DE3014984A1

DE3014984A1 - Schaltungsanordnung zur automatischen vorspannung einer bildroehre mit erhoehter stoerungsunempfindlichkeit

Info

Publication number: DE3014984A1
Application number: DE19803014984
Authority: DE
Inventors: Werner Hinn
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-04-18
Filing date: 1980-04-18
Publication date: 1980-10-30
Also published as: NZ193465A; FR2454733A1; AU5740580A; FI70498B; SE8002754L; IT1141439B; ES8103903A1; JPS55143890A; PL223589A1; IT8021410A0; ATA202380A; AU530562B2; CA1142641A; JPS6031427B2; FI801165A; GB2056227A; BE882795A; ES490657A0; FI70498C; AT381821B

Description

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RCA 73996

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Schaltungsanordnung zur automatischen Vorspannung einer Bildröhre mit erhöhter Störungsunempfindlichkeit

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur automatischen Steuerung der Vorspannung einer Bildwiedergaberöhre in einem Videosignalverarbeitungssystem, wie etwa einem Farbfernsehempfänger oder einem äquivalenten System, wobei für jedes der Elektronenstrahlsysteme der Bildröhre die richtigen Austaststrompegel eingestellt werden sollen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine automatische Vorspannungsregelschaltung für eine Bildröhre, wie sie beispielsweise in der gleichlaufenden U.S. Patentanmeldung Ser. No. 110,242 mit dem Titel "Automatic Kinescope Biasing System" beschrieben ist, welche eine höhere Unempfindlichkeit gegen zufällige Störsignale aufweist, die den Betrieb des Systems ungünstig beeinflussen könnten.

Eine in einem Farbfernsehempfänger enthaltene Farbbildwiedergaberöhre weist mehrere Elektronenstrahlkanonen oder Strahlsysteme auf, die durch Rot-, Grün- und Blaufarbsignale angesteuert werden, welche aus einem Fernsehfarbbildsignalgemisch abgeleitet werden. Da ein wiedergegebenes Farbbild durch diese Signale einzeln oder ihre Kombination bestimmt ist, erfordert die optimale Reproduktion eines Farbbildes, daß die relativen Anteile dieser Farbsignale bei allen BiIdröhrenansteuer-

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-δ-pegeln von Weiß über Grau bis Schwarz genau sind, wobei im zuletzt genannten Fall die drei Strahlsysteme nur erheblich reduziert leiten oder überhaupt gesperrt sind.

Die optimale Wiedergabe eines Farbbildes und der Grauskalengleichlauf der Bildröhre kann gestört werden, wenn die Vorspannung der Strahlsysteme von einem vorbestimmten Pegel abweicht, und dabei können unerwünschte Sperrfehler der Bildröhre auftreten. Diese Fehler sind als Farbstich eines wiedergegebenen einfarbigen Bildes sichtbar, und sie beeinträchtigen auch die Farbtreue eines wiedergegebenen Farbbildes. Die Sperrfehler können durch eine ganze Reihe von Einflußgrößen verursacht werden, einschließlich Veränderungen der Betriebseigenschaften der Bildröhre und der dazugehörigen Schaltungen (beispielsweise durch Alterung), durch Temperatureffekte und momentane Bildröhrenüberschläge.

Da es sichergestellt sein soll, daß die der Bildröhre zugeführten Farbsignale bei allen Bildhelligkeitswerten im richtigen Verhältnis zueinander stehen, sind bei Farbfernsehempfängern üblicherweise Maßnahmen zur Justierung der Bildröhre und der zugehörigen Schaltungen für einen Einstell- oder Servicebetrieb des Empfängers entsprechend bekannten Verfahren vorgesehen. Kurz gesagt ist ein Serviceschalter mit "Normal"- und "Service"-Stellung den Signalverarbeitungsschaltungen des Empfängers und der Bildröhre zugeordnet. In der "Service"-Stellung werden die Videosignale von der Bildröhre abgetrennt, und die Vertikalabtastung bricht zusammen. Die Vorspannung jedes Elektronenstrahls wird dann so eingestellt, daß ein gewünschter Austaststrom (beispielsweise wenige Mikroampere) für jedes Strahlsystem erhalten wird. Bei einer solchen Einstellung ist sichergestellt, daß die Bildröhre bei fehlender Zuführung eines Videosignals oder beim Auftreten eines Schwarzbezugspegels im Videosignal richtig ausgetastet wird, und es

wird ferner ein richtiges Verhältnis der Farbsignale bei allen Helligkeitswerten sichergestellt. Die jedem Elektronenstrahlsystem zugeordneten Bildröhrentreiberschaltungen werden dann auf eine gewünschte Verstärkung eingestellt (beispielsweise zur Kompensation von schlechtem Wirkungsgrad der Leuchtstoffe der Bildröhre), um ein richtiges Verhältnis der Rot-, Grün- und Blausignalansteuerung im normalen Betrieb des Empfängers sicherzustellen.

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Die Austastjustierung für die Bildröhre ist zeitraubend und unbequem und sollte typischerweise mehrere Male während der Lebensdauer der Bildröhre durchgeführt werden. Weiterhin beeinflussen sich die Justierungen für die Bildröhrenaustastung und die Verstärkung häufig gegenseitig, so daß aufeinanderfolgende Abgleichsvorgänge notwendig sind. Es wäre daher ein Vorteil, wenn man die Notwendigkeit für diese Abgleichsvorgänge abschaffen könnte, so daß die Einregelungen automatisch durch im Empfänger vorgesehene Schaltungen durchgeführt würden.

Automatische Vorspannungsregelsysteme für Bildröhren sind bekannt. Sie messen typischerweise den Wert eines sehr kleinen Kathodenaustaststromes während eines Intervalles (das beispielsweise innerhalb des Vertikalbildaustastintervalls des Fernsehsignals auftritt, wenn keine Bildinformation vorliegt), wo einer Intensitätssteuerelektrode der Bildröhre ein geeigneter Bezugspegel (Schwarzpegel) zugeführt wird. Eine abgeleitete Regelspannung wird verwendet zur Korrektur der Vorspannung eines Bildröhrentreiberverstärkers zur Erzeugung eines gewünschten Pegels des Kathodenaustaststromes. Jedoch leiden die bekannten Systeme an einem oder mehreren Nachteilen, welche durch eine Anordnung gemäß der hier zu beschreibenden Erfindung vermieden werden.

Insbesondere zeichnet sich eine automatische Bildröhrenvorspannungsschaltung gemäß der Erfindung durch eine beträchtliche Unempfindlichkeit gegen Störsignale von der Stromversorgungsschaltung oder den Ablenkschaltungen des Empfängers aus. Solche Störsignale umfassen hauptsächlich unvermeidliche magnetische Streufelder, die von den Stromversorgungstransformatoren und der Ablenkjochanordnung der Bildröhre sowie anderen Schaltungskomponenten ausgehen, welche magnetische Felder erzeugen.

Außerdem benötigt das hier beschriebene System keinen Hochspannungstransistor zum Abfühlen des Bildröhrenkathodenaustaststromes. Es arbeitet auch nicht aufgrund von Messungen des Absolutwertes des sehr niedrigen Kathodenstroms in der Nähe des Bildröhrensperrpunktes und ist praktisch unempfindlich gegen Kathodenleckströme, die andernfalls zu beträchtlichen Bildröhrenvorspannungskorrekturfehlern führen können.

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Gemäß der Erfindung ist in einem System zur Verarbeitung eines ein Bild darstellenden Videosignals mit periodisch wiederkehrenden Bildintervallen und Austastintervallen, während deren die darzustellende Information fehlt, eine Bildwiedergaberöhre, die ein Elektronenstrahlsystem mit Kathode und Gitter als Intensitätssteuerelektroden aufweist, und eine Schaltung zum Ankoppeln der Videosignale an das Elektronenstrahlsystem vorgesehen, wobei eine Schaltung zur automatischen Regelung des Pegels des von der Bildröhre geführten Austaststromes vorgesehen ist. Der Kathode wird eine Bezugsvorspannung über einen Kathoden-Stromleitungsweg während eines überwachungsintervalles zugeführt, wenn der BiIdröhrenaustaststromwert beobachtet werden soll. Dieses überwachungs- oder BeobachtungsIntervall umfaßt einen Teil des Austastintervalles. Dem Gitter wird ein Hilfssignal im Sinne einer Durchlaßvorspannung des Gitters während eines Teils des Beobachtung^Intervall es zugeführt. Eine erste, an den Kathodenstromweg gekoppelte Schaltung arbeitet während des einen Teils des Beobachtungsintervalls und leitet ein erstes Signal ab, das proportional dem Pegel des infolge des Hilfssignals geführten Kathodenstroms ist, eine zweite Schaltung, die ebenfalls an den Kathodenstromweg angekoppelt ist, arbeitet während eines anderen Teils des überwachungsintervalles und leitet ein zweites Signal ab, das proportional dem Pegel des Kathodenstroms ist, der während des anderen Abschnittes des Beobachtungsintervalles fließt. Mit dem ersten und zweiten abgeleiteten Signal wird ein Differenzverstärker angesteuert, der ein Ausgangssignal erzeugt, welches proportional der Größendifferenz zwischen dem ersten und zweiten abgeleiteten Signal ist und somit proportional der Differenz zwischen den im Kathodenstromweg während des Beobachtungsintervalles fließenden Ströme ist. Dieses Steuersignal wird der Videosignalkoppelschaltung zur Veränderung der Bildröhrenvorspannung in einem solchen Sinne zugeführt, daß die Signaldifferenz auf einen Wert entsprechend einem gewünschten Bildröhrenvorspannungszustand geregelt wird.

Gemäß einem Merkmal der Erfindung enthalten die ersten und zweiten Signalableitungsschaltungen erste und zweite Abtast- und Halteschal- ^ύΖ> tungen, die während der jeweiligen Intervalle im wesentlichen gleicher Dauer innerhalb des Beobachtungsintervalles in Betrieb sind.

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Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung sind die Eingänge der ersten und zweiten Signalableitungsschaltungen mit dem Kathodenstromweg über eine spannungsempfindliche Fühlschaltung, etwa einen Spannungsteiler, gekoppelt, wobei ein Eingang an den Kathodenstromweg und ein Ausgang an die Eingänge der beiden Signalableitungsschaltungen angeschlossen ist.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen

Fig. 1 in Form eines Blockschaltbildes einen Teil eines Farbfernsehempfängers mit der erfindungsgemäßen Schaltung; Fig. 2 eine Schaltungsanordnung eines Teiles der in Fig. 1 dargestellten Anordnung;

Fig. 3 bis 8 Signalformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 9 und-10 Schaltungen anderer Teile der Anordnung gemäß Fig. 1; Fig. 11 eine Signalform zum Verständnis der Betriebsweise der in den Fig. 1, 9 und 10 veranschaulichten Schaltungen; und

Fig. 12 einen abgewandelten Teil der Schaltung gemäß Fig. 10. 20

Bei der in Fig. 1 dargestellten Anordnung liefern Fernsehsignalverarbeitungsschaltungen 10 (die beispielsweise einen Videodetektor, Verstärker- und Filterstufen enthalten) getrennte Leuchtdichte- (Y) und Farbsignal komponenten (C) eines Fernsehfarbbildgemisches an eine Demodulatormatrix 12. Die Matrix 12 liefert am Ausgang Farbbildsignale r, g und b niedrigen Pegels. Diese Signale werden von Schaltungen innerhalb der Kathodensignalverarbeitungsschaltungen 14a, 14b und 14c verstärkt und anderweitig verarbeitet und erscheinen als verstärkte Farbbildsignale R, G und B hohen Pegels an den als Intensitätssteuer-

^ου elektroden 16a, 16b und 16c dienenden Kathoden einer Farbbildröhre 15. In diesem Beispiel ist die Bildröhre 15 eine selbstkonvergierende InLine-Röhre, bei welcher den Elektronenstrahl systemen mit den Kathoden 16a, 16b bzw. 16c ein gemeinsam beaufschlagtes Gitter 18 zugeordnet

Die Kathodensignalverarbeitungsschaltungen 14a, 14b und 14c sind bei dieser Anordnung gleich. Die nachfolgende Erläuterung des Aufbaus und des Betriebs der Schaltung 14a gilt daher auch für die Schaltungen

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14b und 14c.

In der Schaltung 14a bewirkt eine getastete Torschaltung 20 (beispielsweise ein elektronischer Analogschalter) eine Zuführung oder Abkopplung des r-Signals vom Ausgang der Matrix 12 zum Videosignaleingang einer Bildröhrentreiberstufe unter Steuerung durch ein Tastsignal V«. Die Treiberstufe 21 enthält eine Signalverstärkerschaltung zur Erzeugung eines Ausgangssignals R hohen Pegels, welches der Kathode 16a der Bildröhre zugeführt wird. Die Kathode 16a ist an den Eingang eines Abtastverstärkers 22 gekoppelt, der durch Signale V<- und VT gesteuert wird, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das einem Vorspannungsregeleingang der Treiberstufe 21 zur Veränderung der Vorspannung der Verstärkerschaltungen innerhalb der Treiberstufe 21 zur Regelung der Austastung oder des Schwarzpegelstroms zugeführt wird, welchen die Kathode 16a führt.

Die Schaltung gemäß Fig. 1 enthält ferner eine Regellogikeinheit 28, die unter Steuerung durch Horizontal- und Vertikalrücklaufaustastsignale, welche anderswo im Empfänger abgeleitet werden, ein Tastsignal v. für die Torschaltung 20 und Tastsignale V7 und V<- für den Abtastverstärker 22 erzeugt. Die Einheit 28 erzeugt ferner ein Tastsignal V,

und einen Ausgangsspannungsimpuls V_G während eines Intervalles, wo der Kathodenaustaststrom der Bildröhre 15 beobachtet werden soll. Am Ausgang der Einheit 28, von wo das Signal Vq geliefert wird, wird auch eine geeignete Vorspannung für das Gitter 18 zur Verfügung gestellt (in diesem Beispiel praktisch 0 Volt), und zwar zu Zeiten außerhalb des Gitterimpulsintervalls.

Eine Schaltungsausführung der Regellogikeinheit 28 ist in Fig. 2 dargestellt. Die Schaltung enthält einen monostabilen Multivibrator 30 mit einem aktiven Element 31, welches auf die Vorderflanke eines positiven Vertikalrücklaufaustastimpulses am Eingang reagiert, sowie eine Mehrzahl von Flipflopstufen 32 bis 35. Der monostabile Multivibrator 30 liefert am Ausgang Zeitsignale an die Eingänge der Flipflops 34 *" und 35. Jede Flipflopstufe hat Eingänge C und D, komplementäre Ausgänge Q und ΌΓ und einen Setzeingang S sowie einen Rücksetzeingang R als Steuereingänge. Die Flipflops 32 bis 34 bilden eine Zählstufe, welche

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durch positive Horizontalzeilenrücklaufaustastimpulse gesteuert wird, die der Zählstufe über eine Eingangsschaltung mit Invertern 37 und 38 zugeführt werden. Der Flipflop 35 dient zum Rücksetzen der Zählstufe am Ende des Kathodenstrom-Beobachtungsintervalls. Die Einheit 28 enthält ebenfalls eine Mehrzahl logischer Inverter 40 bis 42 am Ausgang. Die Flipflops 32 bis 35 können von der Art sein, wie sie in der integrierten Schaltung CD4013 enthalten sind, und die Inverter 37, 38 und 40 bis 42 können von der Art sein, wie sie in der integrierten Schaltung CD4049A enthalten sind. Im hier beschriebenen Beispiel wird das aktive Element 31 des monostabilen Multivibrators 30 durch einen Teil der integrierten Schaltung CD4098 gebildet. All diese integrierten Schaltungen sind von der SoTid State Division der RCA Corporation, Somerville, New Jersey erhältlich.

^ Die Fig. 3 bis 8 zeigen Kurvenformen für die Tastsignale, welche von der Einheit 28 geliefert werden, zusammen mit den Horizontalrücklaufaustastimpulsen unter Berücksichtigung der gegenseitigen zeitlichen Beziehungen zwischen diesen Signalen.

™ Das Kathodens trom-Beobachtu-vgs interval! tritt nach dem Ende der Vertikalrücklaufaustastung aber vor Beginn des Bildintervalles des Fernsehsignals auf, welches die darzustellende Information enthält. Das Beobachtungsintervall tritt also während eines Abschnitts eines größeren Zeitintervalls auf, welches mehrere HorizontalzeiTen umfaßt, wäh-

^XJ rend deren keine Bildinformation vorliegt. Die Beobachtung des Kathodenaustaststromes führt zu keinen sichtbaren Auswirkungen in einem wiedergegebenen Bild, weil die Bildröhre zu dieser Zeit übertastet wird (d.h., der Elektronenstrom ist so abgelenkt, daß er die Bildröhrenfläche außerhalb des sichtbaren Bildbereiches trifft).

Bei dem hier beschriebenen Beispiel umfaßt das Beobachtungsintervall die ersten vier Horizontal zeilen, die nach Beendigung der Vertikalrücklaufaustastung auftreten. Diese vier Horizontal zeilen werden durch die in Fig. 3 dargestellte Kurvenform veranschaulicht, die periodische

positive Impulse der Zeilenfrequenz darstellt. Jedoch brauchen diese vier Horizontalzeilen, über welche sich die Beobachtung erstreckt, nicht den ersten vier Zeilen nach dem Vertikal rücklauf zu entsprechen.

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' Das Signal V (Fig. 4) und das Signal V. (Fig. 5) zeigen negativ gerichtete Impulse, die über das BeobachtungsIntervall auftreten, welches die Zeilen 1 bis 4 umfaßt.

Das Signal Vp (Fig. 6) wird durch einen positiven Impuls gebildet, der über ein Gitterimpulsintervall auftritt, das die Zeilen 1 und 2 des Beobachtungsintervalls umfaßt. Dieser Impuls wird dem Gitter der Bildröhre während eines Teils des Beobachtungsintervalls zugeführt. Dieser Impuls hat vorzugsweise eine feste positive Amplitude innerhalb eines

'" Bereiches von +5 bis +15 Volt bezüglich eines niedrigeren Impulssockelpegels, der einem normalen Gittervorspannungswert von 0 Volt in diesem Beispiel entspricht. Das Signal V7 (Fig. 8) ist komplementär zum Signal Vq. Mit Bezug auf die Einheit 28 in Fig. 2 steht wahlweise am Kollektorausgang eines Transistors 45 ein Ausgangssignal V_r' zur Verc "

fügung, das eine amplitudengeregelte Version des Signals Vp ist. Die Amplitude des Signals Vg¹ kann entsprechend dem Pegel einer Gleichspannung Vn verändert werden, die dem Kollektor des Transistors 45 über einen Widerstand 46 zugeführt wird.

Das Signal V,- (Fiq. 7) wird durch einen negativ gerichteten Impuls qebildet, der über ein Bezugsintervall auftritt, welches die Zeilen 3 und 4 des Beobachtungsintervalles umfaßt, und zeitlich so liegt, daß er am Ende des Gitterimpulsintervalles beginnt.

Gemäß dem hier beschriebenen System wird die Torschaltung 20 durch das Tastsignal V. gesperrt, so daß kein Signal r von der Matrix 12 zur Treiberstufe 21 gelangen kann. Dies ist während des gesamten Beobachtungsintervalles (Zeilen 1 bis 4) der Fall. Während der Zeilen 1 und 2 des Beobachtungsintervalles wird dem Steuergitter 18 der Bildröhre ein positiver Impuls-V« relativ niedriger Spannung zugeführt, und am Ausgang der Treiberstufe 21 und damit an der Kathode 16a tritt ein Ruhebezugspegel auf, der durch eine Vorspannungsschaltung innerhalb der Treiberstufe 21 bestimmt wird, und zwar während des gesamten Beobachtungsintervalles einschließlich der Gitterimpuls- und Bezugsintervalle.

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Eine Spannung, die proportional der Differenz der Kathodenströme ist, welche im Beobachtungsintervall fließen (also zwischen den Gitterimpuls- und Bezugsinterva11 en) wird benutzt, um zu bestimmen, ob das Elektronenstrahl system richtig ausgetastet ist (also ob es einen NuIlstrom oder einen vorbestimmten sehr kleinen Austaststrom führt), oder ob es einen übermäßigen Austaststrom führt. Während dieses Gitterimpulsintervalles arbeitet die Bildröhre als Kathodenfolger unter Steuerung durch den Gitterimpuls V«, wobei eine gleichphasige Version des Gitterimpulses Vg an der Kathode der Bildröhre während des Gitterimpulsintervalles auftritt. Die Amplitude des so erzeugten Kathodenimpulses ist proportional dem Pegel des fließenden Kathodenstromes, jedoch mit einer geringfügigen Dämpfung gegenüber dem Gitterimpuls Vg wegen der relativ niedrigen Durchlaßsteilheit des Elektronenstrahl systems bei Gitteransteuerung. Die Amplitude des Kathodenimpulses ist sehr klein, wenn der Kathodenausgangsstrom den vorbestimmten Austastwert hat.

Bei übermäßig hohem Kathodenaustaststrom wird die Differenzspannung durch den Abtastverstärker 22 verarbeitet, welcher so geschaltet ist, daß er Störsignale eliminiert, die andernfalls die Wirksamkeit des Bildröhrenvorspannungsregelsystems beeinträchtigen würden. Ein Ausgangssignal vom Abtastverstärker 22 wird dem Vorspannungsregel eingang der Treiberstufe 21 zur Veränderung des Gleichspannungsarbeitspunktes (Vorspannung) der Treiberstufe in einer solchen Richtung, daß am Ausgang der Treiberstufe 21 ein Vorspannungswert zur Verfugung steht, welcher ausreicht, um den gewünschten Kathodenaustaststromwert in einer geschlossenen Regelschleife zu liefern, zugeführt. Die Torschaltung 20 schließt am Ende des Beobachtungsintervalles (nach der vierten Zeile) den Signalweg wieder, so daß Farbsignale vom Ausgang der Matrix 20

zur Treiberstufe 21 gelangen können.
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Die Fig. 9 und 10 zeigen Schaltungseinzelheiten der Kathodensignalverarbeitungsschaltung 14a (Fig. 1). In den Schaltungen^14b und 14c sind die gleichen Schaltungen enthalten.

*" Fig. 9 zeigt eine Ausführung der Torschaltung 20, welche einen elektronischen Transistorschalter enthalten kann, zusammen mit einem Treiberverstärker 21. Das Signal r von der Matrix t2 wird der Torschal-

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tung 20 über einen Eingangsanschluß T. zugeführt, und Tastsignale V« werden über einen Anschluß Tp einem Steuereingang der Torschaltung 20 zugeführt (die im gesperrten Zustand für die Beobachtung dargestellt ist).
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Die Treiberstufe 21 enthält einen Verstärker mit einem Verstärkertransistor 54 und einer einen Transistor 55 enthaltenden aktiven Lastschaltung. Eine an die als Eingang geschaltete Basis des Transistors 54 angeschlossene Eingangsschaltung enthält ein Frequenzkompensationsnetzwerk 50 mit einem veränderbaren Widerstand 51 zur Verstärkungseinstellung. Am Emitter des Transistors 55 erscheinende Videoausgangssignale werden der Kathode 16a der Bildröhre über eine Ausgangsschaltung mit einem Impedanznetzwerk 60, einem Überschlagsunterdrückungswiderstand 62 und einem Anschluß Tg zugeführt. Zwischen die Kathoden 16a der Bildröhre am Anschluß T₃ und einem Bezugspotentialpunkt (+12 Volt) ist ein Spannungsteiler mit Widerständen-65 und 66 zum Spannungsfühlen geschaltet. Das Signal V_fi wird dem Gitter 18 der Bildröhre über einen Widerstand 68 zugeführt. Eine an den Emitter des Transistors 54 angeschlossene Zenerdiode 58 erzeugt eine Bezugsvorspannung für die Transistoren 54 und 55. Im hier beschriebenen Beispiel wird die von der Zenerdiode 58 gelieferte Bezugsvorspannung über den Anschluß T₄ auf den entsprechenden Verstärkerschaltungen in den Kathodensignalverarbeitungsschaltungen 14b und 14c zugeführt.

ist während des Beobachtungsintervalls die Torschaltung 20 gesperrt, dann wird der Ruheausgangspegel der Treiberstufe 21 und damit die am Anschluß T₃ erscheinende Spannung auf einen Bezugspegel eingestellt, welcher durch die Zenerdiode 58 zusammen mit der Vorspannungsschaltung mit den Widerständen 52 und 57 bestimmt ist. Eine am Verbindungspunkt

^ou der Spannungsteilerwiderstände 65 und 66 erzeugte Ausgangsspannung wird dem Eingang des Abtastverstärkers 22 über einen Anschluß Tr zugeführt. Eine am Ausgang des Verstärkers 22 erscheinende Vorspannungsregelspannung wird über einen Anschluß T_ß dem Widerstand 57 zugeführt. Diese Regelspannung bewirkt, daß ein Korrekturstrom durch den Widerstand 57 zur Basis des Transistors 54 fließt, derart, daß der am Ausgang der Treiberstufe 21 und am Anschluß T₃ erscheinende Ruhepegel in einer Richtung geregelt wird, in welcher unrichtige Kathodenaustast-

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' strompegel in Richtung auf den gewünschten Austastpegel verändert werden.

Das am Anschluß T₃ erscheinende Kathodensignal ist im zugehörigen Teil der Fig. 11 gezeigt. Bei dieser Kurvenform ist ein positiver Kathodenausgangsimpuls, der durch den Gitterimpuls Vg während des Gitterimpulsintervalls bei Vorhandensein übermäßigen Kathodenaustaststromes induziert wird, mit AV bezeichnet (und liegt beispielsweise in der Größenordnung von 100 mV). Dieses Signal erscheint in gedämpfter Form am Verbindungspunkt der Spannungsteilerwiderstände 55 und 56 und wird durch den Abtastverstärker 22 in der nachstehend erläuterten Weise verarbeitet.

Bei diesem System wird die Kathodenaustaststromkorrektur nicht durch '** Kathodenleckströme beeinflußt (also Leckströme zwischen Kathode und Heizung), weil hierbei keine direkte Messung des Absolutwertes der sehr kleinen Kathodenströme in der Nähe des Sperrpunktes des Röhre erfolgt, wobei diese Ströme eine Leckkomponente unbekannter Größe haben.

In diesem Zusammenhang ist darauf hinzuweisen, daß bei der Schaltung gemäß Fig. 9 ein Strom von etwa 2,7 rnA, einschließlich des Kathodenaustaststroms, in den Spannungsteilerwiderständen 65, 66 während des gesamten Beobachtungsintervalls fließt. Dieser Strom wird durch die dann an den Widerständen 65. 66 abfallende Spannung bestimmt (also

+180 V Kathodenspannung abzüglich 12V Bezugsspannung) geteilt durch den Wert dieser Widerstände. Daher stellt der Kathodenaustaststrom von wenigen Mikroampere einen unbedeutenden Anteil des im Spannungsteiler 65, 66 fließenden Stromes dar. Während des Gitterimpuls interval!es wird ein entsprechender Anstieg des Kathodenstromes hervorgerufen zu-

sammen mit einem zugehörigen Ansteigen des im Spannungsteiler 65, 66 fließenden Stromes. Daher ist eine am Widerstand 66 und am Anschluß Tg auftretende Spannung proportional der Kathodenstromdifferenz, die im Beobachtungsintervall auftritt. Anstelle der Messung des Absolutwertes des sehr kleinen Kathodenaustaststromes zu einem gegebenen Zeitpunkt benutzt die hier beschriebene Schaltung die am Widerstand 66 auftretende Spannungsdifferenz. Die Größe des aufgrund des Gitterimpulses auftretenden Spannungszuwachses und der Wert der Differenzspannung

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werden nicht durch Kathodenleckströme beeinflußt, da die Signalübertragung von dem Steuergitter der Bildröhre zur Kathode mittels einer Strahlstromleitung wegen der Kathodenfolgerwirkung der Bildröhre erfolgt und somit unbeeinflußt von Kathoden-Heizer-Leckströmen ist. Es folgt nun ein genaueres Beispiel.

Ist während des Beobachtungsintervalls kein Gitterimpuls V_ß vorhanden, dann führt die Bildröhre einen sehr niedrigen Kathodenstrahlstrom (i.. ). Infolge des Gitterimpulses fließt ein höherer Kathodenstrahlstrom (iuij). Der gesamte im Spannungsteiler 65, 66 bei Fehlen und bei Vorhandensein des Gitterimpulses fließende Strom besteht aus den Strömen ij. bzw. ι-™· Diese Ströme enthalten eine Leckkomponente (i., etwa 5 Mikroampere), die bereits erwähnten Ströme ΰι und i.,, und einen Ruhestrom (i , etwa 2,6 Milliampere), welche von dem Videotreiberverstärker geliefert werden, nach folgender Beziehung:

¹TL ⁼ V ^{+ 1}Jl^{+ 1}O

¹TH ^{= 1}^bH ^{+ 1}A ^{+ 1}O-

Die Amplitude der am Spannungsteilerwiderstand 66 über das Beobachtungsintervall auftretenden Spannung (Vgg) ist proportional dem Wert (Rg₆) des Widerstandes 66, und den oben erwähnten Strömen, wobei folgende Beziehung gilt:
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^V66 ^{= R}66⁽ⁱTH " ⁱTL^{) = R}66⁽ⁱbH " W'

Daher besteht der Vorteil, daß die am Widerstand 66 über das Beobachtungsintervall auftretende und zum Verstärker 22 gelangende Spannungsdifferenz nicht vom Strom i und vom Leckstrom i. beeinflußt wird und nur von der Kathodenstromdifferenz (i, μ - Κι ) abhängt. Diese Stromdifferenz und damit die entsprechende Spannungsdifferenz am Widerstand 66 wird kleiner, wenn der Kathodenstrahlstrom den gewünschten Austastpegel in der Nähe des Sperrpunktes der Röhre erreicht.

Obgleich das Signal V_G dem Steuergitter wie etwa dem gemeinsamen einzigen Steuergitter bei selbstkonvergierenden In-Line-Bildröhren zugeführt wird, kann das Videotreibersignal entweder dem Steuergitter oder

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der Kathode der Bildröhre (wie hier dargestellt) zugeführt werden. Das bisher beschriebene System entspricht im wesentlichen demjenigen, was in der bereits erwähnten U.S.Patentanmeldung mit dem Titel "Automatic Kinescope Biasing System" in mehr Einzelheiten erläutert worden ist.

Fig. 10 zeigt nun Schaltungseinzelheiten des in Fig. 1 dargestellten Abtastverstärkers 22.

Der Abtastverstärker 22 enthält zwei identische Abtast- und Halteschaltungen und einen zugeordneten Differenzverstärker zur Ableitung der Vorspannungsregelspannung für die Bildröhre entsprechend dem Unterschied zwischen dem Kathodenausgangsimpuls pegel und dem Bezugspegel. Die erste Abtastschaltung arbeitet während des Gitterimpulsinte'rvalls, wenn der Kathodenausgangsimpuls entsteht, und die zweite Abtastschaltung arbeitet während des nachfolgenden Bezugsinteryalls. Die zeitlich aufeinanderfolgende Abtastung der Kathodenspannung während der Gitterimpuls- und der Bezugsintervalle führt zusammen mit der Differenzsignalverarbeitung der abgetasteten Information zu einer erheblichen Unter- drückung von Störsignalen, wie etwa sich zeilenweise wiederholender Störungen, die beispielsweise durch magnetische Streufelder bedingt sind.

Das Kathodenausgangssignal einschließlich des eingespeisten Kathodenausgangsimpulses AV (Fig. 11) wird vom Spannungsteiler 65, 66 (Fig.9) dem Eingang des Abtastverstärkers 22 (Fig.10) über den Anschluß Tg zugeführt. Das Eingangssignal wird über einen Emitterfolgertransistor 70 als Pufferverstärker geführt und durch Transistoren 72 und 74 verstärkt. Dioden 75 und 76 sorgen für eine Gleichspannungspegelverschiebung des verstärkten Kathodenijnpulses, der am Kollektorausgang des Transistors 74 erscheint und durch die erste Abtast- und Halteschaltung verarbeitet wird, welche einen Emitterfolgertransistor 78, einen Widerstand 79, eine Diode 81, einen Ladungsspeicherkondensator 85 und einen Transistor 87 enthält. Der Transistor 87 wird auf das Signal VT hin während

or ³G

des Gitterimpulsintervalls gesperrt, wenn der Kathodenausgangsimpuls auftritt, und läßt damit zum Kondensator 85 Ladung vom Transistor 78 proportional zum Kathodenimpulspegel gelangen. Der Transistor 87 leitet

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während der ganzen übrigen Zeit und spannt damit die Diode 81 in Sperrrichtung vor, so daß der Kondensator 85 vom Transistor 78 isoliert ist.

Die Abtast- und Halteschaltung enthält einen Transistor 94, einen Widerstand 95, eine Diode 96, einen Speicherkondensator 98 und einen getasteten Transistor 100. Die Schaltung ist ähnlich der ersten Abtast- und Halteschaltung (Transistor 78, Widerstand 79, Diode 81, Kondensator 85, Transistor 87) mit der Ausnahme, daß die zweite Schaltung nachfolgend während des Bezugsintervalls arbeitet. Der Transistor 100 wird während des Bezugsintervalls infolge des Signals Vc gesperrt und erlaubt eine Aufladung des Kondensators 98 über den Transistor 94, den, Widerstand 95 und die Diode 96. Der Transistor 100 leitet während aller anderen Zeiten, wobei die Diode 96 in Sperrichtung vorgespannt ist und den Kondensator 98 vom Transistor 94 isoliert.

Zwei emittergekoppelte (Darlington) Transistoren 92„und 102 bilden einen Differenzverstärker, wobei ihre Basen entsprechend mit den Kondensatoren 85 und 98 zum Abfühlen der Spannungen auf diesen Kondensatoren verbunden sind, und es wird eine Ausgangsspannung erzeugt, die proportional der Differenz der Spannungen dieser Kondensatoren ist. Diese Ausgangsspannung erscheint im Kollektorausgangskreis des Transistors 102 und erscheint ebenfalls invertiert am Kollektorausgang eines Transistors 104, von wo sie dem Verstärkungsregeleingang des Verstärkers 21 (Fig. 9) über einen Widerstand 105 und einen Anschluß 106 zugeführt wird. Ein an den Anschluß Tg angekoppelter Kondensator 108 sorgt für eine Phasenkompensation zur Verhinderung von Instabilitäten der Regelschleife mit dem Treiberverstärker 21 und dem Abtastverstärker 22.

Die in Abhängigkeit vom Pegel des Kathodenimpulses im Kondensator 85 gespeicherte Spannung, wird von einem (Darlington) Transistor 89 abgefühlt, dessen als Eingang geschaltete Basis an den Kondensator 85 angeschlossen ist und dessen als Ausgang geschalteter Doppel kollektor an den Basiseingang des Eingangspuffertransistors 70 angeschlossen ist. Der Transistor 89 sorgt über eine Rückkopplung für eine Klemmwirkung *" zur Stabilisierung des Eingangsgleichspannungspegels an der Basis des Transistors 70, so daß die am Kondensator 85 erzeugte Spannung auf etwa +2,1 Volt praktisch konstant gehalten (geklemmt) wird. Diese Spannung entspricht der Offsetspannung des Basis-Emitter-Übergangs des

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Transistors 89 zuzüglich der Offsetspannungen der Dioden 91 im Emitterkreis des Transistors 89. Der Transistor 89 bildet mit den Transistoren 70, 72, 74 und 78 eine Rückkopplungsklemmschaltung, die." sicherstellt,, daß der lineare Signalverarbeitungsbereich der Schaltung: mit dem Differenzverstärker 92, 102 nicht überschritten wird, und die auch eine sehr hohe Verstärkung des Kathodenausgangssignals unabhängig vom Kathodengleichspannungspegel erlaubt. Hinsichtlich des letzten Gesichtspunktes sei bemerkt, daß der Kathodengleichspannungspegel von der Sperrspannung des Elektronenstrahlsystems der Bildröhre abhängt. Die Sperrspannung kann selbst für die Strahlsysteme innerhalb einer Röhre ebenso wie bei verschiedenen Röhren unterschiedlich sein. Es ist unwesentlich, ob durch die Rückkopplungsklemmung der Kathodeniropulspegel (wie oben beschrieben) oder der Bezugspegel fixiert wird, da der Differenzverstärker 92, 102 in beiden Fällen die gewünschte Aüsgangsspannung als Differenz dieser Werte liefert.

Wenn die Bildröhre einen übermäßigen Kathodenausgangsstrom führt, dann wächst der Wert des Kathodenausgangsimpulses entsprechend an, und gleichermaßen wächst die am Kondensator 85 entstehende Spannung. Di eses Anwachsen erfolgt über dem Pegel von +2,1 Volt hinaus, der am Kondensator 85 vor dem Beobachtungsintervall geherrscht hat. Die Spannung am Kondensator 98 bleibt zunächst unverändert.

Die anwachsende Spannung am Kondensator 85 wird vom Transistor 89 abgefühlt, der dann stärker leitet und die Basisgleichvorspannung des Eingangstransistors 70 ebenso wie infolge der Rückkopplungswirkung die Spannung am Kondensator 85 um einen Betrag absinken läßt, welcher demjenigen Betrag entspricht, um den der Kathodenausgangsimpuls seinen Wert vergrößert hat. Während des nachfolgenden Bezugsintervalls entspricht die verringerte Eingangsgleichvorspannung dem um einen Betrag, der gleich dem Zuwachs des Kathodenimpulspegels ist, gleichspannungsverschobenen (verminderten) Bezugspegel. Der gleichspannungsverschobene Bezugspegel tritt dann am Kondensator 98 auf und verringert dessen Spannung. Demzufolge ist die Basis-vorspannung des Transistors 102 (über den Kondensator 98) kleiner als diejenige des Transistors 92 (über den Kondensator 85), und zwar um einen Betrag, der proportional dem Pegelzuwachs des Kathodenausgangsimpulses ist. Der Kollektorstrom

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] des Transistors 92 übersteigt daher denjenigen des Transistors 102, wobei die Kollektorausgangsspannung des Transistors 102 im Vergleich zur Situation, wo die Basisspannungen der Transistoren 92 und 102 im wesentlichen gleich sind, anwächst. Die Kollektorausgangsspannung des Transistors 104 nimmt infolge der anwachsenden Kollektorspannung des Transistors 102 ab. Die Vorspannungskorrekturspannung wird der Treiberstufe 21 über den Anschluß T₆ in einer Richtung zugeführt, daß der Gleichspannungsausgangspegel der Stufe 21, und damit die Kathodenvorspannung, in einer Richtung anwächst, in welcher der Wert des Kathodenausgangsstroms auf den gewünschten Wert verringert wird. Die Größe des eingespeisten Kathodenausgangsimpulses nimmt dann um einen entsprechenden Betrag ab.

Die Kollektorspannung des Transistors 104 sinkt weiter ab, bis die Differenz zwischen dem Kathodenimpulspegel und dem Bezugspegel (an der Bildröhrenkathode gemessen) auf etwa 30 mV absinkt.„Diese Differenz entspricht einem gewünschten Kathodenaustaststromzustand für dieses System.

Es sei darauf hingewiesen, daß örtlich erzeugte Störsignale im Fernsehempfänger hauptsächlich mit der Zeilenfrequenz auftreten. Wegen der Differenzsignalverarbeitung durch den Differenzverstärker 92, 102 erhält man eine beträchtliche Unterdrückung von Störsignalen, insbesondere von zeilenfrequenten Störungen, die auf magnetische Streufelder zurückzuführen sind, welche durch die Stromversorgungs- und Ablenkschaltungen im Empfänger verursacht werden und in die Schaltungsteile des automatischen Bildröhrenvorspannungssystems einwirken. Die Abtastintervalle für den Kathodenimpuls und den Bezugspegel sind von gleicher Dauer, so daß jegliche zeilenfrequente Störung sowohl den abgetasteten Kathodenimpuls als auch die abgetastete Bezugspegel information in gleicher Weise beeinflußt und daher wegen der Gleichtaktunterdrückungseigenschaften des Differenzverstärkers 92, 102 nicht zur Auswirkung kommen.

Die Abtastintervalle sind genügend lang, so daß genügend große Ladungsspeicherkondensatoren verwendet werden können, ohne daß die für eine richtige Bildröhrenvorspannung benötigte Zeit vergrößert wird. Man erhält ferner eine größere Abtastzeitkonstante mit entsprechend größerer Störungsunempfindlichkeit.

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Die beschriebene Differenzsignalverarbeitung erlaubt auch ein schnelles Ansprechen auf eine Änderung der Amplitude des Kathodenausgangs -impulses gegenüber dem Bezugspegel. Ähnliche Änderungen im Absolutwert des Kathodenimpulspegels und des Bezugspegels wirken sich bei dem Differenzverstärker 92, 102 wegen der Gleichtaktunterdrückungseigenschaf ten von Differenzverstärkern nicht aus. Es ist daher nicht erforderlich, den Bezugspegel des Kathodenausgangsimpulses periodisch auf einen vorgegebenen Gleichspannungspegel zurückzubeziehen (etwa mit Hilfe einer Klemmschaltung mit zugehöriger Zeitkonstante), wobei die Vorspannungskorrekturspannung von der Amplitude des Kathodenausgangsimpulses ohne unnötige Verzögerung abgeleitet wird.

Bei der hier beschriebenen Ausführungsform war angenommen worden, daß der korrekte Kathodenaustaststrompegel einem sehr kleinen Pegel, aber nicht Null entspricht. Zu dem Vorstehenden (wenn der Kathodenstrom den gewünschten Wert überschreitet) gelten auch analoge Beobachtungen, wenn der Kathodenaustaststrom unterhalb des gewünschten Wertes liegt. In diesem Falle ist das Korrektursignal, was vom Transistor 104 und der Klemme T_ß des Abtastverstärkers 22 an den Vorspannungsregeleingang

der Treiberstufe 21 geliefert wird, so gerichtet, daß der Kathodenaustaststrompegel ansteigt, bis der gewünschte Strompegel erreicht ist.

Der 30 mV-Unterschi ed zwischen dem Kathodenausgangsimpulspegel und dem Bezzugspegel, welcher bei richtiger Kathodenvorspannung vorliegt, hängt von der Signalverstärkung des Abtastverstärkers 22 und der durch die Dioden 75 und 76 bedingten Offsetspannung ab. Diese Offsetspannung stellt sicher, daß eine Vorspannungskorrektur für eine gewisse minimale Spannungsdifferenz zwischen den Spannungen der Kondensatoren 85 und 98 erfolgt. Insbesondere beträgt der Pegel des Kathodenausgangsimpul ses, welcher dem Abtastverstärker 22 vom Spannungsteiler 65, 66 zuge führt wird, näherungsweise +3,25 mV, wenn die richtige Vorspannung vorhanden ist. Die Verstärker mit den Transistoren 72 und 74 haben jeweils eine Spannungsverstärkung von etwa 20, so daß am Kollektorausgang des Transistors 74 ein Kathodenausgangsimpuls von etwa +1,3 V

*" entsteht. Diese Spannung ist im wesentlichen gleich der Offsetgleichspannung, welche die Dioden 75 und 76 bewirken, bezüglich der in der ersten und zweiten Abtastschaltung verarbeiteten Signale. Man kann

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-21-eine höhere Empfindlichkeit erhalten, wenn man die Dioden 75 und 76 weg-

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läßt, dann muß man aber eine geringere Unempfindlichkeit gegen Störsignale in Kauf nehmen, die nicht mit der Zeilenfrequenz auftreten.

Kehren wir zurück zu Fig. 9: Hierbei dient das Impedanznetzwerk 60 zur Verhinderung einer übermäßig großen Dämpfung des eingespeisten Kathodenausgangssignals (AV in Fig. 11) durch Erhöhung der äußeren Kathodenimpedanz. Eine solche Dämpfung würde andernfalls auftreten, weil die innere Kathodenimpedanz der Bildröhre relativ hoch ist, insbesondere bei niedrigen Kathodenströmen, während die Treiberstufe 21 eine sehr niedrige Ausgangsimpedanz hat. Das dargestellte Impedanznetzwerk 60 erlaubt eine Vergrößerung des Widerstandes 61, ohne daß dadurch ein Bandbreitenverlust einträte. Der Kondensator 63 hat einen genügend niedrigen Wert, um bei Frequenzen des KathodentreibersignaTs eine hohe Impedanz zu bilden. Andere Versionen des Impedanznetzwerkes 60 sind in der bereits erwähnten U.S. Patentanmeldung beschrieben.

Im Zusammenhang mit Fig. 9 war auch gesagt worden, daß der während des Bezugsintervalls erzeugte Bezugspegel durch das Zusammenwirken der Widerstände 52, 57 und der Diode 58 bestimmt ist. Jedoch könnte dieser Bezugspegel auch durch andere Mittel bestimmt werden, etwa in Abhängigkeit von einem geeigneten Bezugssignal, das aus den Videosignalen abgeleitet würde und dann den Treiberstufen während des Bezugsintervalls zugeführt würde.

In einigen Fällen kann es notwendig sein, Pegel verschiebungen der R-, G- und B-Kathodentreibersignalquellen oder Differenzoffsetgleichspannungen zu kompensieren. Eine Kompensation kann in diesen Fällen durch eine Abwandlung der Treiberstufe 21 gemäß Fig.12 erfolgen, wobei ein Widerstand 105 und ein veränderbarer Widerstand 110 zwischen die Basis des Verstärkertransistors 54 und die Quelle des Signals V₃ (eine Version verringerter Amplitude des in Fig. 4 dargestellten Signals V_fl) eingefügt ist. Mit Hilfe des Justierwiderstandes 110 läßt sich eine Offsetkompensation durch Addition geeigneter Beträge des Signals V_a zum Vorspannungsregeleingang der Treiberstufe 21 an der Basis des Transistors 54 erreichen.

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ORIGINAL INSPECTED

Claims

Patentansprüche

,1), System zur Verarbeitung eines ein Bild darstellenden Videosignals mit periodisch wiederkehrenden Bilddarstellungsintervallen und Bildaustastintervallen, während deren letzteren die darzustellende Bildinformation fehlt, mit einer Bildwiedergaberöhre, welche ein Elektronenstrahlsystem mit Kathode und Gitter als Intensitätssteuerelektroden aufweist, mit einer Einrichtung zur Koppelung der Videosignale an das Elektronenstrahlsystem der Bildröhre und mit einer Schaltung zur automatischen Regelung des Pegels des in der Bildröhre fließenden Austaststromes, gekennzeichnet durch eine Bezugsvorspannungsschaltung (54), welche der Kathode über einen Kathodenstromleitungsweg während eines Beobachtungsintervalles, in welchem der Austaststromfluß der Bildröhre überwacht werden soll und welches einen Teil des Austastintervall umfaßt, eine Bezugsvorspannung zuführt,

durch eine Hilfssignalschaltung (28), welche dem Gitter während eines Teils' des Beobachtungsintervalles ein Hilfssignal im Sinne einer Durchlaßvorspannung des Gitters zuführt,

durch eine erste Signalableitungsschaltung (78,79,81,85,87), die mit einem Eingang an den Kathodenstromweg angeschlossen ist und während des erwähnten einen Abschnittes des Beobachtungsintervalles ein erstes

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' Signal proportional dem Pegel des infolge des Hilfssignals fließenden Kathodenstroms ableitet,

durch eine zweite Signalableitungsschaltung (94,95,96,98,100), die mit einem Eingang an den Kathodenstromweg angekoppelt ist und während eines anderen Abschnittes des Beobachtungsintervalls im Betrieb ist und ein zweites Signal proportional zum Pegel des während des anderen Abschnittes des Beobachtungsintervalles fließenden Kathodenstromes ableitet,

durch einen Differenzverstärker (92,102), der unter Steuerung '" durch das erste und das zweite abgeleitete Signal ein Ausgangsregelsignal proportional der Amplitudendifferenz zwischen dem ersten und zweiten abgeleiteten Signal liefert, welches somit proportional zur Differenz zwischen den über das Beobachtungsintervall im Kathodenstromweg fließenden Strömen ist,

'^ und durch eine Einrichtung (Tg) zur Zuführung des Regelsignals an die Videosignalkoppelschaltung zur Abwandlung der Bildröhrenvorspannung in einer Richtung, daß die Signaldifferenz auf einen Wert eingestellt wird, welcher einer gewünschten Bildröhrenvorspannung entspricht.

Z) System nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Signalableitungsschaltung während entsprechender Intervalle (Gitterimpulsintervall bzw. Bezugsintervall) von im wesentlichen gleicher Dauer im Beobachtungsintervall arbeiten.

3) System nach Anspruch Z, dadurch gekennzeichnet, daß die erste

und die zweite Signalableitungsschaltung ähnlich aufgebaute Abtast- und Halteschaltungen aufweisen, welche enthalten: einen ersten Ladungsspeicher (85), eine erste zwischen Zuständen relativ niedriger und relativ hoher Impedanz arbeitende Abtasteinrichtung (87), welche selek-

ti ν den ersten Ladungsspeicher (85) während des ersten Abschnittes des Beobachtungsintervalls,- nicht jedoch während des anderen Abschnittes des überwachungsintervalls an den Kathodenstromweg ankoppelt, einen zweiten Ladungsspeicher (98) und eine zweite Abtasteinrichtung (100), welche zwischen Zuständen relativ niedriger und relativ hoher Impedanz arbeitet und selektiv den zweiten Speicher während des anderen Abschnittes des Beobachtungsintervalls, nicht jedoch während des einen Abschnittes des Beobachtungsintervalls an den Kathodenstromweg ankoppelt.

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4) System nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingänge der ersten und der zweiten Signalableitungsschaltung an den Kathodenstromweg über eine spannungsempfindliche Fühlschaltung (65,66) derart angekoppelt sind, daß ein Eingang (T₃) mit dem Kathodenstromleitungsweg und ein Ausgang (Tr) mit den Eingängen der ersten und der zweiten Signalableitungsschaltung gekoppelt sind.

5) System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die spannungsempfindliche Fühlschaltung einen Spannungsteiler mit einem an die Kathode (16a) angekoppelten ersten Anschluß (Tg) als Eingang und einen an die Eingänge der ersten und zweiten Signalableitungsschaltung angekoppelten zweiten Anschluß (Tr) als Ausgang und mit einem dritten Anschluß aufweist, welcher an einen Betriebspotentialpunkt (+12V) angekoppelt ist, und daß das Hilfssignal einen Spannungsimpuls (Vg) auf-

'^ weist.

6) System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal der Kathode während Intervallen mit Ausnahme des Beobachtungs-

intervalls über die Koppeleinrichtung (20,21) zugeführt wird. 20

7) System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Austastintervall ein Vertikalrücklaufintervall umfaßt und daß das Beobachtungsintervall nach dem Vertikalrücklaufintervall aber vor dem Bildwieder-

gabeintervall auftritt.
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