DE2919557B2 - Vorspannungsschaltung für einen linearen Verstärker - Google Patents

Description

Vorspannungsschaltung
für einen linearen Verstärker

Die Erfindung betrifft eine Vorspannungsschaltung für einen linearen Verstärker, mit einer Verstärkereinheit mit invertierender und nicht invertierender Eingangsklemme, an die das Eingangssignal anlegbar ist. einen /wischen die Ausgangsklemme und die invertiernruip Fincr;incrslilpmmp Hpr Vrrstärliprrinhril rinyp-

schaltetcn Gegenkopplungswiderstand, einem vorzugsweise über einen Widerstand an die invertierende F'ingangsklcmme der Verstärkereinheit angeschalteten ersten Kondensator, dessen zweiter Anschluß mit einem Schalüingspunkt mit einem Wechselspannungspotential von Null verbunden ist. wobei der erste Kondensator derart bemessen ist. daß im Hörfrequenzbercich der Gegenkopplungsfaktor für Gleichspannungen größer ist als der für Wechselspannungen, und mit einer Vorspannungseinheit, um an die Verstärkereinheit ein vorgegebenes Vorspannpotential solcher Größe anzulegen, daß das Wechselspannungs-Ausgangssignal der Verstärkereinheit in bezug auf Hen Nullpegel symmetrisch angeordnet wird.

Ein linearer Verstärker zur Verstärkung eines Analogsignals muß einen vorgegebenen Wechselstrom-Vcrstärkungsgrad bei stabilem Arbeitspunkt besitzen. Aus diesem Grund wird im allgemeinen eine Gegenkopplung von 100% in einem Gleichstrombereich an den linearen Verstärker angelegt. Der Wechselstrom-Verstärkungsgrad hängt von einer Übergangsfunktion der Gegenkopplungsschaltung ab. In letzterer ist ein Kondensator zum Sperren einer Gleichspannungskomponente in einem Niederfrequenzzweig in Reihe zwischen eine Rückkopplungssignalleitung und eine Masseleitung eingeschaltet. Wenn eine einzige Stromversorgungsquelle einen linearen Verstärker mit einer solchen Gegenkopplungsschaltung mit Strom speist, vergehen üblicherweise mehrere Sekunden vom Zeitpunkt des Beginns der Stromzufuhr bis zu dem Zeitpunkt, an dem der Arbeitspunkt des Verstärkers den Ruhezustand erreicht hat.

Im folgenden sei beispielsweise der Fall betrachtet, in welchem der Verstärker auf eine Wiedergabe-Emrerrerschal'ung e-nes batteriebetriebenen Magnetbandgeräts angewandt ist. Die Wiedergabe-Entzerrerschaltung des Bandgeräts muß einen hohen Verstärkungsgrad im Niederfrequenzbereich besitzen. Infolgedessen muß der Gleichspannungs-Sperrkondensator eine sehr große Zeitkonstante besitzen. Ein Entzerrer dieser Art benötigt daher vom Einschalten der .Stromversorgungsquelle bis zum Erreichen des normalen Arbeitszustands mehrere Sekunden. Dies bedeutet, daß das Ansprechverhalten auf a\t Stromversorgungsquelle mangelhaft ist. Bei einem batteriebetriebenen Tonbandgerät wird die Stromversorgungsquelle zur Vermeidung eines • innÄtiiTiin QtrAmt'Prhriii lohe t^r1f»crni»l riiinn f*in- linH

abgeschaltet, wenn der Betrieb des Geräts auf •»Wiedergabe« oder »Stop« umgeschaltet wird. Bei

einem solchen Gerät entsteht beim Drücken der Wiedergabelaste ein starkes Klackgeräiisch, während nach einer oder zwei Sekunden die Wiedergabe der Tonaufzeichnung einsetzt. Dieses Klackgeräusch und das mangelhafte Ansprechverhalten auf die Si.romversorgungsquelle sind für die Benutzer eine unangenehme Erscheinung, durch welche der Nutzwert solcher Geräte erhebl'^'l eingeschränkt wird.

Zur Lösung dieses Problems wurden bereits gemäß der IP-PS 39 203/70 Maßnahmen getroffen, z. B. durch Verwendung bestimmter Schaltungen zur fJeschleuni giing der Aufladegeschwindigkeit des Gleichspannung-Sperrkondensators innerhalb einer kurzen Zeit nach dem Einschalten der Stromquelle. Dabei wurde jedoch die Betriebszeitsteuerung dieser Beschleunigungsschaltung nur ungenügend berücksichtigt, weshalb die Verbesserung des Ansprechverhaltens bei Einschalten der Stromversorgungsquelle unzureichend ist. Insbesondere ist die Vnriiiifladung des Gleichsnannung-Snerrkondensators entweder zu groß oder zu gering, mit dem Ergebnis, daß es sehr schwierig wird, die Zeitspanne vom Einschalten der Stromversorgungsquelle bis zum Ruhezustand zuverlässig zu verkürzen.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine Vorspannschaltung für einen linearen Verstärker der eingangs definierten Art hinsichtlich seines Ansprechverhaltens bei Einschalten der Stromversorgungsquelle zu verbessern.

Ausgehend von der Vorspannschaltung der eingangs definierten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch einen zweiten einseitig an einen Schaltungspunki mit einem Wechselspannungspotential von Null geschalteten Kondensator, der sowohl mit der Vorspannungseinheit als auch mit der nicht invertierenden Eingangsklemme der Versärkereinheit verbunden ist, und der durch die Vorspannungseinheit von dem Augenblick an ladbar ist, an welchem eine Stromversorgungsschaltung die Verstärkereinheit mit Strom zu speisen beginnt, und durch eine Voraufladungseinheit zur Zufuhr eines Voraufladestroms zum ersten Kondensator nur während der Zeitspanne von der Einleitung der Stromzufuhr zur Verstärkereinheit bis zu dem Zeitpunkt, an welchem die Verstärkereinheit durch das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist.

Bei dieser Schaltungsanordnung wird der erste Kondensator nur während der Zeitspanne, bis die Verstärkereinheit durch das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist, voraufgeladen. Durch die Voraufladung wird die Ladegeschwindigkeit des ersten Kondensators erhöht. Die Voraufladung des ersten Kondensators wird fortgesetzt, bis die Verstärkereinheit auf das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist. Infolgedessen wird die Voraufladegröße einwandfrei gesteuert, so daß das Ansprechverhalten auf das Einschalten der Stromversorgungsquelle wesentlich verbessert wird und Klackgeräusche unmittelbar nach dem Einschalten der Stromversorgungsquelle erheblich vermindert werden, weil stets eine einwandfreie Voraufladegröße eingehalten wird.

Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Patentansprüchen 2 bis 28.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Hinweis auf die Zeichnung näher erläutert: Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild entsprechend dem grundsätzlichen Aufbau einer Vorspannungsschaltung mit Merkmalen nach der Erfindung,

F i g. 2 ein Schaltbild zur Darstellung, auf welche Weise ein vorgegebenes Vorspannpotential eingestellt wird, wenn die Ausgangsstufe eines Verstärkers einfach ausgelegt ist,

Fig. 3 ein Schaltbild entsprechend dem grundsätzlichen Aufbau nach Fig. I,

Fig.4 eine graphische Darstellung von Potentialänderungen an den Punkten a bis e in der Schaltung gemäß F i g. 3 nach dem Einschalten der Stromquelle,
ίο F i g. 5 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach Fi g. 3,

F i g. 6 ein Schaltbild einer anderen Abwandlung der Schaltung nach F i g. 3 oder 5,

F i g. 7 ein Schaltbild einer weiteren Abwandlung der !) Schaltung nach Fig. 3,5 oder 6.

F i g. 8 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung nach F i g. 7,

F i g. 9 eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. 8.

F i g. 10 eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. 5.
:<i F i g. 11 eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 10.

F i g. 12 ein Schaltbild einer Vorspannungseinheit und einer Voraufladungseinheit der Schaltung nach Fig. Il und

Fig. 13 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schal-2 > tung nach F i g. 11 oder 12.

In den Figuren sind einander entsprechende oder äquivalente Bauteile mit jeweils gleichen Bezugsziffern bezeichnet.

F i g. 1 veranschaulicht den grundsätzlichen Schalin tungsaufbau einer Vorspannungsschaltung mit Merkmalen nach der Erfindung. Dabei ist die Ausgangsklemme e einer Verstärkereinheit 10 über einen Widerstand /?20 mit der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 verbunden, und diese Klemme J' liegt über einen Widerstand R22 und einen ersten Kondensator CX an Masse.

Die nicht-invertierende Eingangsklemme d der Verstärkereinheit 10. an welche ein Eingangssignal anlegbar ist, ist über Widerstände R 24 und R 26 an eine Vorspannungseinheit 12 angeschlossen. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 24 und R 26 liegt über einen zweiten Kondensator C2 an Masse. Die Vorspannungseinheit 12 liefert der Verstärkereinheit 10 ein vorgegebenes Vorspannpotential Vs, das ein ·*■' Sinuswellen-Ausgangssignal der Verstärkereinheit 10 in bezug auf den Null-Pegel symmetrisch einzustellen bzw. zu begrenzen vermag. Wenn die Verstärkereinheit 10 ein Operationsverstärker mit einer Ausgangsstufe der allgemeinen komplementären Gegentakt-Bauart ist. beträgt das Vorspannpotential Vs die Hälfte des Stromquellenpotentials Vc. Wenn die Ausgangsstufe der ^verstärkereinheit 10 eine einfache Widerstandslast ist. gilt die Beziehung Vs = 1/2 Vc nicht, da sich bei Verwendung einer solchen Ausgangsstufe die Beziehung zwischen Vs und Vc auf der Grundlage bzw. in Abhängigkeit von einem Lastzustand ändert. Die Festlegung der Beziehung zwischen diesen Spannungen Vs und Vc ist dem Fachmann geläufig. Aus diesem Grund sei an dieser Stelle nur angegeben, daß im Fall M des Schaltungsaufbaus nach F i g. 2 das der nachstehenden Bedingung genügende Potential Vs auch die Bedingung erfüllt, die einen symmetrischen Begrenzer-Betrieb erlaubt:

Rc/R_L + 2= Vc/Vs

(D

In obiger Gleichung (1) ist vorausgesetzt, daß die Sättigungsspannung Vceisat) zwischen Kollektor und

Emitter eines npn-Transistors Q\ (Fig. 2) und die Impedanz des Ausgangskondensators Co gleich Null sind. Wenn in Gleichung (1) Rc << Ri. gilt, d. h., wenn die Lastimpedanz eine vernachlässigbare Größe besitzt, gilt die Beziehung Vs = 1/2 Vc.

Die Vorspannungseinheit 12 liefert das Vorspannpotential Vs gleichzeitig mit dem Einschalten einer nicht dargestellten Stromquelle. Unmittelbar nach dem Einschalten dtr Stromquelle ist der Kondensator noch nicht aufgeladen. Aus diesem Grund betragen die Potentiale an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d und an der Ausgangsklemme e jeweils Null. Die Zeitkonstante der Schaltung zum Aufladen des Kondensators C2 ist mit kleinem Wert gewählt. Aus diesem Grund steigt das Potential an der nicht-invertierenden ι > Eingangsklemme rf der Verstärkereinheit 10 nach dem Einschalten der Stromquelle schnell auf das Potential Ks an. Zu diesem Zeitpunkt befindet sich der Kondensator Cl in einem unaufgeladenen Zustand, so daß das Potential an cpinpr invprtiprpnHpn Finsanffililpmmp η 7ft . _...... .... _...._. ... ...._._.. —.. — ._σ — ._σ-..._ _

wesentlich kleiner ist als das Potential Vs. Infolgedessen steigt das Ausgangspotential der Verstärkereinheit 10 an, um sich dem Potential Vc anzunähern, was die Hauptursache für das Klackgeräusch darstellt.

Es ist zu beachten, daß bis zu dem Zeitpunki. zu welchem sich das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d der Verstärkereinheit 10 dem Potential Vs annähen, der Aufladestrom /2 ständig den Kondensator C2 durchfließt. Es sei nun der Fall betrachtet, in welchem der Kondensator Cl durch den Strom /1 mit einer Aufladegeschwindigkeit voraufgeladen wird, welche gleich groß oder größer ist als die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C2, und zwar entsprechend einer Änderung des Aufladestroms /2. Solange dabei das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d kleiner ist als das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c, besitzt das Potential an der Ausgangsklemme eder Verstärkereinheit 10 nahezu die Größe Null. Wenn beispielsweise nur ein geringer Aufladestrom /2 fließt, d.h., wenn das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d nahezu dem Potential Vs entspricht, hört die Voraufladung des Kondensators C1 auf. In diesem Fall erreichen die Potentiale an der nicht-invertierenden Eingangsklemme i/und an der invertierenden Eingangs- ·*5 klemme c praktisch gleichzeitig nahezu das Potential Vs. Zu diesem Zeitpunkt steigt das Potential an der Ausgangsklemme e der Verstärkereinheit 10 schnell in Richtung auf das Potential Vs an, um sich diesem unbegrenzt anzunähern.

Die Voraufladung des Kondensators C1, die — wie erwähnt — dem Aufladevorgang des Kondensators C2 entspricht, erfolgt durch eine Voraufladungseinheit 14. Aufgrund dieser Voraufladung geht die Aufladung des Kondensators Ci gleichmäßig vor sich, und die Zeitsteuerung' der Voraufladung wird entsprechend dem Aufladevorgang des Kondensators C2 bestimmt. Hierdurch wird erreicht daß sowohl Stromquellen-Ansprechen als auch Klackgeräusch verbessert werden.

Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise der Schaltung nach F i g. 1 wird im folgenden auf F i g. 3 verwiesen, welche den Schaltungsaufbau der Schaltung nach F i g. i im einzelnen veranschaulicht Die Verstärkereinheit 10 wird dabei von einer Stromversorgungsschaltung 100 mit Strom eines Potentials Vc gespeist. Die Ausgangsklemme e der Verstärkereinheit 10 ist über Widerstände R 2Oi und R 2Ο2 an die invertierende Eingangsklemme c angeschlossen. Der Widerstand /?20i ist mit einem Kondensator C20 parallel geschaltet. Die invertierende Eingangsklemme c liegt über einen Widerstand R 22 und einen Kondensator Cl an Masse. Die nicht-invertierende Eingangsklemme d der Verstärkereinheit 10 liegt über einen Widerstand R 24 und einen Kondensator C2 an Masse. Der Verzweigungspunkt b zwischen dem Widerstand R 24 und dem Kondensator C2 ist über einen Widerstand /?26 und einen weiteren Widerstand R 12t an die Stromversorgungsschaltung 100 angeschlossen. Die Verzweigung a zwischen den Widerständen R 12| und /?26 liegt über die Kathodenstrecke einer Zener-Diode ZD12 an Masse. Die nicht-invertierende Eingangsklemme d der Verstärkereinheit 10 ist über einen Koppelkondensator ClO mit einer nicht dargestellten Eingangssignalquelle verbunden, bei der es sich beispielsweise um einen Wiedergabekopf eines Magnetbandgeräts handeln kann. Bezüglich der Gleichspannung oder der Wechselspannung extrem niedriger Frequenz kann vorausge- <;pt7t werden, daß die Klemme rf über Hen Kondensator C10 an Masse liegt.

Die Verzweigung bzw. der Verbindungspunkt a zwischen der Zener-Diode ZD 12 (und dem Widerstand /?26) ist mit dem Emitter eines pnp-Transistors Q\4 verbunden, dessen Basis an den Verbindungspunkt b zwischen dem Kondensator C2 und dem Widerstand /?26 angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q 14 ist mit der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 verbunden. Bei dieser Schaltung entspricht die Kombination aus dem Transistor Q 14 und dem Widerstand R 14 der Voraufladungseinheit 14 gemäß Fig. 1. Die Vorspannungseinheit 12 gemäß Fig. I entspricht einem spannungsgeregelten Schaltkreis mit dem Widerstand R 12 und der Zener-Diode ZD12. Die Zener-Diode ZD12 kann durch mehrere in Reihe geschaltete und in Durchlaßrichtung vorgespannte Dioden oder durch einen einfachen Widerstand ersetzt werden.

Im folgenden sei der Fall betrachtet, in welchem die Schaltung gemäß F i g. 3 bei der Wiedergabe-Entzerrerstufe eines Kassettenmagnetgeräts, d. h. eines sogenannten Kassettenrekorders verwendet wird. Es sei angenommen, daß der Verstärkungsgrad der Entzerrerschaltung 40 dB bei I kHz und die Wiedergabe-Entzerrer-Charakteristik 120 \ls bei hoher Frequenz und 1,6 ms bei niedriger Frequenz betragen. Wenn die Verstärkereinheit 10 ein Operationsverstärker mit hoher Eingangsimpedanz und hohem Verstärkungsgrad ist, besitzen die Schaltungsbauteile der Gegenkopplungs· schaltung die folgenden Werte:

Λ 20, = 160 ka
K 2O₂= 12 kn,
«22 =200nund
C20 = 0,01 U.F.

Wenn hierbei die untere Sperr- bzw. Grenzfrequenz (-3 dB-Punkt) in der Entzerrerschaltung mit 40 Hz gewählt ist, beträgt die Kapazität des Kondensators C1 20 μΡ. Die Zeitkonstante beim Aufladen des Kondensators Cl durch das Ausgangssignal von der Verstärkereinheit 10 ist daher mit etwa 3,4 s festgelegt

[= Cl (R2Oi +#202 + R22)\

Unter der Voraussetzung, daß der Eigenwiderstand der Zener-Diode ZD12 gleich Null ist und R26 = 5,6 kO und C2 gleich 20 μΡ betragen, beträgt dann, wenn der Stromverstärkungsfaktor Hfe des Transistors Q14 ausreichend groß ist, die Zeitkonstante beim Aufladen

des Kondensators C2 etwa 0,11 s ( = C2/?26). Wenn weiterhin R 24 = 47 kn und CIO = 0,33 μΡ betragen, liegt die Aufladezeitkonstante für den Kondensator ClO bei etwa 0,16 s (= C10/?24). Die Zeitkonstante, vom Einschalten des Stromquelienschalteis bis zur Vorspannung des Potentials an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d auf ein vorgegebenes Potential Vs (entsprechend der Zener-Spannung der Zener-Diode ZD12) gesehen, bestimmt sich daher ungefähr durch

•0,11²+O,16²(« 0,2 s).

Die Aufladezeitkonstanten an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d und an der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 betragen etwa 0,2 s bzw. 3,4 s. Wenn daher der Kondensator Cl mit dem Voraufladestrom / 1 gespeist wird, der etwa das löfache des über die Widerstände R 20, und R2O2 in den Kondensator Cl fließenden Ladestroms betagt, wird das Stromquellen-Ansprechen wesentlich verbessert. Genauer gesagt; Obigeich die Ladezeitkonstante für den Kondens'.tor Cl mit den Widerständen R20\ und R 20? 3,4 s beträgt, liegt die Zeitkonstante bis zu dem Punkt, an welchem das Gleichstrompotential an der Ausgangsklemme e der Verstärkereinheit 10 das vorgegebene Potential Vs erreicht, bei ungefähr 0.2 s. d. h., sie ist sehr kurz.

Der Voraufladestrom / 1 wird als Kollektorstrom des Transistors <?14 angelegt. Die Größe des Stroms /1 entspricht dem //p^fachen des über die Emitter-Basisstrecke des Transistors Q14 fließenden Basisstroms, wenn der Kondensator C2 aufgeladen ist bzw. wird. In diesem Fall muß der Stromverstärkungsfaktor Iife des Transistors Q14 mindestens 16 oder mehr betragen. Wenn der Stromverstärkungsfaktor Λπτ als vorgegebene Größe festgelegt ist, kann die Einstellung der Ladezeitkonstante des Kondensators Cl, um diesen an die Ladezeitkonstante des Kondensators C2 anzupassen, durch Änderung des Werts des Widerstands R 14 erfolgen. Diese Einstellung ist jedoch nicht kritisch. Normalerweise gilt R14 = 0. Es ist nötig, die Kondensatoren Cl und C2 im voraus so festzulegen, daß der Kondensator Cl etwas schneller aufgeladen wird als der Kondensator C2. Der Grund hierfür liegt darin, daß der Transistor Q 14 untermittelbar vor dem Zeitpunkt sperrt, zu welchem der Kondensator C2 auf das Potential Vs aufgeladen ist, wobei zu diesem Zeitpunkt der Voraufladestrom /1 zu Null wird. Wenn der Strom verstärkungsfaktor Are des Transistors Q 14 oder der Ladestrom /2 klein ist, kann der Widerstand R 26 weggelassen werden, d. h_ der Widerstandswert des Widerstands Ä26 kann unendlich groß gewählt werden (7? 26 =00).

F i g. 4 veranschaulicht die Potentialänderung an den jeweiligen Punkten a bis e in der Schaltung gemäß Fig.3. Zur besseren Darstellung sind die jeweiligen Potentialänderungen in F ΐ g. 4 übertrieben stark veranschaulicht Wenn gemäß dieser graphischen Darstellung der Stromquellenschalter zum Zeitpunkt fo geschlossen wird, erreicht das Potential am Punkt a augenblicklich das Potential Vs. Vom Zeitpunkt to an beginnt der Ladestrom /2 zum Kondensator C2 zu fließen. Die Größe des Stroms /2 verringert sich in exponentielier Weise. Im folgenden sei angenommen, daß die Schwellenwertspannung Vbe zwischen Basis und Emitter des Transistors Q14 gleich 0,56 V beträgt, während der Widerstandswert des Widerstands R 26 bei 5,6 "κΩ iiegt Unter dieser Voraussetzung bleibt der Transistor ζ) 14 durchgeschaltet, solange /2 > 100 μΑ gilt. In diesem Fall ist der Kollektorstrom des Transistors Q14, d. h.der Voraufladestrom /!,praktisch dem Voraufladestrom /2 proportional.

Nach dem Zeitpunkt ίο wird der Kondensator CI durch den Strom /1 schnell aufgeladen, so daß sich das Potential am Punkt c augenblicklich dem Potential Vs annähen. Bei weiterer Aufladung des Kondensators C2 gilt /2 < 100 μΑ zum Zeitpunkt /2, wodurch der Transistor Q 14 zum Sperren gebracht wird. Wenn zu diesem Zeitpunkt das Potential am Punkt c höher ist als das Potential am Punkt d, bleibt ersteres auf Null. Nach dem Sperren des Transistors ζ) 14 wird daher die im Kondensator CI gespeicherte Ladung entladen. Das Aufladen des Kondensators C2 dauert jedoch auch nach dem Zeitpunkt !2 an. Wenn das Potential am Punkt c/zum Zeitpunkt U das Potential am Punkt c übersteigt erhöht sich das Potential am Punkt e auf das Stromquellenpotential Vc. Wenn das Potential am Punkt e das Potential am Punkt c übersteigt, wird der Kondensator CI über die Strecke der Widerstände R 2O| und R ?0i wieder aufgeladen. Nach dem Zeitpunkt U nähern sich die Potentiale an den Punkten c und d asymptotisch dem Potential Vs. Sodann nähert sich auch

2ϊ das Potential e dem Potential Vs. Zum Zeitpunkt ih, zu welchem die Potentiale an den Punkten c. d und c praktisch das Potential Vs erreichen, geht die Verstärkereinheit 10 in den Ruhezustand über. Eine Potentialänderung am Punkt e in der Zeitspanne zwischen u und

in it, erscheint als Klackguräusch, dessen Größe jedoch auf einen sehr niedrigen Wert begrenzt wird.

In Fig.4 gibt die Kurve Cl die Änderung des Potentials am Punkt : an. wenn der Ladestrom / 1 eine zu kleine Amplitude besitzt und das Potential am Punkt

J"' d stets das Potential am Punkt c übersteigt. Wie durch die Kurve e I angedeutet, steigt das Potential am Punkt e in diesem Fall nach dem Zeitpunkt In schnell auf eine Größe nahezu entsprechend dem Stromquellenpotential Vc an. Wann sich das Potential am Punkt c dem Potential Vs nähert, nähert sich das Potential am Punkt e asymptotisch dem Potential Vs. Wenn der Voraufladestrom / 1 unzureichend ist, geht die Verstärkereinheit 10 zum Zeitpunkt fe in den Ruhezustand über. Wie aus der graphischen Darstellung gemäß Fig. 4 hervorgeht, besteht dabei die Möglichkeit für das Auftrei,.::) des Klackgeräusches. während das Stromquellen-Ansprechen ungenügend ist. Selbst in diesem Fall, in welchem der Strom /1 eine unzureichende Amplitude besitzt, wird jedoch im Vergleich mit dem Fall, in welchem kein Strom /1 zugeführt wird, ein schwächeres Klackgerausch bei besserem Stromquellen-Ansprechen erzeugt. Die Kurve CII in Fig.4 gilt für den Fall, daß der zugeführte Strom /1 zu groß ist. In diesem Fall ist vor dem Zeitpunkt iiodas Potential am Punkt chöher als das Potential am Punkt d, während das Potential am Punkt e auf Null bleibt Zum Zeitpunkt fic- nähert sich das Potential am Punkt c asymptotisch dem Potential am Punkt c/(= Vs), worauf das Potential am Punkt e in Richtung auf das Potential Vs ansteigt und die Verstärkereinheit in den Ruhezustand übergeht. In diesem Fall ist zwar das Klackgerausch gering, doch ist die Zeitspanne bis zum Erreichen des Ruhezustands lang, so daß das Stromquellen-Ansprechen ungenügend ist. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig.3 wira jedoch die Zufuhr des Stroms /1 unmittelbar vor dem Punkt beendet, an welchem das Potential am Punkt c das Potential Vs erreicht, mit dem Ergebnis, daß die bei CII und eil eingezeichneten Kurven nicht auftreten.

Bei Verwendung der Schaltungsanordnung nach F ig. 3 kann eine Entzerrerschaltung mit gutem Stromquellen-Ansprechen und geringer Klackgeräuseherzeugung realisiert werden, sofern die Größe des vom Transistor Q14 gelieferten Voraufladestroms /1 zweckmäßig gewählt wird. Wenn die Zeitkonstante ClO χ ft 24 wesentlich kleiner ist als die Zeitkonstante C2 χ /?26, ist der Änderungsgrad des Potentials am Punkt d nahezu gleich demjenigen des Potentials am Punkt b. Hierdurch wird das Ansprechverhalten beim Einschalten der Stromversorgungsquelle weiter verbessert.

Fig.5 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung gemäß F i g. 3, die sich von letzterer hauptsächlich durch die Ausbildung der Vorspannungseinheit 12 und der Voraufladungseinheit 14 unterscheidet Bei der Schattung nach F i g. 3 wird das vorgegebene Vorspannpotential Vsdurch die Zener-Diode ZD12 gebildet, d. h„ die Zener Spannung wird als das vorgegebene Vorspannpotentia! Vs benutzt Bei der Schaltung gemäß F i g. 5 wird dagegen das Potential Vs durch Verwendung eines Spannungsteilers mit einer Reihenschaltung aus Widerständen R \2; und R 12₂ geformt !m FaI! von F i g. 5 beträgt die Ladezeitkonstante für den Kondensator C2 etwa

C2(ft26 + ftl2,iW12₂).

Die Voraufladungseinheit 14 besteht aus einem Paar komplementärer Transistoren. Der Kollektor eines npn-Transistors <?14| ist mit der Stromversorgungsschaltung 100 mit dem Potential Vc verbunden, während die Basis des Transistors QXA_t mit dem Potential Vs vom Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 12| und R 12₂ gespeist wird. Der Emitter des Transistors Q 14j ist über die Anoden-Kathodenstrecke einer Pegelschiebediode D14 mit dem Emitter des pnp-Transistors Q XA₂ verbunden. Die Diode D 14 kann auch durch eine entsprechende Zener-Diode ersetzt werden. Die Basis b des Transistors Q14? ist über einen Widerstand /?26 mit der Basis des Transistors <?14, verbunden. Die Basis b des Transistors Q 14i liegt über den Kondensator C2 an Masse, während der Kollektor mit der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 verbunden ist. Die nicht-invertierende Eingangsklemme d der Verstärkereinheit 10 ist über einen Widerstand R 24 an die Basis b des Transistors 0 XA₂ angeschlossen.

Der Voraufladestrom /1 wird nur bei durchgeschalteten Transistoren ζ>14ι und QX'h zugeführt. Diese Transistoren Q 14| und Q XA₂ sind nur dann durchgeschaltet, wenn das Potential zwischen ihren Basis-Elektroden, d. h. ein Spannungsabfall über den Widerstand /?26, eine vorgegebene Schwellenwertspannung zwischen diesen Basis-Elektroden übersteigt. Wenn die Schwellenwertspannung jedes pnp-Übergangs beim Beispiel gemäß F i g. 5 0,6 V beträgt, liegt die vorgegebene Schwellenwertspannung bei 2,4 V. Wenn bei einem Widerstand Λ 26 von 24 kQ der Ladestrom /2 zum Kondensator Cl über 100 μA liegt, schalten die Transistoren Q 14₍ und Q14? durch. Ein Teil des über den Widerstand R 26 Fließenden Strom /2 wird mit dem Faktor Hff multipliziert und wird zum Voraufladestrom /I.

Die Schaltung nach Fig.5 besitzt zwei bemerkenswerte Merkmale. Das erste besteht darin, daß der Voraufladestrom /1 unmittelbar von der Stromversorgungsschaltung 100 über den Kollektor und die Koilektorstrecke der Transistoren Qi4, und QXAi geliefert wird. Wenn bei dieser Schaltungsart die Transistoren Q I4i und Q 14j darchgeschaltet sind, kann die Größe des Stroms / ? frei gewählt werden, solange sich ein Potentialunterschied 2 Vc?(sat) + Vfzwischen den Kollektoren dieser Transistoren einstellt Hierbei bedeutet 2 Vce(sav die Summe der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannungen der Transistoren QXA\ und Q142, während V^einen Durchlaßspannungsabfall über die Diode D14 angibt Wenn die Transistoren 014| und Q 14> sowie die Diode D14 aus Siliciumhalbleiterele menten bestehen, liegt 2 Vceisav + V>unter2V.

Das zweite bemerkenswerte Merkmal der Schaltung nach F i g. 5 liegt darin, daß die vorgegebene Schwellenwertspannung frei geändert und auf einen großen Wert eingestellt werden kann. Beim Beispiel gemäß Fig.5 kann die vorgegebene Schwellenwertspannung im Spannungsbereich oberhalb etwa 1,2 V in Schritten von jeweils 0,6 V eingestellt werden. Wenn die Diode D14 durch eine Zener-Diode ersetzt wird, läßt sich weiterhin auch der Spannungsbereich der vorgegebenen Schwel lenwertspannung frei einstellen. Wenn die Anstiegs charakteristik jedes Transistors Q 14| und Q142 in der Nähe der vorgegebenen Schweüenwertspannung weiterhin in weitem Bereich eingestellt werden soll, reicht es aus, einen Widerstand mit zweckmäßiger Größe zwischen die Emitter der Transistoren Q14) und Q 14? einzuschalten. Wenn die vorgegebene Schwellenwertspannung auf einen großen Wert eingestellt wird, ergeben sich die folgenden Vorteile: Wenn nach dem Einschalten der Stromquelle die Voraufladung des Kondensators Ct abgeschlossen ist müssen sich die Transistoren Q 14| und Q XA₂ im Sperrzustand befinden. Der Grund hierfür ist folgender: Wenn die Verstärkereinheit 10 im Ruhezustand arbeitet und dabei der Voraufladestrom /1 fließt steigt das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 an, mit dem Ergebnis, daß der Arbeitspunkt der Verstärkereinheit 10 von dem durch das Potential Vs bestimmten Punkt abweichen kann und das Ausgangssignal der Verstärkereinheit 10 verzerrt wird. Diese

■»o Verzerrung kann auftreten, wenn die Stromquellenregelung mangelhaft ist, d.h, wenn sie das Potential Vc in Abhängigkeit von einer Laständerung ändert

Im folgenden sei ein Fall betrachtet in welchem bei einem batteriegetriebenen Magnetbandgerät mit

•»5 Class B-Ausgangsstufe plötzlich ein lauter Ton wiedergegeben wird, der dann auf einen leisen Ton abfällt. In diesem Fall fällt zunächst das Potential Vc ab. worauf das Potential Vc ansteigt Diese Spannungsänderung des Potentials Vc läßt vorübergehend den Strom /2 fließen. Wenn der Übergangsstrom /2 einen Spannungsabfall entsprechend der vorgegebenen Schwellenwertspannung oder mehr über den Widerstand /726 herbeiführt werden die Transistoren Q 14| und QXA₂ durchgeschaltet Infolgedessen beginnt der Vorauflade strom /1 zu fließen, und es kann eine Verzerrung in der Verstärkereinheit 10 auftreten. Das Durchschalten der Transistoren Q 14i und Q XAi aufgrund der Änderung des Potentials Vc kann dadurch vermieden werden, daß die Schwellenwertspannung groß eingestellt wird. Zu

μ diesem Zweck kann die Zahl der pn-Übergänge der Diode D14 nach Bedarf vergrößert werden. Wenn die Diode D14 nicht benutzt wird, ist die vorgegebene Schwellenwertspannung größer als im Fall gemäß Fig.3, weil die Basis-Emitterkreise der Transistoren

Q 14t und Q XA₂ in Reihe geschaltet sind.

Im Fall von Fig.3 ist die vorgegebene Schwellenwertspannung lediglich die Schwellenwertspannung (bei einem Siliciumtransistor etwa 0.6 V) zwischen Emitter

und Basis des Transistors Q14, Wenn sich daher der Strom \1 ändert, kann leicht die erwähnte Verzerrung auftreten. Bei der Konstruktion der F ί g, 3 ist jedoch die Spannung Ki am Punkt a durch die Zener-Piode ZD 12 festge|egt. Aus diesem Grund bleibt der Strom /2 von einer Änderung des Stromquellenpotentials Vcfref,

Fig,6 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach Fig,3 oder 5, Dabei ist die Stromversorgungsschaltung 100 mit dem Potential Vc über eine Reihenschaltung mit einer Zener-Diode ZD14 und einem Widerstand R\A\ an den Kondensator Cl angeschlossen. Der das vorgegebene Vorspannpotential Ks liefernde Verbindungspunkt a zwischen den Widerständen R 12| und R 12t liegt über den Kondensator C2 an Masse. Dabei bestimmt sich die Ladezeitkonstante für den Kondensator CI durch

Bei der Schaltung nach Fig.6 kann der Widerstand Ä26, der bei der Schaltung nach Fig.3 oder 5 verwendet wurde, veggelassen werden, im folgenden sei angenommen, daß das Stromquellenpotential Vc = 12 V. das Vorspannpotential Ks = 6 V und die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD14 = 7 V betragen. Wenn in diesem Fall ein nicht dargestellter Hauptschalter geschlossen wird, steigt das Potential Vc von OV auf 12 V an. Zu diesem Zeitpunkt ist der Kondensator Cl noch nicht aufgeladen, so daß die Zener-Diode ZD 14 durchbricht. Wenn der Eigenwiderstand der Zener-Diode ZD14 vernachlässigbar ist, wird der Kondensator Cl mit der Zeitkonstante C1Ä14| aufgeladen. Die Zeitkonstante C\R\A\ ist kleiner gewählt als die Zeitkonstante C2(R12\//R\2₂). Mit andere!. Worten: Cas Potential an der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 steigt schneller in Richtung auf das Potential Ks an als das Potential an der nicht-invertierenden Eingangsklemme d.

Wenn das Ladepotential für den Kondensator Cl die Größe 5 V erreicht sperrt die Zener-Diode ZD14, so daß die Zufuhr des Stroms /1 unterbrochen wird. Infolgedessen setzt sich die Aufladung des Kondensators C2 fort, so daß sich das Potential am Punkt d (schließlich) dem Potential am Punkt e angleicht. Zu diesem Zeilpunkt geht das Potential an der Ausgangsklemme eder Verstiirkereinheit 10 auf das Potential Ks über. Bei der Schaltungskonstruktion nach Fig.6 sind ebenfalls die in Fig.4 durch die Kurven b und e angegebenen Operationen erzielbar. Gemäß Fig.6 ist das Potential am Punkt a nicht z. B. durch die Zener-Diode festgelegt. Infolgedessen entspricht die Potentialänderung ;im Punkt a oder b der Kurve b gemäß Fig.4.

Wenn das Potential Vc beim beschriebenen Beispiel auf 13 V oder mehr ansteigt, bricht die Zener-Diode ZD14 mit der Zener-Spannung 7 V durch, so daß der Voraufladestrom /1 zu fließen beginnt. Dieser Stromnuß kann jedoch ohne weiteres verhindert werden. Es sei beispielsweise angenommen, daß das Potential Keim Bereich von 12 + 2 V variiert und Vs = 6 V entspricht. Für diesen Fall genfcgt für die Zener-Diode ZD14 eine Zener-Spannung von 8 bis 9 V.

Bei der Schaltung nach F i g. 3 oder F i g. 5 wurde der Voraufladestrom 12 durch Stromverstärkung eines Teils des Ladestron-s /2 geliefert. Wenn dagegen bei der Schallung nach I^- i g. 6 der Sirom /1 fließt, wird der Strom /2 nicht unmittelbar benutzt. '

Bis jedoch bei der Schaltung nach Fig,6 das Ladepotenttal für den Kondensator c% d,h„ das Potential am Punkt b, das vorgegebene Vorspannpotential Ks erreicht, kann die Zufuhr des Voraufladestroms /1 angehalten werden. Mit anderen Worten: Unmittelbar vor dem Aufladen des Kondensators C2 kann der Kondensator Cl durch den Zenerstrom Π der Zener-Diode ZD14 auf ein Potential aufgeladen werden, das dem Potential Ksangenähert ist

ίο Fig.7 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig,3,5oder 6, wobei die Stromversorgungsschaltung 100 mit dem Potential Kcüber eine Reihenschaltung aus Widerständen R 12|, R 12j und R12* an Masse geschaltet ist Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R12, und R123 ist an den Kollektor eines npn-Transistors Q\2 angekoppelt Die Basis des Transistors Q12 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 12j und R 12t verbfitjen. während der Emitter an Masse liegt Die Widerstände R 123 und R i2* sowie der Transistor Q 12 bilden einen Konstantspannungskreis oder eine spannungsgeregelte Schaltung, weiche der Zener-Diode ZD12 nach Fig.3 entspricht

Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 12| und R 12s ist mit der Source-Elektiode und dem Substrat eines p-Kanal-FETs Q 14j vom Anreicherungstyp verbunden. Die Source-Elektrode des FETs Q14₃ ist über den Widerstand /?26 an die Gate-Elektrode angeschlossen, die ihrerseits über den Kondensator C2 an Masse liegt und über den Widerstand R 24 mit der nicht-invertierenden Eingangsklemme d der Verstärkereinheit 10 verbunden ist Die invertierende Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 liegt über einen Widerstand /?22, und den Kondensator Cl an Masse. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R22\ und dem Kondensator Cl ist mit der Drain-Elektrode des FETs Q 14j verbunden, während er gleichzeitig über einen Widerstand R 222 mit der Ausgangskfemme eder Verstärkereinheit 10 verbunden ist.

Die Arbeitsweise des FETs bzw. Feldeffekttransistors C 14) ist praktsich dieselbe, wie sie vorstehend für den Transistor ζ) 14 gemäß Fig.3 beschrieben wurde. Wenn jedoch die das Potential Ks liefernde Vorspannungseinheit 12 gemäß Fig.5 keinen Spannungsregler enthält, ist der Schaltungsaufbau nach Fig. 7 demjenigen gemäß F i g. 3 überlegen. Im allgemeinen liegt die Schwellenwerispanncng zwischen Gate- und Source-Elektrode des Anreicherungstyp-MOSFETs in der Größenordnung von einigen Volt. Wenn der Arbeitspunkt der Verstärkereinheit 10 einen Ruhezustand erreicht, wird infolgedessen der FET Q 14j auf keinen Fall durchgeschaltet. auch wenn der Ladestrom /2 infolge einer Änderung des Potentials Vc zum Kondensator C2 fließt, solange der über den Widerstand R 26 entstehende Spannungsabfall die Schwellenwertspannung nicht übersteigt. Dies bedeutet, daß durch Verwendung des FETs <?14₃ eine ähnliche Wirkung erzielt werden kann, wie bei Verwendung der Diode

so D14gemäß Fig. 5.

Durch die Anordnung des Widerstands R 22j kann die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators C\ durch das Ausgangspotential der Verstärkereinheit 10 erhöht werden. Der Grund hierfür liegt darin, daß der

&"> Widerstandswert des Widerslands R 22j. soweit dies die Ausgangsleistung der Verstärkereinheit 10 zuläßt, beliebig klein gewählt werden kann. Wenn der MOSFFT in der Voraiifhidimgseinheii 14 vorgesehen

29

wird, ist die Größe des lieferbaren Voraufladestroms / · kleiner als bei Verwendung eines bipolaren Transistors, Im Zusammenwirken mit dem Widerstand /?% kann somit die Aufla'degescbwindigkeit des Kondensators Cl nach dem Einschalten der Stromquelle zufriedenstellend erhöht werden. Ein solcher Widerstand R 22₃ kann in der Schaltung vorgesehen werden, die einen bipolaren Transistor Q14 oder eine Zener-Diode ZD14 als Voraufladungseinheit 14 aufweist, etwa wie bei der Schaltung nach Fi g.3 oder 6. Die Drain-Elektrode des FETs (?143 kann unmittelbar mit der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 und nicht unmittelbar mit dem Kondensator C1 verbunden sein.

Fig.8 veranschaulicht eine andere Abwandlung der Schaltung gemäß F i g, 3 oder gemäß F i g, 5 bis 7, Dabei ist die Stromversorgungsschaltung 100 mit dem Potential Vc über einen Widerstand R12, und eine Diode D12 an Masse gelegt Die Diode D12 besteht aus einem Diodenblock mit einer Vielzahl von pn-Übergängen. Die Diode D12 ist in Durchlaßrichtung vorge- spannt, um das Vorspannpotential Vi zur Anodenklemme zu liefere. Die Anode der Diode D12 ist mit der Basis eines npn-Transistors Q14₄ verbunden und über den Widerstand R 26 sowie den Kondensator CI an Masse angeschaltet Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand Ä26 und dem Kondensator C2 ist an den Emitter des Transistors Q142 und über den Widerstand /724 an die nicht-invertierende Eingangsklemme i/der Verstärkereinheit 10 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q14« ist mit der Basis eines pnp-Transistors Q 14s verbunden, dessen Emitter über eine Zener-Diode ZD 14i zur Pegelverschiebung mit der Stromversorgungsschaltung 100 verbunden ist Der Kollektor des Transistors Q 14s tr*, an die invertierende Eingangsklemme cder Verstärkereinheit 10 angeschlossen.

Die Voraufladungseinheit 14 gemäß Fig.8 ist eine Kombination aus den entsprechenden Einrichtungen nach F i g. 3 und 6. Wenn nach dem Einschalten der nicht dargestellten Stromquelle der Ladestrom /2 zum Kondensator C2 fließt, schaltet der Transistor Q14« durch. Daraufhin schaltet auch der Transistor Q 14s durch, so daß der Voraufladestrom zum Kondensator Cl fließt. Wenn die Zener-Diode ZD14, nich:. vorhanden ist, hat das Durchschalten des Transistors C? 145 zur Folge, daß sich das Potential an der invertierenden Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 einmal bzw. sofort nahezu auf das Stromquellenpotential Vcerhöht(vgl. Kurve CII in Fi g. 4). Wenn die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD 14| zweckmäßig so gewählt ist kann die durch die Kurve c in Fig.4 angegebene Charakteristik bzw. Kennlinie erreicht werden. Die Zener-Spannung der Zener-Diode ZD 14| besitzt vorzugsweise eine Größe von ungefähr Vc — Vs.

Fig.9 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. 8. Gemäß F i g. 8 ist die Pegelschiebe-Zenerdiode ZD 14| in den Emitterkreis des Transistors <?l«s eingeschaltet. Gemäß Fig.9 ist diese Zener-Diode ZD 14| in den Kollektorkreis des Transistors Q14₅ eingeschaltet Bei beiden Schaltungen nach F i g. 8 oder Fi g. 9 dient die Zener-Diode ZD 14| zur Begrenzung eines übermäßigen Anstiegs des Potentials am Punkt c wenn der Transistor Q 14s durchschaltet. Die Zener-Diode ZD\i\ kann somit in die Emitter- oder in die Kollektorstrecke des Transistors Q 14s eingeschaltet werden. Erforderlichenfalls kann diese Pegelschiebe-Zenerdiode in beide Strecken eingeschaltet werden. Die Zener-Diode ZD 14t kann durch einen Diodenblock mit

einer Vielzahl von pn-übergSngen ersetzt werden, der einen Spannungsabfall in Purehlaßrichtung entsprechend der Zener-Spannung zu liefern vermag, oder aber durch einen Widerstand mit einem solchen Widerstandswert, daß dieser Spannungsabfall in Durchlaßrichtung hervorgebracht wird.

Bei der Schaltung nach Fig,9 ist außerdem eine Konstantstromquelle IS12 zur Lieferung des Vorspannpotentials Vs vorgesehen. Diese Konstantstromquelle kann aus einer an sich bekannten Schaltkreis^Instruktion bestehen. Das Potential Vs nach dem Obergang der Verstärkereinheit 10 in den Ruhezustand bestimmt sich durch das Produkt aus dem Widerstandswert eines Widerstands Ä12₂ und dem konstanten Strom IS12, und nicht durch das Stromquellenpotential Vc, Infolgedessen führt eine Änderung des Potentials Vc nicht zu einem Durchschalten der Transistoren Q144 und Q 14s.

Fig. 10 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach F ί g. 5, bei welcher zwei in Reihe geschaltete Verstärkereinheiten mit der Voraufladungseihheit 14 vorgesehen sind. Ein npn-Transistor Q 14| ist mit seinem Kollektor an die Stromversorgungsschaltung 100 und mit seiner Basis über einen Widerstand R 12| ebenfalls an die Stromversorgungsschaltung angeschlossen. Die Basis a des Transistors Q 14i ist über einen Widerstand R12) mit Masse und über den Widerstand R 26 mit der Basis b eines pnp-Transisiors Q142 verbunden. Die Basis des Transistors, Q142 liegt über den Kondensator C2 an Masse, während sein Kollektor an die invertierende Eingangsklemme c der Verstärkereinheit 10 angeschlossen ist Der Emitter des Transistors Q142 ist mit dem Emitter des Transistors Q 14| verbunden. Die invertierende Eingangsklemme c liegt über den Widerstand R 22 und den Kondensator Cl an Masse, und sie ist über eine Entzerrerschaltung mit Widerständen R 20, und R 2O₂ sowie dem Kondensator C20 mit der Ausgangsklemme e der Verstärkereinheit 10 verbunden. Die nicht-invertierende Eingangsklemme d der Verstärkereinheit 10 ist über den Widerstand /?24 mit der Basis b des Transistors Q14; und über einen Kondensator ClO sowie eine» Wiedergabekopf 110 mit Masse verbunden. Wie erwähnt, ist die der Verstärkereinheit zugeordnete Schaltungskonstruktion praktisch dieselbe wie bei der Schaltung nach F i g. 5. Der Emitter und die Basis des Transistors Q142 sind mit dem Emitter bzw. der Basis eines pnp-Transistors Q14₆ verbunden. Der Kollektor des Transistors QXAf, ist an die invertierende Eingangsklemme f einer Verstärkereinheit 1Oi angeschlossen. Die invertierende Eingangsklemme f ist über einen Widerstand /72Oj mit der Ausgangsklemme h der Verstärkereinheit 10i verbunden und über einen Widerstand R 22} und einen Kondensator CIi an Masse angeschlossen. Die nicht-inve.tierende Eingangsklemme e der Verstärkereinheit 1 Oi liegt über einen Kondensator C30 an der Ausgangsklemme eder Verstärkereinheit 10. Weiterhin ist die nicht-invertierende Eingangsklemme g über den Widerstand /724| mit der Basis des Transistors QH₂ verbunden. Wenn die Eingangsschaltung der Verstärkereinheit 10 und 10i aus einem Differentialverstärker besteht, sind die Potentiale an den Ausgangsklemmen e und an den nicht-invertierenden Eingangsklemmen g jeweils praktisch einander gleich. Die nicht-invertierende Eingangsklemme g kann somit unmittelbar mit der Ausgangsklemme eder Verstärkereinheit 10 verbunden sein. Das Ausgangssignal von der Verstärkereinheit 1Oi wird über einen Kondensator C3O| abgenommen.

Der Voraufladevorgang (Vorspannung) für die

Verstärkereinheit 10 ist bereits in Verbindung mit Fig,5 beschrieben worden. Im vorliegenden Fall ist ku beachten, daß eine einzige Voreufladungseinheit (Q 14, Q14? und Q I4ft) die Durchführung des Voraufladevorgangs, d,h, die Zufuhr der Ladeströme /1 und Πι, für verschiedene Verstärkereinheiten gleichzeitig ermöglicht. Wenn auf diese Weise die Zufuhr der Ladeströme (IiJh) zu den ersten Kondensatoren (Cl, C2) in den Niederfrequenzschleifen in mehreren Verstärkereinheiten (10,1O₁) durchgeführt wird, wird das Stromquellen-Ansprechen an der letzten Ausgangsklemme h beim Einschalten der Stromquelle weiter verbessert

Fig, 11 veranschaulicht eine Abwandlung der Schaltung nach Fi g, 10, wobei in Fi g, 11 der Schaltungsaufbau der VerstärkereinheitiO im einzelnen dargestellt ist. Die Stromversorgungsschaltung 100 ist ober einen Widerstand R 12| mit Kollektor und Basis eines pnp-Transistors Q 12| verbunden, dessen Emitter a über einen Widerstand R122 mit Basis und Kollektor eines npn-Transistors 0122 verbunden ist Der Emitter des Transistors Q122 liegt an Masse. Die Basis des Transistors Q12] ist an die Basis eines npn-Transistors Q 14i angeschlossen, der an seinem Kollektor mit der Stromversorgungsschaltung 100 und an seinem Emitter j mit den Emittern von pnp-Transistoren QtA^ und Q147 verbunden ist Die Basis-Elektroden dieser Transistoren Q142 und Ql4j sind über einen Widerstand /726 an den Emitter a des Transistors <?12, angeschlossen.

Der Kollektor des Transistors Q142 ist mit der Basis eines npn-Transistors Q 1Oi verbunden, während seine Basis bzw. sein Punkt b über einen Widerstand R 24 mit der Basis eines npn-Transistors QIO2 verbunden ist Die Emitter der Transistoren C? 10) und QIO2 sind an den Kollektor eines npn-Transistors QIO3 angeschlossen, dessen Emitter über einen Widerstand R 10₍ mit Masse verbunden ist während seine Basis mit der Basis des Transistors Q YI2 verbunden ist Die Transistoren Q 10t und QIO2 bilden gemeinsam eine Differentialeingangsschaltung, und der Transistor QlO₃ bildet eine Konstantstromschaltung zur Einstellung des Gleichtaktunterdrückungsverhältnisses (CMRR) der Differentialtransistoren Q lOi und QIO2 auf einen großen Wert. Die Kollektoren der pnp-Transistoren Q 10i und QIO2 sind an Kollektoren von pnp-Transistoren Q10« bzw. QIO5 angekoppelt deren Basis-Elektroden mit dem Kollektor des Transistors Q 1Oi verbunden sind Die Emitter der Transistoren QIO4 und <?10₅ sind über Widerstände R IO2 und RIO3 mit der Stromversorgungsschaltung 100 verbunden. Die Transistoren QlO₄ und <?10₅ bilden gemeinsam eine Stromspiegelschaltung.

Der Kollektor des Transistors QIO5 ist mit der Basis eines pnp-Transistors Q106 verbunden, dessen Kollektor an der Basis eines npn-Transistors Q10/ liegt Der Emitter des Transistors Q 1Oe und der Kollektor des Transistors QIO7 sind mit der Stromversorgungsschaltung 100 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q 1Of. ist über einen Phasenkompensierkondensator Cp mit seiner eigenen Basis verbunden und über einen Widerstand R IO4 an den Emitter des Transistors QIO7 angeschlossen. Die Transistoren Q 1Oe und Q 1O₇ bilden eine invertierende Darlingtonschaltung, Der Emitter des Transistors Q IO7 ist über npn-Transistoren Q 1O₈ und QlOio mit dem Kollektor eines Transistors QWw vom npn-Typ verbunden. Der Emitter des Transistors Q 1Of 1 liegt über einen Widerstand R 1O₅ an Masse. Der Transistor QiOw dient als Konstantstromlast für die invertierten Darlington-Transistoren Q 1O₆ und Q IO7.

Per Emitter des Transistors QIQ₇ ist mH der
eines npn-Transistors Q 10p verbunden, dessen Kollektor an die Stromversorgungsschaltung 100 angeschlossen ist, während sein Emitter über Widerstände 7? 10t, und R10? mit dem Emitter eines pnp-Transistors Q 10u verbunden ist Letzterer liegt mit seiner Basis am Kollektor des Transistors QiOw und mit seinem Kollektor an Masse, Die Basis des Transistors Q lOu ist über den Widerstand /?10_d mit Basis und Kollektor eines npn-Transistors Q 1O₁₄ verbunden, der über einen in Dioden-Schaltung angeordneten npn-Transistor CMO₁₅ an Masse angelegt ist Der Kollektor des Transistors Q 10^ ist über einen Widerstand Λ.ΙΟ9 mit dem Emitter eines npn-Transistors Ql0\b verbunden, dessen Basis mit dem Emitter a des Transistors Q12| verbunden ist während sein Kollektor an die Stromversorgungsschaltung 100 angeschlossen ist.

Die Verzweigung bzw. der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R 1O₆ und RIO7 ist mit der Ausgangsklemme e der Verstärkereinheit 10 verbunden. Die Basis des Transistors C* 10i ist an die invertierende Eingangsklemme c angeschlossen. Die Basis des Transistors CMO2 liegt an der nicht-hrvertierenden Eingangsklemme d. Der Transistor <?147 dient als Voraufladungseinrichtung für den zweiten Kanal. Weiterhin ist eine Verstärkereinheit 10/? vorgesehen, die einen der Konstruktion der Verstärkereinheit 10Z. ähnlichen Aufbau besitzt und Transistoren ClO₁ bis QIO13 umfaßt wobei der Transistor Q14₇ den Voraufla-

ju destrom /I2 zur Seite des invertierenden Eingangs der Verstärkereinheit 10/? liefert

Bei der Verstärkereinheit 1OL mit dem Aufbau gemäß Fig. Il wird das vorgegebene Vorspannpotential Vs mit 1/2 des Stromversorgungspotentials Vc gewählt.

Wenn der im Schaltbild von Fig. 11 durch die gestrichelten Linien umrissene Abschnitt nach IC-Technologie gefertigt wird, lassen sich die folgenden Vorteile erzielen: Die Widerstände des integrierten Schaltungskreises können durch Diffusion hergestellt werden. Die Widerstandswerte solcher Diffusionswiderstände variieren im allgemeinen in einem Bereich von etwa 20%. Die relative Widerstandswertvariation auf ein und demselben Chip ist jedoch außerordentlich gering, d. h., sie beträgt gewöhnlich nur einige %. Wenn daher beispielsweise gilt R 12| = R 12₂, beträgt das Widerstandsverhältnis /?12|//?122 ungefähr 1. \u( ein und demselben Chip ist außerdem die Änderung bzw. Abweichung zwischen Transistoren desselben Leitfähigkeitstyps ebenfalls klein. Infolgedessen kann die Beziehung Vs= 1/2 Vc im wesentlichen unveränderlich bei einer großen Zahl von nach Massenfertigungsverfahren hergestellten IC-Chips eingehalten werden.

Die Basispotentiale der Transistoren Q 14i und Q 12| sind einander gleich. In diesem Zusammenhang ist zu bearhtc.i, daß beim Durchschalten dieser Transistoren die Potentiale am Punkt j und am Punkt a einander gleich sind. Wenn sic+i bei der Voraufladung des an die invertierende Eingangsklemme c angeschlossenen ersten Kondensators Cl das Potential an dieser Eingangsklemme c dem Potential Vs nähert, ist der Kollektorstrom des Transistors Q142 bzw. der Voraufladestrom /1 außerordentlich klein. Infolgedessen beträgt auch die Sättigungsspannung Vce(sat> zwischen Kollektor und Emitter des Transistors <?142 nahezu Null. Bei fortschreitender Voraufladung geht das Potential an der inverf'erenden Eingangsklemme c auf das Potential am Emitter j des Transistors Q14, bzw. das vorgegebene Vorspannpotential Vs über. Die

Potentialänderung an der invertierenden Eingangsklemme f zeigt zu diesem Zeitpunkt eine gleichmäßige Exponentialänderung. wie sie durch die Kurve b und nicht durch die Kurve c gemäß Fig. 4 angegeben ist. Die Wellenform für das Stromquellen-Ansprechvcrhalten an der Ausgangsklemme eentspricht daher nicht der Wellenform gemäß Kurve c. sondern der Wellenform gemäß Kurve eil. Der Zeitpunkt, zu welchem die Verstärkereinheit XQL in den Ruhezustand übergeht, d. h.. der Zeitpunkt, zu welcher sich die Kurve e asymptotisch dem Potential Ks annähen, liegt jedoch wesentlich vor dem Zeitpunkt im gemäß F i g. 4 und um den Zeitpunkt f„ herum.

I ig. 12 zeigt eint' Abwandlung eines Teils der Schaltung gemäß Fig. II. weither der Vorspannungseinheit 12 und der Voraufladungscinhcit 14 entspricht. Dabei sind die Basis-Elektroden der pnp-Transistoren Q 14: und Q I4r über die Anoden-Kathodenstrcckc der Glcichspannung-Pegelscheidediode /3 14 an den Verbindungspunkt /wischen dem zweiten Kondensator C2 und dem Widerstand R 26 angeschlossen. Der Grund für die Verwendung der Diode D 14 ist derselbe wie für die Diode D 14 in F i g. 5. Wenn nach dem Übergang der Verstärkereinheit 10 in den Ruhezustand eine Änderung des Stromquellenpotentials Vc einen Ladestromfluß /um /weilen Kondensator C2 zur Folge hat. dient die Diode D14 zur Verhinderung des Fließens des Voraufladestroms /1.

F ι g. I 3 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. I 1 oder 12. Ein Hauptmerkmal dieser Abwandlung liegt in der Anordnung einer Stromspiegelschaltung /wischen der Stromversorgungsschaltung 100 und der Vorspannungseinheit 12 mit der Voraufladungseinheit 14. Genauer gesagt: Die Stromversorgungsschaltung 100 ist an pnp-Transistoren Q 12₄ und Q 14« angeschlossen, die ihrerseits eine Stromspiegelschaltung bilden. Basis und Kollektor des Transistors Q 12< sind über den Widerstand R \2-, mit Basis und Kollektor des npn-Transistors Q \2: verbunden. Der F.mkter des Transistors 0 12 ist über den V/iderstand R \2₂ an Basis und Kollektor des npn-Transistors Q 12: angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q 12: ist mit Basis und Kollektor eines npn-Transistors Q 12i verbunden, dessen Emitter an Masse liegt.

Die Basis des Transistors Q 14s ist mit der Basis des Transistors Q 12₄ verbunden, während sein Kollektor an den Kollektor des npn-Transistors Q I4| angeschlossen j ist, dessen Basis wiederum mit der Basis des Transistors Q\2\ verbunden ist, während sein Emitter j an die Emitter von pnp-Transistoren Q 142 bzw. Q 14z angeschlossen ist. Die Basis-Elektroden der Transistoren Q142 und Q 147 sind über den zweiten Kondensator C2

ίο mit Masse und über den Widerstand R 26 mit dem Emitter a des Transistors Q\2[ verbunden. Die Voraufladeströme /I und /Ii werden von den Kollektoren der Transistoren Q I4_> bzw. Q 147 abgenommen.

Γι Wenn das Potential am Emitterpunkl ;/ des Transistors <?12i. nämlich das vorgegebene Vorspannpotential Vs. mit 1/2 Vcgewählt wird, muß R \2\ gleich R I2> gewählt werden. Die Summe 2 Vm der Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q I2i und Q \2\ wird

2» durch die Summe 2 Vm der Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q 12., und (?12i kompensiert. Der Kollektorstrom / 12 des Transistors Q 12₄ bestimmt sich durch

(2)

Hierbei wird aufgrund der Eigenschaft der Stromspiegelschaltung die Größe des Vorladestroms /I + /1>

in oder de.·» Kollektorstroms des Transistors Q 14* durch kl 12 bestimmt. Dabei bedeutet k eine Konstante, die sich durch ein Verhältnis (5I4/SI2) der Emitterfläche (S 14) des Transistors Q 14* zur Emilterfläche (S 12) des Transistors Q 12₄ bestimmt. Wenn der Strom / 12 nach

Γι Gleichung (2) berechnet wird, wird die maximale Größe des Voraufladestroms /1 + /1: automatisch festgelegt.

In den beiden Fällen von Fig. 12 und 13 sind die

Potentiale am Punkt ;; und am Punkt j jeweils gleich groß, solange der Voraufladestrom zugeführt wird.

4M Infolgedessen können die von der Schaltung nach f i g. 11 gebotenen Vorteile auf ähnliche Weise auch bei den Schaltungen gemäß Fig. 12 und 13 gewährleistet werden.

Hierzu H f3latl Zeichniiimen

Claims (27)

1. Patentansprüche:

   J, Vorspannungsschaltung für einen linearen Verstärker, mit einer Yerstärkereinheit mit invertierender und nicht invertierender Eingangsklemme, an die das Eingangssignal anlegbar ist, einer zwischen die Ausgangsklemme und die invertierende Eingangsklemme der Verstärkereinheit eingeschalteten Gegenkopplungswiderstand, einem vorzugsweise Ober einen Widerstand an die invertierende Eingangsklemme der Verstärkereinheit angeschalteten ersten Kondensator, dessen zweiter Anschluß mit einem Schaltungspunkt mit einem Wechselspannungspotential von Null verbunden ist, wobei der !5 erste Kondensator derart bemessen ist, daß im Hörfrequenzbereich der Gegenkopplungsfaktor für Gleichspannungen größer ist als der für Wechselspannungen und mit einer Vorspannungseinheit, um an die Verstärkereinheit ein vorgegebenes Vorspannpoter.üal solcher Größe anzulegen, daß das Wechselspanhungs-Ausgangssignal der Verstärkereinheit in bezug auf den Nullpege! symmetrisch angeordnet wird, gekennzeichnet durch einen zweiten einseitig an einen Schaltungspunkt mit einem Wechselspannungspotential von Null geschalteten Kondensator (C2), der sowohl mit der Vorspannungseinheit (12) als auch mit der nicht invertierenden Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) verbunden ist, und der durch die Vorspannungseinheit (12) von dem Augenblick an ladbar ist, an -,v-sichem eine Stromversorgungsschaltung (100) die Verstärkereinheit (10) mit Strom zu speisen beginnt, und durch ei.ie Voraufladungseinheit (14) zur Zuführ eines Voraufladestroms zum ersten Kondensator (Ci) nur .,ährend der Zeitspanne von der Einleitung der Stromzufuhr zur Verstärkereinheit (10) bis zu dem Zeitpunkt, an welchem die Verstärkereinheit durch das vorgegebene Vorspannpotential vorgespannt ist
2. 2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe des Voraufladestroms (H) so gewählt ist, daß während der Zeitspanne, während welcher die Voraufladungseinheit (14) den Voraufladestrom (71) zuführt, das Potential (c) an der invertierenden Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) sich schneller dem vorgegebenen Vorspannpotential (Vs) annähert als das Potential (d) an der nicht-invertierenden Eingangsklemme (Fig. 1,Fig. 4).
3. 3. Schaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Gegenkopplungseinheit (R 20, R 22) einen zwischen die Ausgangsklemme (e) und die invertierende Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) geschalteten ersten Impedanzkreis (C20, R 2O|, R 2O2), einen zwischen die invertierende Eingangsklemme der Verstärkereinheit (10) und den ersten Kondensator (Ci) geschalteten zweiten Impedanzkreis (R22\) und einen zwischen den Verbindungspunkt zwischen zweitem Impedanzkreis (R 22|) und erstem Kondensator (C 1) sowie die Ausgäfigsklemme (e) der Verstärkereinheil (10) eingeschalteten Auflagewidersland (R 22₂) aufweist, der zur Verkleinerung der Ladezeitkonstante des ersten Kondensators (Ci) unter dem Ausgangsklemmenpotential der Verstärkereinheit (10) dient (Fig. 7).
4. 4. Schaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch

   gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) einen Potentialteilerkreis mit mehreren in Reihe geschalteten Widerständen (R 12,, R 12_?) aufweist, welcher das Stromversorgungspotential (Vc) für die Verstärkereinheit (10) zur Mefeiyng des vorgegebenen Vorspannpotentials (Vs)dividiert (Fig,5,6 und Fig, 10-15),
5. 5. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsainheit (12) drei in Reihe geschattete Widerstände (R 12t. R 12j und R124) und einen Transistor (Q 12) aufweist, dessen Kollektor mit dem Verbindungspunkt zwischen dem anderen Ende des ersten Widerstands (Ri2\) und dem einen Ende des zweiten Widerstands (R 12J verbunden ist, während seine Basis am Verbindungspunkt zwischen dem anderen Ende des zweiten Widerstands (R 12j) und dem einen Ende des dritten Widerstands (R 12») liegt und sein Emitter mit dem anderen Ende des dritten Widerstands (R 12«) verbunden ist, und daß das Stromversorgungspotential (Vc) für die Verstärkereinheit (10) an das eine Ende des ersten Widerstands anlegbar ist und das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) vom Verbindungspunkt zwischen erstem und zweitem Widerstand abgenommen wird (F ig-7).
6. 6. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, i'aß die Vorspannungseinheit (12) eine Zener-Diode (ZD 12) aufweist deren vorgegebene Zener-Spannung das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) bestimmt (Fig. 3).
7. 7. Schaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) einen Diodenblock (D 12) mit einer Anzahl von pn-Übergängen aufweist, dessen Durchlaß-Vorspannungsabfall das vorgegebene Vorspannpotential fVs;bestimmt(Fig.8).
8. 8. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet daß die Vorspannungseinheit (12) eine Reihenschaltung mit einer Konstantstromquelle (YS 12) und einen Vorspannwiderstand (/? 12₂) aufweist wobei das vorgegebene Vorspannpotential (Vs^durch einen Spannungsabfall bestimmt wird, der über den Vorspannwiderstand (R I22) durch den von der Konstantstromquelle (IS12) gelieferten Strom eingeführt wird (F i g. 9).
9. 9. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) einen Voraufladetransistor (Q 14) aufweist, der am Emitter mit dene vorgegebenen Vorspannpotential (Vs) gespeist wird, an seinem Kollektor mit dem ersten Kondensator (Ci) verbunden ist und dessen Emitter-Basisstrecke einem Basisstrom entsprechend den zum zweiten Kondensator (C2) fließenden Ladestrom (12) fließen läßt, wobei der Voraufladetransistor (QH) den Voraufladestrom (H) nur dann dem ersten Kondensator (C 1) zuführt, wenn der Basisstrom fließt (Fig. 3).
10. 10. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit einen ersten Voraufladetransistor (Q 14|) eines ersten Leitfähigkeitstyps (npn), der am Kollektor mit dem Stromversorgungspotential (Vc) für die Verstärkereinheit (10) und an der Basis mit dem vorgegebenen Vorspannpotential (Vs) gespeist wird und einen zweiten Voraufladetransistor (Q 14ΐ) eines zweiten Leitfähigkeitstyps (pnp) aufweist der am Emitter mit dem Emitter des ersten Voraufladetransistors und

    am Kollektor mit dem ersten Kondensator /Cl) verbunden ist, und Φ*β die. Basis-Emitterstrecke des ersten Vorauflartetransistors sowie die Emjtter-Basisstrecke das zweiten VoraHfladetransistors einen Basisstrom entsprechend dem Ladestrom (12) s zum zweiten Kondensator (C2) fließen lassen, wobei die beiden Voraufladetransistoren (Q 14i, Q14?) den Voraufladestrom ('X) zum ersten Kondensator (Ci) nur dann zuführen, wenn der Basisstrom fließt (Fig,5), ίο

    JL Schaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) weiterhin «ine erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (Ό 14), die zwischen den Emitter des ersten Voraufladetransistors (J?14₍) und den Emitter des zweiten Voraufladetransistors (Q 142) eingeschaltet ist, und einen zwischen die Basis-Elektroden der beiden Voraufladetransistoren (Q 14i und Q142) eingeschalteten Nebenschlußwiderstand (R 26) aufweist, über welchen der Ladestrom /72) fließt, wobei die Größe einer vorgegebenen Schwellenwertspannung dann, wenn die beiden Voraufiadetransistoren (Q 14|, Q142) durch einen Spannungsabfa
11. ll Cber den Nebenschlußwiderstand durchgeschaltet sind, um eine Größe der von der ersten Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D 14) verschobenen Spannung (Vf)erhöht wird (F i g. 5).
12. 12. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D 14) eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode mit mindestens einem pn-übergang aufweist (F i g. 5).
13. 13. Schaltung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D 14) eine Zener-Diode umfaßt(F i g. 5).
14. 14. Schallung nach Anspruch 1 oder 2. dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) eine Vorauflade-Zenerdiode (ZD 14) aufweist, die zwischen die Stromversorgungsschaltung (100) für die Verstärkereinheit (10) und den ersten Kondensa- -»o tor (Cl) pingeschaltet ist und deren Zener-Spannung (Vz) oberhalb eines Potentialunterschieds (Ve— Vs)zwischen dem Potential f Vender Stromversorgungsschaltung (100) und dem vorgegebenen Vorspannpotential (Vs), aber unterhalb eines Potentialunterschieds (Ve— 0) zwischen dem Potential (Vc) der Stromversorgungsschti'tung und dem Potential des Schaltungspunktes mit dem Wechselspannungspotential um Null liegt (F i g. 6).
15. 15. Schaltung nach Anspruch 14. dadurch gekennzeichnet, daß die Vorcifladungseinheit (14) weiterhin einen mit der Vorauflade-Zenerdiode (ZD 14) in Reihe geschalteten Einstellwiderstand (R 14|) zur Einstellung der Ladegeschwindigkeit des ersten Kondensators(Cl)aufweist(Fig. 6).
16. 16. Schaltung nach Anspruch I oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) einen Anreichungstyp-Vorauflade-FET (Q 14ΐ) umfaßt, der an der Source-Elektrode an das Vorspannpotential (Vs) angeschlossen ist, an der Drain-Elek- w> trode mit dem ersten Kondensator (Ci) verbunden ist und über die Strecke zwischen Source-Elektrode und Gate-Elektrode mit einer Gate-Spannung entsprechend dem Ladestrom (12) zum zweiten Kondensator (Cl) beaufschlagbar ist, wobei der FET (Q 14^i den Voraufladestrom (/1) dem ersten Kondensator (Ci) nur dann zuführt, wenn die Gate-Spannung die ^chwellenwertspannung des FETs (Q I4j) öberstcgt (F i g, 7),
17. 17. Sohaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheii (I4.\ einen «men Voraunadetransistor (Q I*») Hnes ersten Leitföhigkeitstyps (npn), dessen Basis an das vorgegebene Vorspannpotential (Vs) angeschlossen ist und dessen Basis-Emitterstrecke einen Basisstrom entsprechend dem Ladestrom (12) zum zweiten Kondensator (C2) fließen laßt, einen zweiten Voraufladestransistor (Q 14s) eines zweiten Leitfähigkeitstyps (pnp), der an der Basis mit dem Kollektor des ersten Voraufladetransistors (Q 14»), am Emitter mit der Stromversorgungsscbaltung (100) und am Kollektor mit dem ersten Kondensator (C 1) verbunden ist, und eine zweite Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (ZD 14|) aufweist, die in Reihe in die Emitter-Kollektorstrecke des zweiten Voraufladetransistors (Q 14s) zwischen erstem Kondensator (C 1) und Stromversorgungsschaltung (100) eingeschaltet ist (F i g. 8,9).
18. 18. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet daß die zweite Ptgelschiebeeinheit (ZD M₁) eine Zener-Diode umfaßt (F i _s. 8,9).
19. 19. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Pegelschiebeeirheit (ZD 14ή einen Diodenblock mit einer Anzahl von pn-Üi/ergängen umfaßt (F i g. 8,9).
20. 20. Schaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Pegelschiebeeinheit (ZD 14i) einen Widerstand umfaßt.
21. 21. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkereinheit (10) mehrere getrennte Verstärker (10, 1O₁) umfaßt, daß die Gegenkopplungseinheit (R 20, Λ22) für jeden Verstärker vorgesehen ist, daß je ein erster Kondensator (Ci, CU) für jede Gegenkopplungseinheit vorgesehen ist und daß die Voraufladungseinheit (14) Voraufladeströme (Ii, /li) zu den betreffenden Kondensatoren (Cl, CIi) liefert (Fig. 10).
22. 22. Schaltung nach Anspruch I. oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) einen ersten, am einen Ende mit der Stromversorgungsschaltung (100) verbundenen Widerstand (R 12\), einen ersten Vorspanntransistor (Q 12|) eines ersten Leitfähigkeitstyps (npn), der an Basis und Kollektor mit dem anderen Ende des ersten Widerstands (R 12|) verbunden ist, und einen zweiten Widerstand (R 122) aufweist, der am einen Ende mit dem Emitter (a)des ersten Vorspanntransistors (Q12\), der an das vorgegebene Vorspannpotential ^Vy angeschlossen ist, und am anderen Ende mit dem Schaltungspunkt mit einem Wechselspannungspotential im Null verbunden ist und daß die Votaufladungseinheit (14) einen ersten Voraufladetransistor (Q 14i) eines ersten Leitfähigkeitstyps (npn), der am Kollektor mit der Stromversorgungsschaltung (100), an der Basis mit der Basis des ersten Vorspanntransistors (Q 12|) verbunden ist, und einen zweiten Voraufbdetransistor (Q M2) eines zweiten Leitfähigkeitstyps (pnp) aufweist, der am Emitter mit dem Emitter (j) des ersten Voraufladetransistors (Q 14i) und am Kollektor mit dem ersten Kondensator (Cl) verbunden ist, und daß die Basis-Emitterstrecke des ersten Voraufladetransistors sowie die Emitter-Basisstrec'-.e des zweiten Voraufladetransistors einen Basisstrom entsprechend de:n Ladestrom (12) zum zweiten Kondensator (CT) fließen

    kissen, wobei die beiden Transistoren (Q 14|. Q 14>) den ersten Voraufludestrom (I I) nur bei fließendem Basisstrom dem ersten Kondensator (Ci) zuführen und wobei das Potential am Emitter (j) des ersten Voraufladetransistors (Q I4i) bei fließendem ersten Voraufladestrom (I I) praktisch gleich dem vorgegebenen Vorspannpotential ("Vi^iSt(F ig. 11).
23. 23. Schaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) weiterhin mindestens einen dritten Voraufladetransistor (Q 14:) aufweist, der an Emitter und Basis mit Emitter und Basis des /weiten Voraufladetransistors (Q 14:) verbunden ist. wahrend sein Kollektor einen /weiten Voraufladestrom (I I?) mit praktisch derselben Größe wie derjenigen des ersten Voraufladestroms (I I) liefert, und daß der zweite Voraufladestrom (I I:) einem anderen ersten Kondensator (C I) /uführbar ist. der von dem mit dem ersten V ι if»i if \-tr\e*c I mm // W npcntnctpn prclon I^ r\nr\t*nt. Ί • ■'■' ..«~... ,· ·, _e~..,*.......... ....,.-..

    tor (C I) verschieden ist (F ig. 11).
24. 24. Schaltung nach Anspruch 22. dadurch gekennzeichnet, daß die Voraufladungseinheit (14) weiterhin eine /wischen die Basis des /weiten Vorauflade- !r.insistors (Q 14>) und den /weiten Kondensator (C2) eingeschaltete erste Gleichspannung-Pegelschiebccinheit (D 14) und einen Ncbenschlußwiderstand (R2f>) aufweist, der mit einem Verbindungspiiiikt /wischen der ersten Pegelschiebeeinheit (D 14) und dem zweiten Kondensator (C2) sowie ilem Emitter des ersten Vorspanntransistors (Q 12,) \ erblinden ist. wobei sich die Größe einer vorgegebenen .Schwellenwertspannung, wenn die beiden Voraufladestransistoren (Q 14t, Q I4>) durch einen Spannungsabfall über den Nebenschlußwiderstand (R 26) durchgeschaltet sind, um die Größe einer Sp.innung (V/) erhöht, die durch die erste Pegel-■-ehiebeeinheit (D 14) verschoben wurde (F ig. 12).
25. 25. Schaltung nach Anspruch 24. dadurch gekennzeichnet, daß die erste Gleichspanming-Pegelschiebeeinheit (D 14) eine in Durchlaßrichtung vorgespannte Diode mit mindestens einem pn-Übergang aufweist (Fig. 12).
26. 26. Schaltung nach Anspruch 24. dadurch gekenn-/"■ ih π et. daß die erste Gleichspannung-Pegelschiebeeinheit (D 14) eine Zener-Diode umfaßt.
27. 27. Schaltung nach Anspruch 22. dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungseinheit (12) weiterhin einen zweiten Vorspanntransistor (Q 12a) eines /weiten Leitfähigkeitstyps (pnp) aufweist, der am P-nitter mit der .Stromversorgungsschaltung (100) und an Basis und Kollektor mit dem einen Ende des ersten Widerstands (R 12i) verbunden ist. daß die Voraufladungseinheh (14) einen vierten Voraufladeirän.iisiui (Q I4e) eines zv»c;icn Lcitfäh:gkc:'.styps (pnp) aufweist, der mit seinem Emitter mit der Stromversorgungsschaitung (100). mit seiner Basis mn der Basis des zweiten Vorspanntransistors (Q 12j) und mit seinem Kollektor mit dem Kollektor des ersten Voraufladetransistors (Q\$\) verbunden ist und daß der vierte Voraufladetranjistor (Q 14?) zusammen mit dem zweiten Vorspanntransistor (Q 12j) eine Stromspiegelschaltung bildet, wodurch die Größe des ersten Voraufladestroms (11) durch den Koiiekiorstrom f/12) des zweiten Vorspanniransistors bestimmt wird (F i g. 13).

    2s. Scha'tung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Vorspanntransistor (Q \2j.) jnci der vierte Voreufladetransistor (Q 14*) auf demselben Halbleitersubstrat ausgebildet sind und daß das Größenverhältnis von Koiiekiorstrom (112) des zweiten Vorspanntransistors (Q 12«) und erstem Voraufladestrom (11) durch das Verhältnis zwischen der Emitterfläche des zweiten Vorspanntransistors (Q \2a) und der Emitterfläche des vierten Voraufladetransistors (Q 14«) bestimmt wird (Fi g. 13).