
Für niedrige Datenfrequenzen ist der Frequenzhub sinkt das für eine bestimmte Fehlerquote erforder-Delta/
durch die obere Grenzfrequenz des Kanals liehe Signalgeräuschverhältnis um 14db; d.h., daß
entsprechend to + 1 Delta/gemäß Fig. 3 bestimmt. die Zuverlässigkeit der Übertragung hervorragend ist
Für hohe Modulationsfrequenzen ist es jedoch vor- bis zu 3600 baud-Datenfrequenz.
teilhaft, den Maximalfrequenzhub anzuheben auf 35 Außerdem wird bei dem hier in Frage stehenden ±4 Delta/. System eine andere Bandbreiten-Kompression angeln F i g. 3 sind in der linken Ordinatenspalte die wendet, die sogenannte »Drei-Niveau-Kodierung«. Werte für die Amplitude, in der Mitte die für die Das daraus resultierende System, das von allen drei Momentanfrequenz und rechts die für das Modu- Techniken der Restseitenbandtechnik der Frequenzlationssignal angegeben. Die unmittelbar am Ausgang 30 modulation und der Drei-Niveau-Kodierung Gedes Modulators entstehende Frequenz ist in F i g. 3 . brauch macht, gestattet Übertragungen bis zu gestrichelt eingezeichnet. Diese Momentanfrequenz 4800 baud, während bis zu 3600 baud nach der (gestrichelte Linie aus F i g. 3) ist, da die hohen binären Detektormethode übertragen werden konnte. Frequenzen den Kanal nicht passieren können, ver- Eine Vielfach-Niveau-Kodierung ist schon ein seit
teilhaft, den Maximalfrequenzhub anzuheben auf 35 Außerdem wird bei dem hier in Frage stehenden ±4 Delta/. System eine andere Bandbreiten-Kompression angeln F i g. 3 sind in der linken Ordinatenspalte die wendet, die sogenannte »Drei-Niveau-Kodierung«. Werte für die Amplitude, in der Mitte die für die Das daraus resultierende System, das von allen drei Momentanfrequenz und rechts die für das Modu- Techniken der Restseitenbandtechnik der Frequenzlationssignal angegeben. Die unmittelbar am Ausgang 30 modulation und der Drei-Niveau-Kodierung Gedes Modulators entstehende Frequenz ist in F i g. 3 . brauch macht, gestattet Übertragungen bis zu gestrichelt eingezeichnet. Diese Momentanfrequenz 4800 baud, während bis zu 3600 baud nach der (gestrichelte Linie aus F i g. 3) ist, da die hohen binären Detektormethode übertragen werden konnte. Frequenzen den Kanal nicht passieren können, ver- Eine Vielfach-Niveau-Kodierung ist schon ein seit
zerrt, so daß der Frequenzhub unsymmetrisch wird. 35 langem bevorzugtes Verfahren, die Übertragungs-Für
negative Auslenkungen* ist der Frequenzhub der geschwindigkeit auf einem bandbegrenzten Kanal
Momentanfrequenz nicht beeinträchtigt. Für positive zu erhöhen. In erster Linie um die Datenfrequenz
Auslenkungen bedingt die Verzerrung der Momentan- übertragener binärer Daten zu erhöhen,
frequenz jedoch einen geringen Frequenzhub. Wenn Es ergeben sich folgende Charakteristika:
frequenz jedoch einen geringen Frequenzhub. Wenn Es ergeben sich folgende Charakteristika:
die daraus!resultierende Welle nun diskriminier!.wird, 4o L Senderseiti ^Γ(1 ^e binäre Welle, die nicht
ergibt sich aus der Kombination der Amplituden- auf Nu„ zurfflck h -n ^ invertierte Kode
Variationen des Eingangssignals und dem asymmetn- übertragen, in der in einer Bitperiode eine binäre
sehen Frequenzhub infolge Unterdrückung der hohen Nu„ du g rch'emen Niveauübergang und eine binäre
Frequenzen eine Ausgangsverzerrung. Ejns durch ein konstantes Niv(fau gekennzeich-
Wenn der Kanal eine lineare Phasencharaktenstik 45 * :_t
S^L dCA- ΐΐsPann»n„ßsfretluenzhub-Bereich hat, 2 Diese jnvertierte WeUe iert dann einen band.
bleiben d.e Null-Durchgange erhalten und die Ver- begrenzten Kanal und verläßt diesen als glatte
Zerrungen des frequenzmodulierten Signa s werden Ausgangswelle mit drei verschiedenen Niveaus.
unterdrückt. Das frequenzmodulierte Signal kann auf 3 Em fä iti wird dem oberen und unteren
diese Weise durch Begrenzung unverzerrt wieder- So Niveau eine binäre Eins und ■ Μΐί]βκα Niveau
hergestellt werden. Wenn größere Frequenzhube zu- eine binäre Nu„ z rdnet
lassig sind, dann ergibt die Rekonstruktion des oberen
Seitenbandes durch Begrenzung die Möglichkeit, die Bei dieser Technik ist es vorteilhaft, daß das Dreihöheren
Frequenzen gleichzurichten, auch wenn die Niveau-Signal auf jedem Niveau entsprechend den
entsprechenden Momentanfrequenzen den Kanal nicht 55 aufgeprägten Daten verbleibt, wodurch die Gleichpassiert
haben. Spannungsübertragung möglich ist.
Für ein optimales System ist charakteristisch ein Kanäle gemäß F i g. 3 und 4, die nach binärem
maximales Signalgeräuschverhältnis und eine minimale Betrieb bei Übertragung mit 3600 baud zulassen,
Bandbreite und Verzerrung. Das beschriebene Rest- gestatten nach dem Drei-Niveau-Betrieb eine Überseitenbandsystem
gestattet es, die verfügbare Band- 60 tragung von 4800 baud, ohne daß dadurch die Qualibreite
optimal auszunutzen und die Verzerrung durch tat der übertragenen Nachricht beeinträchtigt wird,
kleine Frequenzhübe minimal zu halten. Um jedoch' Es hat sich gezeigt, daß bei Null-Durchgängen von
ein hohes Signalgeräuschverhältnis zu erzielen, muß 4800 Hz, 1200 Hz ohne Dämpfung passieren müssen,
man mit einem hohen Beta arbeiten. Da der Ge- während 1600 Hz, wie in F i g. 4 dargestellt, auf 6 db
räuschausgang eines Diskriminators mit breitem 65 gedämpft werden sollen.
Geräuscheingang nicht breitbandig ist, jedoch eine Wenn man demzufolge das Restseitenbandsystem,
Funktion der Frequenz, ergibt sich eine vernünftige die Frequenzmodulation und die Drei-Niveau-Kode
Lösung dieses Problems, wenn man das Signal- miteinander kombiniert, dann kann eine 4800-baud-
1 biZ Abi
7 8
Übertragung über eine übliche Telefonleitung er- Fig. 9 zeigt die zugehörige Empfängerseite. Da
folgen, bei der die . Bandbreite normalerweise sich die empfangene Welle ein endbandiges frequenz-
von 400 bis 2700 Hz erstreckt. moduliertes Signal ist,- deren Nulldurchgänge die
F i g. 5 zeigt die Senderseite eines den dargelegten . kodierte binäre Information repräsentieren, müssen
Grundzügen entsprechenden Ausführungsbeispiels. 5 die oberen Seitenbandkomponenten wiederhergestellt
Der Einfachheit halber ist ein spannungsgesteuerter werden, während die Amplitudenschwankungen, die
Multivibrator mit der Mittelfrequenzfc vorgesehen. sich durch Geräusche und andere Interferenzen in
Ein solcher Oszillator erfordert jedoch ein komplexes dem Oberträgungskanal ergeben haben, entfernt
Tiefpaß-Eingangsfilter mit linearer Phasenverschiebung werden. Dann werden die Null-Durchgänge in Impulse
und steilen Flanken. Wenn die hohen Frequenz- io umgewandelt, woraus die Daten wiederum abgeleitet
komponenten der binären Daten in der Nähe oder werden können. Außerdem ist eine Absenkung erforoberhalb
der Modulatorfrequenz den Multivibrator derlich, um die senderseitige Anhebung zu kompenmodulieren
könnten, dann würden Intermodulations- sieren. Die Daten liegen dann in einem Drei-Niveauverzerrungen
die Folge sein. Um auf der anderen Signal vor, das in die binäre Kode übersetzt werden
Seite diese hochfrequenten Komponenten auszu- 15 kann.
filtern und die Daten korrekt zu übertragen, muß das Gemäß F i g. 9 ist mit 40 ein eingangsseitiger BeFilter sehr aufwendig sein. Diese Nachteile kann man grenzer bezeichnet, der in bekannter Weise ausgebildet
vermeiden, wenn man den Modulator bei einer hohen ist und Amplituden-Variationen unterdrückt und das
Frequenz betreibt und diese auf die gewünschte Fre- obere Seitenband wieder hergestellt. Dem Begrenzer
quenz/c herunter teilt. Dementsprechend arbeitet 20 40 ist ein Konverter 42 nachgeschaltet, der die NuIlder
Oszillator bei einer Frequenz doppelt so hoch wie Durchgänge in Impulse umwandelt, und zwar wird
fc und demzufolge mit dem doppelten des gewünschten jeder Null-Durchgang in der frequenzmodulierten
Frequenzhubes Delta/ und liegt an einem Frequenz- Welle in einen positiven Impuls bestimmter Höhe
teiler, der die gewünschte Frequenz fc mit dem ge- und Breite umgewandelt. Die De-Emphasisschaltung
wünschten Frequenzhub abgibt. Die Eingangsfilterung 25 46 arbeitet komplementär zu der Pre-Emphasisschalerfolgt
dann in einem einfachen Tiefpaßfilter und tung 14 aus F i g. 5. Die De-Emphasisschaltung weist
einer anhebenden Schaltung. eine Rückkopplung auf, so daß die Verstärkungs-
Gemäß F i g. 5 liegt eine Quelle binärer Daten charakteristik gemäß F i g. 11 erzielt wird. Die Daten
an dem Eingangskreis 10, die einen Verstärker 12 des Drei-Niveau-Signals werden in dem Entscheidungsaufweist.
Letzterer ist an eine Pre-Emphasisschaltung 30 kreis 48 in die binären Signale übersetzt. Der Ent-14
angeschlossen und dieser wiederum an ein Filter scheidungskreis 48 übersetzt dabei das obere und
16. Die Pre-Emphasisschaltung 14 besteht Vorzugs- untere Niveau in eine binäre Eins, während er das
weise aus einer ÄC-Kombination. Das Filter 16 ist mittlere Niveau in eine binäre Null übersetzt,
ein modifiziertes fünfpoliges Butterworth-Tiefpaß- Der Entscheidungskreis 48 wird mit dem Dreifilter. Die Frequenzkennlinie des Eingangskreises 10 35 Niveau-Signal-Ausgang der De-Emphasisschaltung 46 ist auch aus F i g. 6 ersichtlich. , beaufschlagt. Dieses Signal gelangt an eine Emitter-
ein modifiziertes fünfpoliges Butterworth-Tiefpaß- Der Entscheidungskreis 48 wird mit dem Dreifilter. Die Frequenzkennlinie des Eingangskreises 10 35 Niveau-Signal-Ausgang der De-Emphasisschaltung 46 ist auch aus F i g. 6 ersichtlich. , beaufschlagt. Dieses Signal gelangt an eine Emitter-
Der Eingangskreis 10 liegt an einem Multivibrator- folgeschaltung 50 und von da an zwei parallelgeschal-Steuerkreis
18, der einen Verstärker 20 und einen tete Detektoren 52 und 54. Der Detektor 52 ist einem
Spannungssteuerkreis 22 aufweist. Der Spannungs- hohen Niveau zugeordnet, während der Detektor 54
steuerkreis 22 enthält zwei Potentiometer 24 und 26, 40 einem niedrigen Niveau zugeordnet ist. Die Deteküber
die die Mittelfrequenz fc und der Frequenzhub toren sprechen auf die Niveaus des Drei-Signal-Delta/
eines Multivibrators 28 verstellt werden kön- Eingangs an, und zwar in folgender Weise. Wenn der
nen. Der Multivibrator 28 ist astabil und auf 4500 Hz Signaleingang des Entscheidungskreises 48 höher oder
mit einem Frequenzhub von ±150 Hz abgestimmt. tiefer als das Null-Niveau ist, dann entsteht an dem
Mit 30 ist ein Frequenzteiler bezeichnet, der ausgangs- 45 Modulatorausgang ein hohes Spannungsniveau, das
seitig an dem Multivibrator 28 angeschlossen ist und von dem Detektor 52 erzeugt wird und das über einen
eine binäre Kippschaltung aufweist, durch die die ODER-Kreis 56 an eine nicht dargestellte weiter-Eingangsfrequenzen
halbiert werden, so daß sich eine verarbeitende Vorrichtung geschaltet ist. Die weiter-Ausgangsfrequenz
von 270 Hz mit einem Frequenzhub verarbeitende Vorrichtung kann z. B. ein Anzeigevon
±75 Hz ergibt, der in die Emitterfolgestufe 32 50 instrument, ein Empfänger oder ein Rechner sein,
eingespeist wird. Wenn dagegen der Signaleingang auf Null-Niveau
Die Schaltung hat eine lange Ladezeit-Konstante liegt, dann entsteht an dem Modulatorausgang ein
und mithin gute Linearität, wie aus F i g. 7 ersieht- niedriges Spannungsniveau, das von dem Detektor 54
Hch. In F i g. 7 ist ausgezogen die Ubertragungs- erzeugt wird und über den bereits erwähnten ODER-
charakteristik und gestrichelt eine Gerade einge- 55 Kreis 56 zur Weiterverarbeitung gelangt,
zeichnet. Die beschriebene Betriebsweise des Modulators
Der Ausgang der Emitterfolgestufe 32 wird in ein ist in F i g. 12 dargestellt, und zwar entsprechen die
empfängerseitiges Restseitenbandfilter 34 eingespeist Buchstaben aus F i g. 12 den in F i g. 9 eingetragenen
und gelangt von da auf den Übertragungskanal. Buchstaben. Aus den gleichen Gründen, die bereits
F i g. 8 zeigt die Signalfolgen, wie sie sich an den 60 im Text zu F i g. 8 angegeben sind, ist die Zeichnung
verschiedenen in Fig. 5, mit Buchstaben A bis E der F i g. 12 nicht ganz korrekt. Die Zeile E aus
bezeichneten Punkten ergeben. Die F i g. 8 ist ideali- F i g. 12 entspricht der Zeile A aus F i g. 8.
siert und entspricht im Sinne einer Verdeutlichung F i g. 13 und 14 zeigen Synchronisierkreise,'wie sie
nicht ganz den korrekten Verhältnissen. So ist in bei der binären Datenverarbeitung Verwendung
Zeile B der F i g. 8 die Funktion des Anhebers 14 65 finden. Wenn die Kodierung die dem System zugrunde
nicht berücksichtigt und in Zeile C der Frequenzhub liegt, wie eingangs erläutert, eingeschränkt ist, kann
stark vergrößert. In Zeile E sind die Null-Durchgänge die Taktgabe von dem demodulierten Signal unmittel-
bewahrt. bar abgeleitet werden. Wenn dagegen Daten vorliegen
die diese Einschränkungen nicht aufweisen, dann ist ein Taktgeber erforderlich. Solche Taktgeber werden
an Hand der F i g. 13 und 14 erläutert.
F i g. 13 zeigt einen solchen Kreis für den Modulator
aus F i g. 5 und F i g. 14 einen solchen für den Demodulator aus F i g. 9. Gemäß F i g. 13 ist der
Filter 16 des Eingangskreises 10 aus F i g. 5 durch eine Filterkombination 70 ersetzt. Die Filterkombination
70 weist Filter mit duobinären Tiefpässen und einen Haltekreis, der auf die halbe Bitperiode der in
Frage stehenden binären Daten abgestimmt ist, auf. Am Ausgang der Filterkombination 70 ist ein ODER-Kreis
72 angeschlossen, dessen anderer Eingang über einen Taktgeber getastet wird. Der Taktgeber ist auf
10
eine Frequenz abgestimmt, die der halben Bitperiode der Daten entspricht. Dem Taktgeber und dem ODER-Kreis
72 ist ein auf diese Frequenz abgestimmter Kreis 74 zwischengeschaltet. Die Amplitude des Taktsignals
wird über ein dem ODER-Kreis 72 vorgeschaltetes· Potentiometer verstellt. Die Filterkombination
70 dient dazu,- sicherzustellen, daß Datenkomponenten nicht mit den Taktsignalen interferieren
können. Der Ausgang des ODER-Kreises 72 tastet den Multivibrator des Steuerkreises 18 aus F i g. 5.
Gemäß F i g. 14 ist als einziges Erfordernis für den Demodulator gemäß F i g. 9 der abgestimmte
Kreis 78 vorgesehen, der einen sehr hohen (2-Wert
bei der in Frage stehenden Bitfrequenz hat.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Übertragungssystem für binäre Daten mit seitenbandbetrieb.
Frequenzmodulation und Restseitenbandbetrieb, Bei der Übertragung binärer Daten kommt es auf
gekennzeichnet durch einen sender- 5 eine möglichst hohe Datendichte, also ein günstiges,,
seitigen Modulator (F i g. 5) mit einem Eingangs- hohes, empfängerseitiges Verhältnis zwischen Signal
kreis (10), in den die zu übertragenden binären und Geräusch bei möglichst schmaler Übertragungs-Däten
eingespeist werden, einem Oszillator (28), breite an. Die Frequenzmodulationen und Restseitender
auf ein Vielfaches der Mittelfrequenz (/c) des bandbetrieb werden jeder für sich dieser Forderung
Modulators abgestimmt und an einen Steuerkreis io in gewissen Grenzen gerecht.
(18) angeschlossen ist, der die Oszillatorfrequenz Es ist bekannt, bei Restseitenbandverfahren mit
nach Maßgabe des Ausganges des Eingangskreises Amplitudenmodulation einen von einem Oszillator
(10) frequenzmoduliert, und mit einem, Frequenz- beaufschlagten und von den Daten gesteuerten Modu-
teiler (30), der die modulierte Oszillatorfrequenz lator zu verwenden, dem ein Restseitenbandfilter
nach Maßgabe des Vielfachen teilt und dem ein 15 nachgeschaltet ist.
Restseitenbandfilter (34) nachgeschaltet ist; und Aufgabe der Erfindung ist es, ein Übertragungsgekennzeichnet
durch einen empfängerseitigen system der eingangs genannten Art so auszugestalten,
Demodulator (Fi g. 9) mit einem eingangsseitigen daß die erwähnten Eigenschaften in möglichst hohem
Begrenzer (40), der aus den von dem Modulator Maße erfüllbar sind.
herrührenden Signalen ein Zwei-Niveau-Signal 20 Die Erfindung ist gekennzeichnet durch einen
ableitet, einem diesem nachgeschalteten Über- senderseitigen Modulator mit einem Eingangskreis,
gangsdetektor (42), einem diesem nachgeschalteten in den die zu übertragenden binären Daten eingespeist
Filter (44), das aus den" Ausgangssignalen des werden, einem Oszillator, der auf ein Vielfaches der
Übergangsdetektors (42) ein Drei-Niveau-Signal Mittelfrequenz des Modulators abgestimmt und an
ableitet, und mit einem Entscheidungskreis (48), 25 einen Steuerkreis angeschlossen ist, der die Oszilla-
der dem Filter (44) nachgeschaltet ist, der aus torfrequenz nach Maßgabe des Ausganges des Ein-
dem Drei-Niveau-Signal die ursprünglichen binären gangskreises frequenzmoduliert, und mit einem Fre-
Daten wieder hergestellt. quenzteiler, der die modulierte Oszillatorfrequenz
2. Übertragungssystem nach Anspruch 1, da- nach Maßgabe des Vielfachen teilt und dem ein Restdurch
gekennzeichnet, daß der Eingangskreis (10) 30 seitenbandfilter nachgeschaltet ist; und gekennzeichnet
eine Pre-Emphasisschaltung (14) und ein Filter durch einen empfängerseitigen Demodulator mit einem
(16) und der Demodulator einen zur Pre-Emphasis- eingangsseitigen Begrenzer, der aus den von dem
schaltung (14) komplementär arbeitende De- Modulator herrührenden Signalen ein Zwei-Niveau-Emphasisschaltung
(46) aufweisen. Signal ableitet, einem diesem nachgeschalteten Uber-
3. Übertragungssystem nach Anspruch 1 und/ 35 gangsdetektor, einem diesem nachgeschalteten Filter,
oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator das aus den Ausgangssignalen des Übergangsdetek-(28)
ein astabiler, spannungssteuerbarer Multi-· tors ein Drei-Niveau-Signal ableitet und mit einem
vibrator ist. Entscheidungskreis, der dem Filter nachgeschaltet ist,
4. Übertragungssystem nach einem oder meh- der aus dem Drei-Niveau-Signal die ursprünglichen
reren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch ge- 40 binären Daten wiederherstellt.
kennzeichnet, daß der Entscheidungskreis (48) Die Geschwindigkeit mit 4800 Baud, die nach der
zwei parallelgeschaltete Detektoren (52, 54) auf- Erfindung erzielbar ist, ist durch bekannte frequenzweist,
von denen der eine bei hohem und tiefem modulierte Systeme nicht erzielbar. Das erfinderische
Eingangsniveau des Drei-Niveau-Signals ein Aus- System ist in seinen Grundzügen einfach und kann
gangssignal eines ersten Ausgangsniveaus und 45 mit einfachen Maßnahmen auf die standardisierten
der andere bei mittlerem Eingangsniveau ein Übertragungen, die mit langsamerer Ubertragungszweites
Ausgangsniveau erzeugt. geschwindigkeit erfolgen, angewendet werden. Außer-
5. Übertragungssystem nach einem oder meh- dem gestattet das erfinderische System es, analoge
reren der vorhergehenden Ansprüche, gekenn- Signale, die z. B. bei der Abtastung von Dokumenten
zeichnet durch einen senderseitigen Taktgeber 50 im Faksimilieverfahren auftreten, zu übertragen.
(F i g. 13) mit einem Tiefpaßfilter (70) und einen Damit werden auch andere Anwendungen erschlossen,
auf die Taktfrequenz abgestimmten Kreis (74), Das System ist außerordentlich flexibel und daher
der ein Ausgangssignal subharmonisch zur Daten- vorteilhaft anwendbar in der internationalen Datenfrequenz
passieren läßt und einem Torkreis (72), übertragung.
der eingangsseitig an den Ausgang des Eingangs- 55 Die Erfindung ist anwendbar in Verbindung mit'
kreises (10) und den des abgestimmten Kreises (74) Datenübertragungen, die, wie z. B. bei der Rechnerund
ausgangsseitig an den Eingang des Steuer- datenübertragung üblich, dahingehend eingeschränkt
kreises (18) angeschlossen ist. sind, daß in einer bestimmten Zeitperiode mindestens
6. Übertragungssystem nach einem oder meh- eine binäre Umkehr stattfinden muß, so daß die Taktreren
der vorhergehenden Ansprüche, gekenn- 60 gäbe vom demodulierten Signal unmittelbar abgeleitet
zeichnet durch einen empfängerseitigen Takt- werden kann. Die Erfindung ist auch anwendbar bei
signaldetektor (Fig. 14) mit einem hochgradig der Übertragung und Verarbeitung von Daten die
selektiv auf die binäre Datenfrequenz abgestimm- nicht in dieser oder ähnlicher Weise eingeschränkt
ten Kreis (78), der an die Verbindung zwischen sind, wie es z. B. bei Daten der Fall ist, die entstanden
dem Übergangsdetektor (42) und dem Filter (44) 65 sind durch Abtastung von einem Dokument,
angeschlossen ist. . Eine unter Umständen durch den bei der Erfindung
angeschlossen ist. . Eine unter Umständen durch den bei der Erfindung
notwendigen geringen Frequenzschub zwischen den Zuständen null und eins bedingte Begünstigung der
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US53148866A | 1966-03-03 | 1966-03-03 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1512251A1 DE1512251A1 (de) | 1969-05-22 |
DE1512251B2 DE1512251B2 (de) | 1973-06-28 |
DE1512251C3 true DE1512251C3 (de) | 1974-01-17 |
Family
ID=24117842
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1512251A Expired DE1512251C3 (de) | 1966-03-03 | 1967-03-02 | Übertragungssystem für binäre Daten mit Frequenzmodulation und Restseitenbandbetrieb |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3466392A (de) |
DE (1) | DE1512251C3 (de) |
FR (1) | FR1512093A (de) |
GB (1) | GB1107177A (de) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3522372A (en) * | 1967-11-13 | 1970-07-28 | Ibm | Frequency modulated signal switching with frequency divided output |
US3643023A (en) * | 1968-03-01 | 1972-02-15 | Milgo Electronic Corp | Differential phase modulator and demodulator utilizing relative phase differences at the center of the modulation periods |
US3708752A (en) * | 1969-12-19 | 1973-01-02 | H Fein | Asynchronous data transmission apparatus and method |
US3627949A (en) * | 1970-01-15 | 1971-12-14 | Western Telematic Inc | Digital data transmission system |
US3668562A (en) * | 1970-04-15 | 1972-06-06 | Tel Tech Corp | Frequency modulation system for transmitting binary information |
US3699447A (en) * | 1971-01-05 | 1972-10-17 | Ibm | Wideband frequency modulation communications system |
US4652857A (en) * | 1983-04-29 | 1987-03-24 | Meiksin Zvi H | Method and apparatus for transmitting wide-bandwidth frequency signals from mines and other power restricted environments |
US4905003A (en) * | 1987-07-24 | 1990-02-27 | Richard J. Helferich | Analog/digital data storage system |
USRE37618E1 (en) | 1987-07-24 | 2002-04-02 | Richard J. Helferich | Analog/digital data storage system |
US4864301A (en) * | 1987-07-24 | 1989-09-05 | Richard J. Helferich | Variable speed transmission recording and retrieval of data |
USRE34976E (en) * | 1987-07-24 | 1995-06-20 | Richard J. Helferich | Analog/digital voice storage cellular telephone |
US5003576A (en) * | 1987-07-24 | 1991-03-26 | Richard J. Helferich | Analog/digital voice storage cellular telephone |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3102238A (en) * | 1961-11-13 | 1963-08-27 | Collins Radio Co | Encoder with one frequency indicating one binary logic state and another frequency indicating other state |
GB985205A (en) * | 1961-12-18 | 1965-03-03 | British Telecomm Res Ltd | Improvements in demodulator circuits for frequency modulated electrical signals |
US3196352A (en) * | 1962-12-18 | 1965-07-20 | Ibm | Multilevel vestigial sideband suppressed carrier data transmission system |
US3288930A (en) * | 1964-11-12 | 1966-11-29 | Winston Res Corp | Wide-band signal-translating channel |
US3387213A (en) * | 1965-02-23 | 1968-06-04 | Automatic Elect Lab | Synchronous frequency modulation duobinary processing of digital data |
-
1966
- 1966-03-03 US US531488A patent/US3466392A/en not_active Expired - Lifetime
-
1967
- 1967-02-14 FR FR8352A patent/FR1512093A/fr not_active Expired
- 1967-03-02 DE DE1512251A patent/DE1512251C3/de not_active Expired
- 1967-03-03 GB GB10069/67A patent/GB1107177A/en not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US3466392A (en) | 1969-09-09 |
FR1512093A (fr) | 1968-02-02 |
DE1512251B2 (de) | 1973-06-28 |
DE1512251A1 (de) | 1969-05-22 |
GB1107177A (en) | 1968-03-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE1512251C3 (de) | Übertragungssystem für binäre Daten mit Frequenzmodulation und Restseitenbandbetrieb | |
DE2056670B2 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Übertragung von Daten von einem Sender Über eine Übertragungsstrecke zu einem Empfänger | |
CH615308A5 (de) | ||
DE1437169B2 (de) | Verfahren zur schnelluebertragung von daten im restseiten bandverfahren die nach einem binaeren vode oder nach einem mehrpegelcode verschluesselt sind | |
DE2656975C3 (de) | Verfahren zur Übertragung von modulierten Datensignalen mittels adaptiver Deltamodulation | |
DE2534854A1 (de) | Digitales uebertragungssystem zum uebertragen von gespraechssignalen mit einer niedrigen impulsfrequenz (bit- geschwindigkeit) und sender zur verwendung in einem derartigen system | |
DE2521844C2 (de) | Verfahren und Anordnung zur Übertragung von Digitaldaten | |
DE2101076A1 (de) | Digitales Datenubertragungssystem rmt hoher Arbeitsgeschwindigkeit | |
DE2317597C3 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Entzerren eines nach Übertragung mittels Phasenmodulation mit linearen Verzerrungen behafteten Signals vor der Demodulation | |
DE962713C (de) | Mehrkanalnachrichtenuebertragungssystem mit Pulscodemodulation | |
DE60017587T2 (de) | Baryzentrische steuerung für hierarchische qam-übertragungssysteme | |
DE2408190C3 (de) | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Nachrichtenübertragung zwischen einer Basisstation und wenigstens einer Außenstation | |
DE2910398A1 (de) | Schaltung zum magnetischen aufzeichnen von daten mit hoher dichte | |
DE2932817B2 (de) | Fernsehsignalempfänger | |
DE2837868C2 (de) | ||
CH671489A5 (de) | ||
DE1462867A1 (de) | Verfahren und Geraet zur Multiplexbildung aus abgetasteten Daten | |
DE1295027B (de) | Hochempfindlicher Funkempfaenger | |
DE2020805B2 (de) | ||
DE1437169C (de) | Verfahren zur Schnellubertragung von Daten im Restseitenbandverfahren, die nach einem binaren Code oder nach einem Mehrpe gelcode verschlüsselt sind | |
DE1274170B (de) | Anordnung zur Beseitigung des Farbtraegers eines Farbfernsehvideosignals | |
DE3015218A1 (de) | Anordnung zur taktimpulssignalerzeugung | |
DE2242254C3 (de) | Digitales Impulsübertragungssystem | |
EP0086872B1 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Übertragung von durch Frequenzumtastung im Hörbereich kodierten Signalen | |
DE2456664C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Schwellwertkorrektur bei Übertragungsverfahren mit Frequenzumtastung für ein HF-Empfangsgerät |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
E77 | Valid patent as to the heymanns-index 1977 | ||
EHJ | Ceased/non-payment of the annual fee |