DE2919226A1 - Frequenzsyntheseanordnung - Google Patents

Description

N.V. Philips'-GIoGilampenfabrieten, Eindhoyen

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Frequenzsyntheseaiiordnung.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Frequenzsynthe seanordnung, mit einer phasenverriegelten Schleife mit nacheinander mindestens einem s pannungsgesteuerten Oszillator (VCO), einem ersten Teiler mit einer einstellbaren Teilungszahl η oder η + 1, wobei η eine ganze Zahl ist, einem zweiten Teiler, dessen Teilungszahl eine programmierbare ganze Zahl M ist, einem Phasenvergleicher und einem Tiefpassfilter, wobei das Ausgangssignal des genannten zweiten Teilers und ein Bezugssignal mit der Frequenz F dem genannten Phasenvergleicher zugeführt werden zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das über das Tiefpassfilter als Regelspannung dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird, welche Frequenzsyntheseanordnung weiterhin eine erste digitale Schleife mit einem ersten Impulszähler enthält, der die Eingangsimpulse des genannten zweiten Teilers zählt und der durch jeden Ausgangsimpuls dieses zweiten Teilers in die Ausgangslage zurückgestellt wird, und mit einer ersten Vergleichsanordnung, der die Zählstellung des genannten ersten Zählers und ein mit Hilfe einer ersten Einstellanordnung einstellbarer digitaler Zahlwert u zugeführt werden zur Erzeugung eines Steuersignals zum derartigen Steuern des genannten ersten Teilers, dass die Grosse der Frequenzschritte der Bezugsfrequenz F entspricht, sowie eine zweite digitale Schleife mit einem zweiten

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Impulszähler, der die Ausgangsimpulse des genannten zweiten Teilers zählt und mit einer zweiten Vergleichsanordnung, der die Zählstellung des genannten zweiten Impulszählers und ein mit Hilfe einer zweiten Einstellanordnung einstellbarer digitaler Zahlwert zugeführt werden zum Erzeugen eines Steuersignals zum derartigen -Steuern des genannten ersten Teilers, dass die Grosse der Frequenz schritte dem Wert 25 entspricht, wobei £ kleiner ist als F und zwar derart, dass F ein Vielfaches von 25 ist, dies zum Erhalten einer Teilung in fraktionellen Schritten.

Frequenzsynthesenanordnungen dieser Art werden in der Praxis zum Erzeugen einer in elementaren Frequenzschritten einstellbaren Oszillatorfrequenz verwendet, deren Genauigkeit durch eine Bezugsfrequenz gegeben wird, die vorzugsweise einem kristallstabilisierten Oszillator entnommen.wird. Untenstehend bezeichnet das Bezugszeichen f den Frequenzwert des elementaren Schrittes, d.h., den kleinsten Frequenzschritt, der in unterschiedlichen nachstehend betrachteten Syntheseanordnungen erhalten werden kann.

Eine Frequenzsyntheseanordnung besteht im Grunde aus einer phasenverriegelten Schleife, die mit einem festen programmierbaren Teiler zwischen dem Oszillator und dem Phasenvergleicher versehen ist (Teiler mitnder Teilungszahl N). Der elementare Schritt ist in diesem Fall gleich der Bezugsfrequenz F (f = F). In einer derartigen Syntheseanordnung wird die natürliche Grenzfrequenz F . . der Schleife (beim Fehlen des Tiefpassfilters) durch die untenstehende Formel gegeben;

Κφ Κ G
F *M)

cb N - I

mit:

K [ß : Neigung des Phasenvergleichers in Volt/Rad.

K : Neigung des Oszillators in MHz/Volt.

G : Verstärkungsfaktor des Tiefpassfilters.

N : Gesamtteilverhältnis zwischen dem Ausgang des

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Oszillators und dem Eingang des Phasenvergleichers (für alle in der betreffenden Beschreibung betrachteten Syntheseanordnungen).

In einer derartigen Syntheseanordnung kann

g die Oszillatorausgangsfrequenz um einen einzigen Elementare chritt erhöht oder verringert werden und zwar auf einfache Weise dadurch, dass der auf den programmierbaren Teiler eingestellte Wert um eins erhöht bzw. verringert wird. Mit einer Syntheseanordnung dieser Art to können beispielsweise Frequenzen von 200 bis hOO MHz erzeugt werden in Schritten von je 100 kHz und zwar durch einen programmierbaren Teiler, der zwischen 2000 und 4000 programmiert' werden kann. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers muss nach Integration keine unit erwünschten Störanteile enthalten, die auf underwünschte Weise auf die Schleife einwirken. Dazu muss das Tiefpassfilter derart bemessen sein, dass Streusignale, die die erzeugte Frequenz begleiten, derart abgeschwächt werden, ■ dass sie niedriger sind als der Eigen Rauschwert des Oszillators. Insbesondere musss die nachfolgende Be-Biehung erfüllt werdent

Andererseits muss zum Erhalten eines ausreichend schnellen Ansprechens der Schleife die Grenzfrequenz des Tiefpassfilter F _ nicht zu niedrig sein} *Uf jeden Fall muss diese grosser sein ale die natürliche Grenefrequenz der Schleife beim Fehlen des FiI-. ters F . , damit eine gute Schleifenstabilität beibehalten wird. Die bachfolgende Beziehung muse daher berücksichtigt werdenι . .

^rcb<*cf , ' (3)

Wenn man die Beziehungen (2) und (3) kombiniert, erhält main die Beziehung!

^Pcb^<Fcf. ^F . (*)

Das Tiefpassfilter soll daher eine'Grenzfrequenz

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F „ aufweisen, die der obengenannten Beziehung (k) er-

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füllt. Die Frenzfrequenz des Filters soll ausserdem möglichst hoch sein um zu erreichen, dass der Haltebereich der Regelschleife ausreichend gross ist. Im dem Fall des obengenannten digitalen Beispiels, also

F „ = 2 kHz. Wenn man die Anzahl elementarer Schritte ei

dadurch zu erhöhen wünscht, dass die Schrittgrösse möglichst klein gemacht wird, ist es bei diesert Art von Syntheseanordnung notwendig, proportional den Wert F der Bezugsfrequenz zu verringern und proportional die Anzahl auf den Teiler einzustellender Schritte zu erhöhen. Wenn man beispielsweise eine Syntheseanordnung dieser Art zum Erzeugen von Frequenzen von 200 bis 400 MHz in Schritten von je 50 kHz wünscht, muss der feste Teiler zwischen 4000 und 8000 programmierbar sein und die Bezugsfrequenz muss dem Wert 50 kHz entsprechen. Die Beschränkung diesert Art der Verringerung der Grosse der Elementarschritte entsteht aus der Tatsache, dass die Grenzfrequenzen F _ und F . selbstverständlich ebenfalls kleiner sein sollen, was die obengenannten Nachteile mit sich bringt. Auf Grund der obenstehend erwähnten Formeln (1) und (k) ist es ersichtlich, dass in dem zweiten obenstehend gewählten digitalen Beispiel die Grenzfrequenz des Filters um die Hälfte niedriger , sein muss, d.h., etwa gleich 1 KHz.

Die bekannte Technik des fraktionellen Prinzips ermögliche es jedoch, die obenetehend erwähnten Nachteile zu verringern und zwar dadurch, dass eine digitale Schleife zugefügt wird, die automatisch entsprechend einem vorbestimmten Rhythmus auf das Programmieren des Teilers und auf die Anzahl Eingangsimpulse dieses Teilers einwirkt, so dass der Elementarachritt mit der Frequenz f gleich einem Bruchteil der Bezugsfrequenz F ist. Im Gegensatz zu dem obengenannten Fall verursacht jj dies ein· geringe Änderung des Zeitintervall* zwischen den Auegangeimpuleen des programmierbaren Teilers, welche Änderung als Störung am Ausgang des Phasenvergleichsrs zurückgefunden wird, aber das Resultat des Vorganges ist,

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dass man für vergleichbare Ausgangsleistungen einen Teiler erhält, der mit einer geringeren Anzahl einstellbarer Schritte programmierbar ist und ein Schleifenfilter mit einer Höheren Grenzfrequenz, was zu einer besseren

§ Schleifenrespons und folglich zu einer schnelleren Regelung führt.

Eine derartige Syntheseanordnung ist beispielsweise aus der französischen Patentachrift Nr. 1. 55^.495 bekannt. Mit einer Syntheseanordnung dieser Art ist es beispielsweise möglich, mit Hilfe eines zwischen 200. und 400 MHz einstellbaren Oszillators Frequenzen zu erhalten, die mit Schritten von 100 kHz variieren und zwar durch einen Teiler, dessen Teilungszahl zwischen 200 und 400 programmiert werden kann, und durch eine Bezugsfrequenz von 1 MHz und ein Filter mit einer Grenz— frequenz von etwa 200 kHz, ein Resultat, das um einen Faktor 10 besser ist als in dem obenstehend betrachteten Fall. Es wird vorausgesetzt, dass N¹ die gewünschte Anzahl Megahertz ist, dass N¹ gleich dem auf den Teiler eingestellten ¥ert N ist und dass k die ganze Anzahl

Elementarschritte von 100 KHz ist (k^9)_f die verlangt wird. Die zweite digitale Schleife wirkt dann derart auf die Einstellung des Teilers, dass von allen 10 Teilzyklen, d.h. nach etwa 10 /us, der Teiler k-mal .25 durch N + 1 und 10 - k-mal durch N geteilt hat, was eine Frequenz bedeutet:

k (N + 1) + (10 - k)N _ΛΤ k _Mw /_κλ

~10 ^ = NtJ₀-MHz (5)

Der Rhytmus des Ausgangsimpulses des Teilers entspricht dem ¥ert 1/1ON + k, was ein Streusignal mit einer Frequenz von 100 kHz am Ausgang des Phasenver^ gleichers bedeutet, welche Streufrequenz über der Grenzfrequenz des Filters liegt, während der Energiepegel dieses Streusignals klein genug ist um von dem Filter leicht rückgängig gemacht zu werden. Dieses Filter soll also eine Grenzfrequenz F _ haben, die der nachfolgenden

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Beziehung entspricht:

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und auch dadurch, dass die Beziehungen (3) und (6) kombiniert werden, der nachfolgenden Beziehungen entspricht t

Venn man einen Elementarschritt von 25 kHz statt 100 kHz zu erhalten wünscht nach der Technik des fraktionellen Prinzips reicht es, in die digitale Schleife einen Modulo-^O-Zähler aufzunehmen statt eines Modulo-10-Zählers. Die Grenzfrequenz des Filters müsste dann wesentlich verringert werden bis unter 25 kHz, damit die parasitären 25 Hertz-Signalkomponente ausreichend unterdrückt werden kann, wie dies aus der Formel (7) hervorgeht.

Eine Anordnung, wie diese obenstehend beschrie ben worden ist, eignet sich für Frequenzsynthese, Wenn man eine derartige Anordnung als Phasen- oder Frequenzmodulator zu benutzen wünscht, und zwar dadurch, dass beispielsweise die Bezugsfrequenz im Rhythmus der Modulation geändert wird, stellt es sich heraus, dass der maximal zulässige Rhythmus dieser Modulation auf niedrige Werte beschränkt ist. Unter der Voraussetzung, dass die Anordnung mit beispielsweise einem Elementarschritt von 25 kHz arbeitet, stellt es sich heraus, dass die infolge der Modulation auftretende Phasenabweichung nur innerhalb der zulässigen Grenzen gehalten werden kann, wenn nur die Eigenfrequenz dieser Modulation den Wert von etwa F _b/3, also beispielsweise 5 Bits/Sekunde nicht überschreitet. Die Erfindung der eingangs beschriebenen Art hat nun zur Aufgabe, eine Syntheseanordnung zu schaffen, die unter Beibehaltung der damit verbundenen Vorteile, wie einen kleinen Elementarschritt und einen grossen Frequenzbereich, mit.einem Schleifenfilter ausgebildet werden kann, dessen Grenzfrequenz F „ wesentlich

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höher ist und folglich auch die natürliche Grenzfrequenz F .. der Schleife, wodurch u.a. ein wesentlich höherer Modulationsrhythmus möglich wird.

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Nach der Erfindung ist eine derartige Anordnung dazu mit einer dritten digitalen Schleife versehen «um Erzeugen von Frequenzschritten mit einer Grosse gleich V_-, wobei v, kleiner ist als F und zvar derart,

S daee F ein Vielfaches von V_- ist, welche dritte Schleife einen dritten Impulszähler (Modulo F/y), der die Ausgangeimpulse des genannten zweiten Zählers zählt, und eine dritte Vergleichsanordnung umfasst, die die Zähl-βteilung a des genannten dritten Zählers mit einem mit Hilfe einer dritten Einstellanordnung einstellbaren digitalen Zahlwert r vergleicht' zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das den Zahlwert u in der genannten ersten Einstellanordnung jeweils um eine Einheit erhöht für jede Zählstellung a, die kleiner ist als oder gleich dem Zahlwert r.

Die erfindungsgemässen Massnahmen beruhen auf der Erkenntnis, dass der Energiepegel der in dem Ausgangs signal des Phasenvergleichers vorhandenen parasitären Signaikomponente mit der Frequenz gleich dem EIete sientarschritt f wesentlich verringert werden kann und Sogar niedriger sein kann als der Eigenrauschwert des Oscillators, wenn nicht mit nur einem einzigen sondern »it zwei verschieden grossen Frequenzschritten gearbeitet wird» wobei der Frequenzwert jedes dieser Frequenz- «ohritte notwendigerweise eine Allquote der Bezugsfrequenz I* Itt find wobei der Unterschied, der um mehrere Male kleiner let als die Frequenz jedes dieser beiden Fre- ^uenzschritte, dem elementaren Frequenz achritt f oder·. •ine* Vielfachen Von f entspricht.

it Bine' genaue Untersuchung hat geneigt, da··

b·! Ativendung der erfindungsgeinässen Masenahmen in dem Ausgangssignal de· Phasenvergleichers, insofern dieser ausreichend linear ist« nur parasitäre Signalkomponenten ¥frhatulen sind bei den Frequenzen der beiden Frequenr-

H «anritte, dass Jedoch keine βinsige parasitäre SigttalfcMRtootlsnte bsi der Frequenz des elementaren Schrittes ff #d»r einem Vielfachen desselben vorhanden ist* _ .... Di· VerweßÄutof ein·· Sohleifenfliters kann :

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daher im Grunde fortgelassen werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und verden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Figur 1 ein Blockschaltbild einer Syntheseanordnung, die nach der bekannten Technik des fraktionellen Prinzips arbeitet,

Figur 2 ein Blockschaltbild einer möglichen Ausftlhrungsform der erfindungsgemässen Syntheseanordnung,

Figur 3a, 3*>f 3c Frequenz Spektren, Figur 4 ein Zeitdiagramm, dass die Verteilung der Impulse zur Steuerung der Teilungszahleinstellung η + 1 in dem ersten Teiler, dessen Teilungszahl auf den Wert η oder η + 1 einstellbar ist, erläutert,

Figur 5 ein vereinfachtes Blockschaltbild

.einer bevorzugten A.u s fuhr ungs form der Fre quenz synthese anordnung nach der Erfindung.

Die in Figur 1 dargestellte bekannte Syntheseanordnung ist mit einer phasenverriegelten Hauptechleife versehen mit nacheinander einem spannungsgesteuerten Oszillator 1, einem ersten Teiler 2 mit einer einstellbaren Teilungszahl η oder η + 1 (η = ganze Zahl), einem programmierbaren zweiten Teiler 3ι einem Phasenvergleicher 4 und einem Schleifenfilter 5. Der Oszillator

1 symbolisiert mehrere VCOs (epannungsgesteuerter Oszillator) , deren Frequenzbereiche einander teilweise überlappen. Um beispielsweise den Bereiche von 225 bis 4θΟ MHz zu bestreichen besteht der Oszillator 1 aus drei 3Q VCOs₁ die je 60 MHz bestreichen, wobei das Umschalten von einem VCO auf den anderen automatisch erfolgt durch beispielsweise die Mittel, die zum Einstellen einer bestimmten gewünschten Frequenz betätigt werden« Der erste Teiler 2 mit der einstellbaren Teilungszahl η 3g oder η + 1 teilt durch η beim Fehlen eines Steuerimpulses an einem Eingang 25 und teilt durch η + 1 beim Vorhandensein eines Steuerimpulses am Eingang 25* Der programmierbare (zweite) Teiler 3 teilt die Anzahl Aus-

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gangsimpulse des ersten Teiler« durch die ganze Teilungszahl M (wobei M beispielsweise zwischen 22 und 39 liegt). Die Teilungszahl M wird definiert beispielsweise ausgehend von dem Binärwert jeder der Dezimalziffern, die in dem Teiler 3 mit Hilfe von Zwei-Stellungenschaltern

6 eingestellt werden. Der Phasenvergleicher 4 vergleicht den Phasenunterschied zwischen dem Signal am Ausgang 6 des programmierbaren Teilers 3 und einem Bezugssignal, das der Phasenvergleicher an einem zweiten Eingang 8 erhält. Dieses Bezugssignal mit der Frequenz F wird beispielsweise einem Quarzoszillator 9 entnommen nach Teilung durch eine ganze Zahl P in einem Teiler 10. Der von dem Vergleicher 4 detektierte Phasenunterschied zeigt sich an dem Ausgang des letzteren, wenn die Schleife durch ein logisches Signal veränderlicher Breite phasenverriegelt ist, welches Signal nach Integration eine Gleichspannung verursacht, deren Amplitude dem genannten Phasenunterschied proportional ist. Das Filter 5, das die Hauptschleife schliesst, ist ein Tiefpassfilter, dessen Funktion aus dem Eliminieren der in dem Ausgangssignal des Phasenvergleich^rs vorhandenen parasitären Signale besteht, die einerseits durch den Phasenvergleicher und andererseits durch die Anwendung der Technik des fraktionellen Prinzips verursacht werden.

Die in Figur 1 dargestellte Anordnung ist weiterhin mit einer Frequenzsuchschleife versehen. Diese Suchschleife liegt zwischen dem Ausgang des Quarzoszillators 9 und einem zweiten Eingang des Oszillators 1 und enthält nacheinander einen Frequenzdxskriminator 11, einen Zähler 12 und einen Analog-Digital-Wandler 13. Der Frequenzdxskriminator 11 vergleicht die Ausgangsfrequenz des Oszillators 9 mit der Ausgangsfrequenz des programmierbaren Teilers 3» wobei diese Frequenzen sich wie P : 1 verhalten müssen (P = Teilungszahl des festen Teilers 1O) wenn Phasenverriegelung der Hauptschleife erreicht ist. Solange dieses Frequenzverhältnis nicht mit einer bestimmten Genauigkeit, die einer vorbestimmten Frequenzquelle entspricht, erreicht worden ist, lässt der

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Diskriminator 11 den Zähler um eine Einheit weitergehen, was am Ausgang des ¥andlers 13 eine Zunahme der Ausgangsspannung mit einem bestimmten festen Spannungswert verursacht. Die Ausgangsspannung des Wandlers 13 steuert schrittweise den Oszillator 1, wobei die sich daraus ergebende diskrete Zunahme der Oszillatorausgangsfrequenz von dem Wert des kalibrierten Spannungsschrittes und von der Neigung K der Regelspannung gegenüber der Frequenzkennlinie des Oszillators abhängig ist. Es kann folglich derart Verfahren werden, dass jeweils, wenn der Inhalt des Zählers 12 um eine Einheit zunimmt, die Frequenz des Oszillators 1 um einen Frequenzschritt PF, beispielsweise 2 MHz, zunimmt. Die Suchschleife arbeitet zyklisch sequentielle, wobei der Zähler 12 zu sich selbst zurückgeführt ist, was es am Ende jedes Zählzyklus ermöglicht, die drei Oszillatoren, zyklisch abzutasten, bis der Frequenzbereich mit der für die Phasenverriegelung geeigneten Breite Ρ3Γ erreicht ist, wonach die Phasenverriegelung stattfindet und die Suchschleife ebenso wie die Hauptschleife sich stabilisieren, während der Zähler-12 während der ganzen Phasenverriegelungsdauer einen unveränderlichen Inhalt hat, Ausserdem wird zwischen dem Ausgang des Diskriminators 11 und einem dritten Eingang des Phasenvergleichers h eine monostabile Flip-Flop-Schaltung ~\k vorgehen, die durch jeden Ausgangsimpuls des Diskriminators 11 gesteuert wird. Ein zweiter Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 14 ist mit einem dritten Eingang des Diskriminators 11 verbunden. Die Funktion dieser Flip-Flop-Schaltung 14 besteht aus dem bei jedem Frequenzschritt PF nacheinander Einschalten der Suchschleife, danach der Hauptschleife durch eine zusätzliche verzögernde Wirkung auf den Phasenvergleicher h und auf den Diskriminator 11, bis die Phasenverriegelung erreicht ist, dies um das Risiko einer Interferenz auf die Steuerung des Oszillators zu vermeiden, was durch das gleichzeitige Arbeiten der beiden Schleifen auftreten würde.

Die bekannte Syntheseanordnung nach Figur I

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bildet eine besondere Ausftihrungsform der Technik des fraktionellen Teilprinzips, wobei der zwischen dem Oszillator 1 und dem Phasenvergleicher U vorhandene Frequenzteiler in zwei Teile aufgeteilt ist und zwar den ersten Teiler 2 mit der Teilungszahl einstellbar auf den Wert η oder η + 1 und den zweiten programmierbaren T_eiler 3· Das automatische Andern des Gesamtteilungsverhältnisses N erfolgt nur durch Einwirkung auf den ersten Teiler 2, ¥enn man beispielsweise eine Einstellung mit Dezimalzählung benutzt, werden die Hunderter und die Zehner in dem zweiten Zähler 3 mit Hilfe der Schalter 6 eingestellt. Die Einer werden dann mit Hilfe

. dee ersten Teilers 2, der in diesem Fall ein Moduloio/i1-Zähler ist, gebildet. Unter Einer soll in diesem Zusammenhang verstanden werden ein Frequenzschritt am -Auegang des Oszillators 1 gleich der Bezugsfrequenz F, d.h., beispielsweise 100 kHz bei einer Bezugsfrequenz ■von 100 kHz oder vorzugsweise 1 MHz bei einer Bezugsfrequenz von 1 MHz. Untenstehend wird man die Periode

to .Ι/Γ des Signals bei der Bezugsfrequenz als "Zyklua" ■bezeichnen, beispielsweise 1/ue bei einer Bezugsfrequenz von 1 MHz* Das Bilden der Einer erfolgt mit Hilfe einer Bersten digitalen Schleife, die zwischen dem Ausgang des ersten Teilers 2 und einem zweiten Eingang 25 dieses Teuere liegt und welche Schleife litt« Kaskadenschaltung eines ersten Zählers 16, eines •reten Vergleichere 17, eines Summenerzeugers 18 und •Ines ersten Synchronieationselementes 19 enthält, wobei ein Leiter 32 die Elemente 17 und 18 verbindet. Der

H CIhIer 16 hat eine Kapazität gleich, oder grosser ale IHr eine Syntheeeanordnung, die auf Dezimalbasie arbeitet* In dem Fall, wo die Kapazität des Zählers 16 grtileer let ale 9, stellt eine Rückkopplung* die durch den Leiter 15 eymbolieoh dargestellt ist, dieeen Zähler

H. ftutoMatlech in die Aus gange zähllage zurück, sobald der lihler den Wert 9 erreicht hat, in welcher Lage er dann gegperrt wird. Der Zähler 16 bleibt In dieser Ausgange« J bie er an einen ereten Eingang einen NullrÜek-

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Stellimpuls erhält, der von dem Ausgang des zweiten Teilers 3 herrührt. Dieser Rückstellimpuls ist auf geeignete Weise gebildet und wird durch ein zweites Synchronisationselement 20 synchronisiert, das ebenfalls zum Nullrückstellen des programmierbaren Teilers 3 dient. Dazu erhält das Element 20 an einem zweiten Steuereingang über den Leiter 33 die Ausgangsimpulse des ersten Teilers 2 auf eine derartige ¥eise, dass die Vorderflanke jedes der Ausgangsimpulse des zweiten Teilers 3 mit einer Vorderflanke der Ausgangsimpulse des zweiten Teilers 2 zusammenfällt, der auf diese Weise zugleich als Taktimpulsgenerator für die Syntheseanordnung wirksam ist. Der genannte Nullrückstellimpuls leitet die Zählperiode bis 9 in dem Zähler 16 ein und so weiter. Der Zähler 16 ist mit dem Vergleicher I7 durch die Schalter 21, beispielsweise mit zwei Schaltstellungen, wie die Schalter 6, die automatisch im Binärwert die Zahl ν einstellen, verbundeiij welche Zahl für den Zählerinhalt in dem Zähler 16 repräsentativ ist. Diese Zahl v, die zwischen O und 9 variiert, mnimmt bei jedem Impuls, den der Zähler 16 über den Leiter 22, der den Ausgang des ersten Teilers mit dem ersten Eingang des Zählers 16 verbindet, erhält, um eins zu.

Andererseits wird dem Vergleicher 17 eine handeinstellbare Zahl ti zugeführt, die entsprechend der zu erzeugenden Frequenz gewünscht ist und die mit Hilfe der Schalter 23» die den Schaltern 6 entsprechen, eingestellt wird. Bei jedem Wert von ν kleiner oder gleich u, liefert der Vergleicher 17 einen Impuls oder, vorzugsweise, einen hohen Gleichspannungspegel zum zweiten Eingang des ersten Teilers 2 über den Summenerzeuger 18 und das erste Synchronisationselement 19· Das erste Synchronisationselement 19 dient dabei zum zu dem richtigen Zeitpunkt dem ersten Teiler 2 Zuführen jedes Steuerimpulses, d.h. zu einem Zeitpunkt unmittelbar nach dem Erscheinen eines Ausgangsimpulses des ersten Teilers 2. Dazu ist der Ausgang dieses Teilers über einen Leiter 2k mit einem zweiten Eingang des Synchronisationselementee 19 verbunden, dessen Ausgang über den Leiter 25 mit

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dem Steuereingang des ersten Teilers 2 verbunden ist. Mit anderen Worten, wenn während einer Periode, mit der Teilungszahl η oder η + 1 des Teilers 2 von dem Vergleicher 17 kein einziger Steuerimpuls empfangen ist, wird die nachfolgende Teilungsperiode der Erscheinungsdauer von η (1O) Oszillatorausgangsimpulsen entsprechen. Wenn ein derartiger Steuerimpuls zu jedem beliebigen Zeitpunkt während dieser Periode erhalten wird, bleibt dieser in einem Register in dem Synchronisationselement 19 gespeichert und wird erst nach der genannten Periode zu dem Steuereingang dieses Teilers 2 übertragen und zwar sobald das Synchronisationselement 19 einen Ausgangsimpuls des Teilers 2 erhält, dessen Erscheinen mit dem Ende einer Teilungsperiode mit der Teilungszahl 10 zusammenfällt. Bei Empfang des Steuerimpulses wird der Teiler 2 bei der Teilungszahl η + 1 (-11). umgeschaltet. .

Die in Figur 1 dargestellte Anordnung ist weiterhin mit einer zweiten digitalen Schleife versehen. Diese zweite digitale Schleife liegt zwischen dem Ausgang 7 des zweiten Teilers 3 und dem Steuereingang des ersten Teilers 2 (Leiter 25) und enthält eine Kaskadenschaltung des zweiten Synchronisationselementes 20, eines zweiten Zählers 26, eines zweiten Vergleichers 27» des Summenerzeugers 18 und des ersten Synchronisationselementes 19, wobei die betreffenden Ausgänge der Vergleicher 17 und 27 mit den entsprechenden Eingängen des Summenerzeugers 18 verbunden sind, Der Zähler 26 ist ein Modulo-Q-Zähler, beispielsweise ein Modulo-10- oder Modulo-40-Zähler. Dieser Zähler ist durch die Schalter 28 auf dieselbe Art und Weise mit dem Vergleicher 27 verbunden, wie der Zähler 16 mit dem Vergleicher 17 verbunden ist. Der Vergleicher 27 vergleicht den Zählerinhalt des Zählers 26 mit einem handeinstell-

3E baren Binärzahlwert w, der über die Schalter 29 den anderen Eingängen des Vergleichers 27 zugeführt wird. Der Unterschied in der Wirkungsweise des Zählers 16 und des Zählers 26 besteht darin, dass der Inhalt des Zählers

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mit einer Geschwindigkeit, die M -mal kleiner ist als die Geschwindigkeit, mit der der Inhalt des Zählers 16 zunimmt, zunimmt. Im Gegensatz zu der diskontinuierlichen Wirkung des Zählers 16, funktioniert der Zähler 26 kontinuierlich, weil der Zähler 2.6 beim Erreichen der maximalen Zählstellung automatisch auf die Nullstellung rückstellt. Unter der Voraussetzung, dass die Bezugsfrequenz F gleich 1 /us ist, führt der obengenannte Unterschied in der Wirkungsweise dazu, dass während des ersten Teiles jedes Zyklus von 1 /us u aufeinanderfolgende Impulse mit der Wiederholungsfrequenz M MHz am Ausgang des Vergleichers 17 erscheinen oder vorzugsweise ein Gleichspannungssignal mit derselben Dauer wie diese Reihe von Impulsen, während der Vergleicher 27 je Zyklus von 1 /us nur einen Ausgangsimpuls liefert und dies während w

Zyklen. Die Wiederholungsfrequenz dieser Ausgangsimpulse beträgt 1 MHz, wobei diese Reihe von Impulsen oder vorzugsweise dieses Gleichspannungssignal sich nach einer Anzahl Zyklen wiederholt, welche Anzahl dem Wert Q des Modulo-Q-Zählers 26 entspricht. Wenn beispielsweise der Zähler 26 ein Modulo-10-Zähler ist und wenn w gleich 7 ist, treten am Ausgangsleiter 31 des Vergleichers 27
Reihen von 7 Impulsen auf mit der Periode 1 /us, wobei
die Dauer jeder Reihe 7/us entspricht. Wenn z.B. u gleich 5 ist und noch immer unter der Voraussetzung, dass die Frequenz gleich 1 MHz ist, treten am Ausgangsleiter 32 des Vergleichers 17 Reihen von 5 Impulsen mit einer
Periode von 1 ms auf, wobei die Dauer jeder Reihe dem Wert S/M /us entspricht.

Für eine Reihe von Impulsen am Leiter 32 erscheint also entweder nur ein Impuls oder Null Impulse am Leiter 3I· Der Summenerzeuger 18 registriert alle
Impulse, die er über die Leiter 3I und 32 erhält. Insbesondere werden alle Impulse, die während der Dauer
eines Zyklus empfangen werden, in einzelnen Registern
gespeichert. Die Dauer des Zyklus ist durch die über
den Leiter 30 zugeführten Impulse bestimmt, welcher
Leiter 30 den Ausgang des zweiten Synchronisationsele-

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mentes 20 mit einem dritten Eingang des Summenerzeugers 18 verbindet. Am Ende jedes Zyklus wird der gegebenenfalls über den Leiter 31 zugeftihrte Impuls in einem Speicher im Summenerzeuger 18 gespeichert, danach prioritätsgemäss zum ersten Synchronisationselement I9 tibertragen und zwar zu dem Zeitpunkt t , danach, nach einer zuvor festgelegten Verzögerung *£* , die höchstens einer Periode der Impulse entspricht, die am Leiter 22 erscheinen, also zu dem Zeitpunkt t_Q + .-^Γ» ^ν^^Γ<1 die Reihe von Impulsen, die von dem Leiter 32 herrührt und in dem Summenerzeuger 18 gespeichert ist, ihrerseits mit demselben Rhythmus übertragen, mit dem auch diese Impulse über den Leiter 32 dem Summenerzeuger zugeführt worden sind. Die Frequenz die von der Syntheseanordnung nach Figur 1 erzeugt wird, entspricht der nachstehenden Formel:

w(N + υ + 1) + (Q - w) (N + u) " ,τ . .w -J ^l-^{s L} - N + u + ^

nach der bekannten Formel des fraktionellen Teilprinzips, wobei die Frequenz des Elementarschrittes gleich 1/Q-mal der Frequenz der Bezugsfrequenz F ist, also F/Q = 55 (in dem Falle nach Figur 1, jz = f). Die Steuerimpulse zum Steuern der Te.ilung mit der Teilungszahl η + 1 in dem ersten'Teiler 2, welche Impulse von dem Vergleicher 27 herrühren und zum Bilden der Elementarschritte dienen, die Q mal kleiner Bind als die Einheit. Diese Steuerimpulse führen durch ihr unregelmässiges Erscheinen eine parasitäre Modulation A F¹ ein mit einer Frequenz gleich der dee Elementarschrittee, also F/Q. Die unerwünschte Frequenz, die im Ausgangssignal des Phasenvergleichers vorhanden ist, muss durch das Filter 5 unterdrückt werden* Das Filter 5 soll dazu eine Grenzfrequenz aufweisen, die wesentlich niedriger ist als F/Q. Andererseite muss die Bedingung F. < F_ (Beziehung (3) oben) bertick-

SB aichtigt werden.

Unter der Voraussetzung, dass» Γ β 1 MHz . .

X tf * 1 Volt/Rad. . „„..._

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<io

K₀ = β MHz/voit 2919228

G = 1

und dass Frequenzen zwischen 200 und 400 MHz erzeugt werden müssen (wobei N zwischen. 200 und 400 ändert), Ist dann nach der Formel (1):

K ψ K G
cb N

bei einem mittleren Teilungsverhältnis von 300 führt dies zu:

F . = 20 kHz
cb

vobei diese Daten einer Positionierung des Oszillators 1 auf alle 2 MHz, wie obenstehend beschrieben (PF = 2 MHz) entsprechen.

Daraus folgt, dass zum Erzeugen von Frequenzen mit Elementarschritten von 100 kHz das Schleifenfilter 5 ein Tiefpassfilter sein muss mit einer Grenzfrequenz F _ zwischen 20 kHz und 100 kHz damit die o\" obenstehend gegebenen durch die Beziehung (7) ausgedruckt ten Bedingungen erfüllt werden.

Venn man dagegen mit der Syntheseanordnung nach Figur 1 einen Elementarschritt mit der Frequenz f = Z: ss 25 kHz wünscht, kann dies dadurch erreicht werden, dass der Zähler 26 als Modulo-40-Zähler ausgebildet wird. Das parasitäre Signal, das vom Tiefpassfilter 5 unterdrückt werden muss, liegt dann bei 25 kHz, was mit

sich bringt, dass die Filtergrenzfrequenz F „ und da-

CI

durch die Frequenz F . kleiner sein muss als 25 kHz. Unter diesen Umständen lässt sich das Filter 5 schwer herstellen, es muss Phasenkorrekturnetzwerke enthalten, so dass die Phasenmarge in der Nähe der Frequenz F , ausreichend bleibt (Stabilitätskriterium von Nyquist) und soll dennoch imstande sein, den Pegel der parasitären Spektrumkomponenten bei 25 kHz bis zu einem Pegel von etwa -80 dB gegenüber dem Oszillatorausgangssignalpegel zu dämpfen.

Nach der Erfindung wird die obengenannte Schwierigkeit weitgehend dadurch vermieden, dass der bisher

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4.5.79 - yf PHF 78527

beschriebenen Syntheseariordnung eine dritte digitale Schleife hinzugefügt wird. In Figur 2 ist eine derartige Syntheseanordnung dargestellt. Der Figur 1 entsprechende Teile sind in Figur 2 mit denselben Bezugszeichen angegeben. Die dritte digitale Schleife enthält in Kaskade zwischen dem Ausgangsleiter 7 des zweiten Teiler 3 und dem Steuereingang des ersten Teilers 2 (Leiter 25) das zweite Synchronisationselement 20, einen dritten Impulszähler 36, einen dritten Vergleicher 37» eine modifizier— "be erste Einstellanordnung 38» den ersten Vergleicher I7, den Summenerzeuger 18 und das erste Synchronisationselement 19. Der dritte Impulszähler 36 ist ein Modulo-R-Zähler, dessen ¥irkungsweise der des zweiten Impulszählers 26 entspricht. Die Zähler 26 und 36 zählen beide dieselben Impulse. Auch der dritte Vergleicher 37 hat dieselbe ¥irkungsweise wie der Vergleicher 27. So erhält dieser dritte Vergleicher einerseits die im Zähler 36 vorhandenen binären Zahlwerte über die Schalter 39 und andererseits einen einstellbaren binären Zahlwert r mit Hilfe der Schalter 40. Ein Leiter 4i verbindet den Ausgang des Vergleichers 37 mit der Einstellanordnung 38. Der binäre Zahlwert u, der durch die Einstellanordnung 38 geliefert wird, ist mit Hilfe der Schalter 42 einstellbar und wird um eine Einheit erhöht und zwar jeweils wenn diese Einste11anordnung 38 über den Leiter 4i einen Impuls erhält. Die Impulse bei 41 folgen einander in Re±hen (oder in Gleichspannungsschritten mit einer Dauer entsprechend der der genannten Reihen), wobei das Zeitintervall zwischen zwei Reihen von Impulsen R Zyklen beträgt und die Dauer jeder Reihe gleich r /us (r Zyklen) entspricht. Die Wirkung des ersten Zählers 16 und die des dritten Vergleichers 37 sind in der Zeit derart aufeinander abgestimmt, dass der während eines bestimmten Zyklus gegebenenfalls an der Leitung 41 erscheinende Impuls (bzw. Gleichspannungsschritt) während desjenigen Teils des Zyklus auftritt, in dem der erste Zähler 16 gesperx-t ist. Während dieser Dauer wird der in der Anordnung 38 eingestellte binäre Zahl—

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ZZ

4.5.79 · /^ ^PHF

wert u um eins erhöht und dieser neue Wert u + 1 wird zum .Vergleicher 17 übertragen und zwar mit Hilfe der

Schalter -4-3. Das Resultat dieses Vorganges ist, dass bei dem folgenden Zyklus der dem ersten Teiler 2 zugeführte Steuerimpuls zum Einstellen der Teilungszahl η + 1, welcher Steuerimpuls durch Bildung des Frequenzschrittes F/R = y_ erzeugt und über die Leitung 41 übertragen wird, als letzter Impuls der Reihe, der am Leiter 32 erscheint, mitspielt, wobei diese Reihe von Impulsen dann für den betreffenden Zyklus u + 1 Impulse enthält. Dabei sei bemerkt, dass die minimale Anzahl verschiedener Zählzustände des Zählers 16 notwendigerweise um eins höher ist als in dem Fall nach Figur 1, beispielsweise 10, während das in Figur 1 9 war. Ebenso, wie dies bei der Erzeugung der Frequenzschritte t/Q der Fall war, führt auch das Erzeugen der Frequenzschritte F/R zu dem Auftritt einer (dritten) parasitären Modulation /\ F", wefen der Wiederholungsfrequenz R/f der Reihen von Impulsen an der Leitung 41 und dadurch ebenfalls am Ausgang des ersten Synchronisationselementes 19· Das Filter 5 muss auch dieses parasitäre Signal Δ F" unterdrücken. ·. Dabei sei bemerkt, dass bei der obenstehend beschriebenen Wirkungsweise der Syntheseanordnung nach Figur 2 die parasitären Signale Δ F" und ^ F¹ einander nicht beelnflüssen, und dass die Konfigurationen von Impulsen zum Steuern der Teilungszahleinstellung η + 1 in bezug auf 2i F¹ in der Zeit dieselben sind im Falle nach Figur 1 und im Falle nach Figur 2. Bei einer guten Wahl von Q und R ist es möglich, die Frequenzschritte F/Q und F/R derart zu bilden, dass der elementare Frequenzschritt, d.h. der kleinste Schritt, den man mit der Syntheseanordnung nach Figur 2 erhalten kann, dem Wert / F/Q — f/R J oder einer Aliquote dieses Wertes entspricht :

/ F/Q - F/R / ^C f/R und:

/ F/Q - F/R / < F/Q.

Insbesondere kann f dem grösste gemeinsamen

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IS

4.5.79 ■ *< PHF 78527

Teller der Zahlen V_- und _z entsprechen.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform zum Erzeugen des elementaren Frequenzschrittes von 25 kHz in einer Syntheseanordnung nach Figur Z₉ die mit einem Bezugssignal mit der Frequenz F = 1 MHz, einem zweiten Teiler 3 mit der Teilungszahl M, wobei M zwischen 20 und ^O variiert, und mit einem ersten Teiler 2 (der auf die Teilungszahl 10 oder 11 einstellbar ist), versehen ist, werden Zähler gebildet durch einen Modulo-8-Zähler (Frequenzschritte von 125 kHz) und einen Modulo-10-Zähler (Frequenzschritte von 100 kHz), wobei entweder der Zähler 26 ein Modulo-10-Zähler ist und der Zähler 36 ein Modulo-8-Zähler. Das Linienspektrum des Ausgangssignals des Phasenvergleichers 4 für verschiedene Tferte von r und w ist in den Figuren 3ü> 3*> und 3c dargestellt, wobei die Abszissen linear graduiert sind in Frequenzen und die Ordinaten logarithmisch in Dämpfungswerten.

Unter der Voraussetzung, dass der Zähler 26 ein Modulo-10-ZShler ist, und der Zähler 36 ein Modulo-8-Zähler ist, zeigt Figur 3a das Spektrum für r = 0 und ν / 0. Figur yo zeigt ein derartiges Spektrum für r φ 0 und w = 0. Figur 3° zeigt ein derartiges Spektrum für r £ 0 und w / 0. In dem Falle der Figur 3c (r- / 0 und w φ 0, was der allgemeinste Fall ist) stellt es eich heraus, dass beim Erzeugen einer Frequenz entsprechend jedem beliebigen Vielfachen von 2^ kHz zwischen 200 und 400 MHz nur zwei Spektrumkomponenten auftreten und zwar eine bei 100 kHz und die andere bei 125 kHz. Die Amplituden dieser Signalkomponenten sind hauptsächlich von den Werten von £ bzw. w abhängig, keine einzige Signalkomponente iet anzeigbar vorhanden bei 25 kHz. Ein Signal von 25 kHz kann nur durch Intermodulation zwischen den beiden Signalen von 100 und 125 kHz entstehen und ist, falls es auftritt, einer Nicht-Linearltät des Phasenvergleichers zuzuschreiben. Das 2^ kHz-Signal hat dan jedoch eine derart schwache Amplitude, dass es im Eigenrauschen des Phasenvergleichers untergeht tmd es bedürfte einer besonders feinen

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h.5'19 · 2/T PHF 78527

Analysentechnik um dies ans Licht zu bringen. Das Filter 5 braucht daher bei diesem Ausführungsbeispiel nur die Signale bei 100 und 125 kHz zu unterdrücken. Ein derartiges Filter lässt sich leicht verwirklichen und zwar mit mehreren Zobel-Zellen und einer Tiefpassfilterzelle. Bei 3 dB ist die Grenzfrequenz F „ dann in der Gr8ssenordnung von 60 kHz. Durch diese Ausführungsform wird es möglich, eine Modulation mit dem Basisrhythmus von 16 k Bits/s ohne Verzerrung durchzuführen. Für diese Modulation wird der Frequenzhub & F"· um die erzeugte Trägerfrequenz am Ausgang des Oszillators 1 durch die bekannte Formel gegebent

F" ' = N Λ F ,

k
wobei /X F der Frequenzhub der Modulation ist, die auf der Bezugsfrequenz eingeführt ist.

Wenn man für die unterschiedlichen Werte von F einen konstanten Frequenzhub Δ F"¹ zu erhalten wünscht, ist es bekannt, der Syntheseanordnung nach Figur 1 eine (liichtdargesteilte) zusätzliche digitale Schleife hinzuzufügen, die automatisch abhängig von dem Wert von N, F einwirkt.

Zum guten Verständnis der inneren Wirkungsweise der Syηtheseanordnung nach der Erfindung kann man die Zeitverteilung der Impulse zum Steuern der Teilungszahleinstellung η + 1 am Leiter 25 dadurch analysieren, dass von dem Wert der zu erzeugen den Frequenz ausgegangen wird.

Man muss beispielsweise die Frequenz 236,775 MHz erzeigen mit Q= 10 und R = 8 oder Q = 8 und R * Dann erhält mant

M β 23, u = 6, w s ΐ bzw. 3, r = 3 bzw. h. Es sei bemerkt, adass man auch einstellen kann mit Q = 10 und R β 8 oder mit Q = 8 und R= 1Ot

Μ=23»" = 5»τ*=9 k^zw· 7» ϊ* = 7 bzw, 9 zum Erhalten desselben Frequenzwertes, wobei die betreffenden Spektren von Figur 3c, die aus diesen vier verschiedenen Vorgängen herrühren, in erster Annäherung keine wesentlichen

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k.5.79 - ZJr PHP 78527

Unterschiede aufweisen. Für beispielsweise die erste angegebene Einstellung kann das Resultat der Teilungen durch 10 oder durch 11 des ersten Teilers 2 aufgeschrieben werden und die unterschiedlichen möglichen Basis— Konfigurationen für einen Zyklus sind auf Grund der obenstehend beschriebenen Wirkungsweise:

» 1O 11 11 11 11 11 11 10 10 * 10 teilen durch

:-,zr 10 »10 10 10 10

oderi 10 11 11 11 11 11 11 11 10·* 10 teilen durch

10 >10 10 10 10

oder» 11 11 11 11 11 11 11 10 1Of 10 teilen durch

10 »10 10 10 10

oderj 11 11 11 11 11 11 11 11 10< 10 teilen durch

10 »10 10 10 1O

dies ist im allgemeinen»

eine Teilung durch n, danach u Teilungen durch η + 1, danach M - u - 1 Teilungen durch n, oder eine Teilung durch n, danach u + 1 Teilungen durch η + 1,

dann M - U - 2 Teilungen durch n, oder» u + 1 Teilungen durch η + 1, danach M - u - 1 Teilungen durch n,

oder» u + 2 Teilungen durch η + 1, danach M - u - 2 Teilungen durch n.

Im Betrieb folgen diese Zyklen einander derart, dass eine Konfiguration von Teilungen mit der Teilungszahl η oder η + 1 entsteht (durch 10 oder durch 11), deren Wiederholungsperiode sich über eine Anzahl E . Zyklen erstreckt, welche Anzahl E in der bevorzugten Ausführungsform mit einem Elementarschritt von 25 kHz gleich 40 ist. Die Frequenz, die einer Periode von E Zyklen entspricht, ist in diesem Fall gleich der des Elementarschrittes, also 1/4O MHz = 25 kHz. Ein zusätzliches Element tritt in der Definition der aufeinanderfolgenden identischen Konfigurationen von E Zyklen auf. Es handelt sich dabei um die gegenseitige Verriegelung der Zähler 26 und 36. Es ist nämlich ersichtlich, dass beispielsweise für bestimmte Moduli von 8 und 10 von Q

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BAD OR)GINAL

4.5.79 V* PHF 78527

und R die Parität der Zahl, die die jeweiligen.Ausgangszählzustände der Zähler 26 und 36 trennt, im Betrieb die vierzigfache Konfiguration beeinflusst. Dieses letztere Element, ebenso wie die mögliche Umkehrung zwischen Q und ff R und verschiedene mögliche Einstellungen für eine zu erzeugende Frequenz führen also bei derselben zu erzeugenden Frequenz zu einer bestimmten Anzahl möglicher Konfigurationen von E Zyklen, die alle dadurch erhalten werden, dass von den vier möglichen Basiszyklen ausgegangen wird, die obenstehend beschrieben wurden, ohne dass Man ein eigentliches Signal bei P/E » 25 IcHa am Leiter 7 anzeigen kann, welcher Leiter mit dem ersten Singang des Phasenvergleichers k verbunden ist.

Nach, einer bevorzugten Aus führung· form auit Erzeugen eines elementaren Frequenzschrittes von 12,5 kHs in einer Syntheseanordnung nach.Figur 2, die mit einen Bezugssignal mit der Frequenz F a 1 MHz, einem Teiler* mit der Teilungszahl M, wobei M zwischen 2Ö und ^O einstellbar ist, und mit einem ersten Teiler mit einer einstellbaren Teilungszahl 10 oder 11 versehen ist, sind die Zähler 26 und 36 Modulo-16-Zähler (keine Frequenz von 62,5 kHz) und Modulo-10-Zähler (keine Frequenz von 100 kHz), wobei das Bezugszeichen 26 ein Modulo-16-Zähler und das Bezugszeichen 36 ein Modulo-10-Zähler ist, oder dass der Zähler 26 ein Modulo-10-Zähler ist, während der Zähler 26 ein Modulo-16-Zähler ist. Bei einer Begründung, die der obenstehenden, was die Verteilung der Impulse zum Steuern der Teilungszahleinstellung 11 am Leiter 25 anbelangt, entspricht, lässt sich bemerken, dass die am Ausgangssignal des Phasenvergleichers k im Betrieb vorhandenen parasitären Störungen sich auf parasitäre Elemente bei Frequenzen von 62,5 kHz bzw. 100 kHz und bei Frequenzen, die Vielfache dieser beiden Komponenten sind, beschränken. In diesem Fall haben die Komponente von 12,5 kHz (wobei E gleich dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen der Zahlen Q und R ist, beispielsweise 80) ebenso wie die Komponente mit 37»5 kHz, die durch die in dem Phasenvergleicher auftretende Intermodulation

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BAD ORIGINAL

4.5.79 *5 PHF 78527

zwischen den parasitären Komponenten von 100 kHz und 62,5 kHz verursacht wird, eine zu vernachlässigende Amplitude. In einer derartigen Syntheseanordnung mit dem elementaren Schritt von 12,5 kHz ist das parasitäre Signal mit der S niedrigsten Frequenz, die durch das Filter 5 gedämpft werden muss, 62,5 kHz. Dies ermöglicht es, ohne Verformung auf der Bezugswelle mit der Basisfrequenz eine Modulation in der Grössenordnung von 16 k Bits/s durchzuführen (Frequenz des Taktimpulsgenerators), mit dem zusätzlichen Vorteil' gegenüber der bekannten Technik, dass, weil die natürliche Grenzfrequenz der Hauptschlfeife F , höher ist, die Respons dieser letzteren viel schneller ist. Es sei bemerkt, dass ein elementarer Schritt von 12,5 kHz nach der Erfindung dadurch erhalten werden kann, dass dem Paar Q und R die Werte 16 bzw. 20 zugeordnet wird, wobei diese Ausführungsform weniger günstig ist als die vorhergehende.

Mit dem Zeitdiagramm nach Figur h,kann die Wirkungsweise des Summenerzeugers 18 und die Synchronieationsanordnungen 19 und 20 erläutert werden, ebenso wie die Synchronisation zwischen den Signalen an den Leitern 31» 32 und 22, die mit Hilfe von ImpulsSignalen an den Leitern Zh und JO erhalten worden ist, die als Taktimpulssignale verwendet worden sind.

Bei Figur h& ist das Signal an den Leitern 22, Zh und 33 dargeeteilt, das das Ausgangesignal des ersten Teilers mit der Teilungszahleinstellung von η oder η + 1 ist. Drei Zyklen mit einer Datier von 1/F sind dargestellt und nur die 7. ersten Impulse jedes Zyklus, nach dem letzten Impuls des vorhergehenden Eyklus, dessen Folgenummer M ist. In Figur ha. sind die gestrichelt dargestellten Teile für jedem Zyklus M-8 nloht dargestellte Impulse* Die gestrichelt dargestellten Teile bei b, c, d, 1, f und g in Figur h, die denen

H. aus Figur he. entsprechen, symbolisieren dieselbe Dauer, wKhrend der das Signal denselben Pegel beibehält (hauptsächlich den niedrigen Pegel mit Ausnahme bei e, * ersten Zyklus). Bei kb ist das Signal am Leiter 7 dar-

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4.5.79 a* PHF 78527

gestellt, das infolge der Fortpflanzungszeit mit den bei 4a dargestellten Impulsen nicht mehr in Phase ist. Bei 4c ist das Ausgangssignal des zweiten Syn~ chronisati ons element e s 20 dargestellt, das zur NuIl-B rückstellung des Teilers 3 und des Teilers 16 verwendet wird zum Zählen in den Zählern 26, 36 und zum Steuern des Summenerzeugers 18 (Leiter 30)· Unter Ansteuerung des Signals am Leiter 33 (4a) wird das Eingangssignal der zweiten Synchronisationsanordnung 20 in Form einer Rechteckspannung synchronisiert, deren Dauer einer Periode der Impulse bei 4a entspricht. Bei 4d ist in Form einer Reihe von Impulsen das Signal am Leiter 32 dargestellt für den Fall, in dem u beispielsweise gleich 3 ist. Die gestrichelt dargestellten Impulse am Ende der ersten und der zweiten Reihen bei 4d zeigen, dass r mindestens gleich 2 ist. Die Impulse bei 4d bzw. die Rechteckspannungen mit derselben Dauer wie die Reihen Impulse sind nicht in Phase mit dem Impuls bei 4a. Bei 4e ist in Form einer Rechteckspannung mit der Dauer 1yus (ein Zyklus) das Signal am Leiter 31 dargestellt, in dem Fall, wo w = 1 ist, wobei das Signal mit den Impulsen bei 4a nicht in Phase ist. Bei 4f ist ein Signal dargestellt, das in dem ersten Synchronisationselement 19 auftritt und nachdem es durch den Summenerzeuger 18 und das Synchronisationselement I9 gegangen ist dem bei 4d dargestellten Signal entspricht. Es sei bemerkt, dass das Steuersignal am Leiter 31» d&e während des ersten der dargestellten Zyklen einen hauptsächlich hohen Pegel hat, im Summeiierzeuger 18 nicht früher mitzählt als während des zweiten der dargestellten Zyklen und erscheint in Form eines ersten Impulses der zweiten Reihe von Impulsen bei 4f, wobei dieser erste Impuls sich an die folgenden Impulse anschliesst, die für die Einstellung ti gebildet sind. Das Vorhandensein dieses ersten Impulses am Ausgang des Summenerzeugers 18 wird durch das gleichzeitige Vorhandensein am Anfang der vorhergehenden Taktimpulseperiod.e (4a, erster Impulse des zweiten Zyklus) zweier hoher Spannungssignale an den

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4.5.79 16 PHP 7852

23*15226

Leitern 30 und 31 am Eingang des Summenerzeugers 18 (4c und 4e) verursacht. Es sei bemerkt, dass, soll die obenstehend beschriebene Wirkungsweise möglich sein, es keinen Unterschied einer Taktimpulsperiode gibt zwischen jedem Impuls bei 4c und dem ersten Impuls jeder Reihe bei 4f , die- für die Schritte von u MHz erzeugt worden sind. Bei 4g ist das Signal am Leiter 25 dargestellt, das dem Signal entspricht, das bei 4f dargestellt ist, wobei jede Reihe von Impulsen in eine Rechteckspannung gleicher Dauer umgewandelt worden ist. In der Praxis bestehen der Summenerzeuger 18 und das erste Synchronisationselement 19 vorzugsweise aus zwei Paaren D-Flip-Flop-Schaltungen (nicht dargestellt), die das Steuersignal erhalten über den Leiter 31 bzw. Der Ausgang dieser beiden Paare von D-Flip-Flop-Schaltungen ist mit einer Addieranordnung verbunden, deren Ausgang mit dem Leiter 25werbunden ist. Auf gleiche Weise besteht das zweite Synchronisationselement 20 vorzugsweise aus D-Flip-Flop-Schaltungen. In Figur 4f - und 4g ist ersichtlich, dass die für die Einstellfrequenzschritte w (gestrichelt dargestellt) gebildeten Impulse untereinander über eine Dauer verschoben sind, die der eines Zyklus genau entspricht oder über eine Dauer, die einem Vielfachen der letztgenannten ent— spricht. Auf gleiche Weise sind die für die Einstellfrequenzschritte r gebildeten Impulse untereinander über eine Dauer verschoben die der eines Zyklus genau entspricht oder über eine Dauer entsprechend einem Vielfachen der letztgenannten. Auf diese Weise wird unter Berücksichtigung der durch R und Q definierten Periodizität erreicht, dass wenn auf Grund der eingestellten binären Zahlwerte r bzw. w ein Steuerimpuls für die Teilungszahleinstellung η + 1 auftreten muss, es kein Risiko gibt, dass dieser Steuerimpuls völlig oder teilweise mit dem Auftritt· eines auf Grund des eingestellten binären Zahlwertes u erscheinenden Steuerimpulses zum Steuern der Teilungszahleinstellung η + 1 zusammenfällt. Bei der an Hand der Figur 4 er-

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4.5.79 j6 PHF 78527

läuterten Erfindung wird dadurch der wesentliche Vorteil erhalten, dass die parasitäre Komponente bei der Frequenz F/e am Ausgang des Phasenvergleichers eine derart geringe Amplitude hat, dass eine Filterung nicht notwendig ist.

Nicht nur führt dies zu einer kürzeren Reaktionszeit der Regelschleife, sondern dies führt auch dazu, dass die Frequenzsyntheseanordnung dazu geeignet ist, mit einer hohen Basisfrequenz von beispielsweise I6k Bits/s auf jeder beliebigen Trägerfrequenz zwischen 200 und 400 MHz, beispielsweise auf einer von 8000 Kanalfrequenzen mit einem gegenseitigen Kanalfrequenzabstand von 25 kHz moduliert zu werden.

Bisher wurde ein erster Teiler mit Tellungs-Zahleinstellung η oder η + 1 betrachtet, die die Anzahl Impulse, die dieser erhält, durch 10 oder 11 teilt. Es sei bemerkt, dass andere Werte von η gewählt werden können durch eine Änderung des Wertes von F, wobei der restliche Teil der Syntheseanordnung im wesentlichen ungeändert bleibt. Man erhält nämlich dieselben Resultate am Ausgang des Oszillators für die obenstehend beschriebene Ausführungsform der Erfindung dadurch, dass gleichzeitig ein beispielsweise 2 χ kleinerer Wert für η gewählt wird und eine Bezugsfrequenz mit dem Wert 2F. Beispielsweise statt η = ΙΟ, F = 1 MHz kann man ohne Änderung des obenstehend beschriebenen, was die Synthese von kleinen Schritten (u, r und w) angelangt, aber durch eine nicht in der Zeichnung dargestellte Teilung mit . der Teilungszahl 2 gerade vor den Zähleingängen der Zähler 26 und 36 und dem Eingang zum Nullrückstellen des Zähler 16 in dem Schaltplan nach Figur 2 die Teilungszahleinstellung des ersten Teilers gleich beispielsweise η = 5 wählen (erster Teiler einstellbar auf 5 oder 6) und F = 2 MHz. Derartige Ausführungsformen der Erfindung ermöglichen es, den Wert von N zu ändern und danach in umgekehrter Proportionalität den Wert von F , zu än-

cb

dern entsprechend der obenstehend gegebenen Formel 1, falls dies notwendig ist.

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4.5.79 «-·"'" ^T PHF 78527

Obenstehend erfolgt die Einstellung der zu dehnenden Frequenz von Hand durch Betätigung entweder der Zweistellungenschalter wie 6,29, 4θ, 42 oder der diesen Z_weistellungenschaltern vorgeschalteten Zehn—

g Stellungenschalter (nicht dargestellt), die auf bekannte Weise eine Dezimaleinstellung in eine entsprechende Binäreinstellung für die genannten Zweistellungen— schalter umwandeln, wobei mehrere Einstellungen für bestimmte Werte der zu dehnenden Frequenzen möglich sind.

Die bevorzugte Ausführungsform einer Frequenzsynthese— anordnung nach der Erfindung, sowohl diejenige, deren Elementarschritt 25 kHz beträgt, sowie diejenige, deren Elementarschritt 12,5 kHz beträgt, ist jedoch mit Kodewandlern versehen, wie dies Figur 5 zeigt.

In Figur 5 haben die Elemente mit denselben Bezugszeichen dieselbe Struktur . . ·., und dieselbe Funktion wie in Figur 2 und die Frequenzeuchschleife, die der aus den Figuren 1 und 2 identisch ist, ist einfachheitshalber in der Zeichnung nicht dargestellt. Ausser diesen identischen Elementen enthält die Syntheseanordnung nach Figur 5 zwei Kodewandler 45 und 46. Von dem Kodewandler 45 sind alle Ausgänge mit Ausnahme von einem mit allen Schaltern 29» 4θ, 42 und ein Ausgangsleiter 47 mit dem Kodewandler 46 verbunden. Die Ausgänge 48, 49, 50 dieses letzteren ermöglichen die Einstellung der Megahertz-Einer, -Hunderter, Kilohertz und der Anzahl Elementarschritte von 25 kHz oder von 12,5 kHz, wie dies durch die repräsentative . Zahl der zu erzeugenden Frequenz aus gedrückt wird, die auf Dezimalbasis beschrieben ist, wobei jede auf diese Weise erhaltene Dezimalziffer zuvor in einen Binärwert umgewandelt ist entweder nach Berechnung oder automatisch, dies auf bekannte Weise aus drei in der Figur nicht dargestellten Kodierungsanordnungen, die gerade

SS vor den Schaltern 48, 49, bzw. 50 angeordnet sind. Auf gleiche Weise ist der Kodewandler 46 mit den Schaltern 6 verbunden und derhält, ausser dem Signal en Leiter 47, die Signale der Schalter 51, die im Binär-

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4.5.79 · *& PHF 78527

wert die Anzahl Zahner-Megahertz darstellen, die durch die zwei ersten Dezitnalziffern von links in der repräsentativen Zahl der im Dezimalsystem geschriebenen zu erzeugenden Frequenz bestimmt wird. Die Schalter 51 können ebenfalls die Ausgänge zweier in der Figur nicht dargestellter Kodierungsanordnungen sein. Es sei bemerkt, dass für einen Elementarschritt von 25 kHz nach der Erfindung zwei Schalter 50 ausreichen, während für einen Elementarschritt von 12,5 kHz vier Schalter notwendig sind (unter der Voraussetzung, dass Q = 10 ist). Die Kodewandler 45 und 46 dienen zum Umwandeln jeder beliebigen Frequenzeinstellung, die den Möglichkeiten des Oszillators 1 entspricht, mit Schritten von 100 MHz, 10 MHz, 1 MHz, 100 kHz, 25 kHz bzw. 12,5 kHz in eine Einstellung mit Schritten von 100 MHz, 10 MHz, 1 MHz, 100 kHz, 125 kHz bzw. 62,5 kHz, die denselben Frequenzwert bezeichnet.

Im Falle einer Elementarschrittes von 25 kHz ist die logische Bearbeitung, die der Kodewandler 45 verwirklicht, vorzugsweise die folgender für eine Einstellung von d elementaren Schritten von 25 kHz und e. Schritten von 100 kHz müssen d Schritte von 125 kHz und e - d Schritte von 100 kHz eingestellt werden. Für einen negativen Wert e - d müssen 10 + e - d Schritte von 100 kHz und eins für die Schritte von 1 MHz eingestellt werden, was eine bekannte Restwertbearbeitung ist. Abhängig von der zu erzeugenden Frequenz kann dieser Restwert in Form beispielsweise eines logischen Spannungspegels über den Leiter 47 von dem Kodewandler 45 zum Kodewandler 46 übertragen werden, damit im Kodewandler 46 zum Einstellen der Hunderter-Megahertz bewerkstelligt wird. Zum Verwirklichen dieser einfachen logischen Funktionen enthalten die Elemente 45 und 46 beispielsweise Festwertspeicher (ROM) und/oder binäre Addieranordnungen.

Es muss beispielsweise die Frequenz von 31,775 MHz (Q = 10, R = 8) erzeugt werden. Mit Hilfe der Leiter 50, 49, 48, 5I stellt man die Zahlen 3, 7,

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4.5.79 - ^T PHF

bzw. 32 ein. Nach Kodeumwandlung mit Hilfe der Elemente 45 und 46 werden die Zahlen, die durch die Schalter 40, 29, 42 und 6 umgewandelt aind: 3, 4, 1 bzw. 32. Auf gleiche Weise entspricht für die Frequenz 3°0,075 MHz die Eingangseinstellung von 3» O, 0» 30 einer Ausgangseinstellung 3, 7, 9 bzw. 29.

Im Falle der Ausführungsform einer Synthese— anordnung nach der Erfindung mit dem Elementarschritt von 12,5 kHz ist die logische "Bearbeitung, die der Kodewandler 45 verwirklicht, beispielsweise die folgende: unter der Voraussetzung, dass Q = 10, R= 16 ist: für einen Elementarschritt von 12,5 kHz, der bei 50 eingestellt ist, einstellen bei 29 die bei 49 eingestellte Zahl ja (bzw, 10 + e) verringert um 3 und ein-

T5 stellen 5 bei 40 (5 x 62,5 = 312,5).

für 2 χ 12,5 kHz, einstellen e - 1 und 2(2 χ 62,5 = 125). für 3 χ 12,5 kHz, einstellen e - 4 und 7(7 χ 62,5 = 437,5). für 4 χ 12,5 kHz, einstellen e - 2 und 4(4 χ 62,5 - 25O) für 5 x 12,5 kHz, einstellen e und 1(1 χ 62,5 = 62,5).

für 6 χ 12,5 kHz, einstellen e - 3 und 6(6 χ 62,5 = 375).

für 7 χ 12,5 kHz, einstellen e - 1 und 3(3 χ 62,5 =187,5). • für 0 χ Λ2,5 kHz, einstellen e und θ(θχ 62,5 = θ).

Für diese Kodeumwandlung wird der etwaige Restwert und die Änderung der Einstellung, die sich daraus ergibt, für die höheren Zehner auf dieselbe Art und Weise übertragen wie im vorhergehenden Falle.

Die obenstehend beschriebenen Kodeumwandlungen lassen sich unmittelbar transponieren in dem Fall, dass einerseits Q= 8, R= 1O, andererseits Q= 16, R= 10 ist.

Die Erfindung beschränkt sich keinesfalls auf die Verwendung des dezimalen Zahlensystems. Es ist nämlic möglich, die Erfindung ausgehend von einen anderen Zahlensystem anzuwenden.

Für alle obenstehend bescliriebenen Äüsfilhrangsformell der Erfindung ergibt sich, dass der maximal zulässige Rhythmus nicht mehr durch den Wert dez· Grenzfrequenz des in die phasenverriegelte Schleife

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. ■ . . . st

4.5.79 - 9* PHF 78527

aufgenommenen Tiefpassfilters F _f beschränkt wird, sondern nur durch den der natürlichen Reaktion der Schleife beim Fehlen des Filters F . Abhängig von der Tatsache, ob es möglich ist, die Frequenz F „ zu erhöhen, wird es ebenfalls möglich, die Frequenz F zu erhöhen indem auf die Verte der Parameter der Schleife (siehe Formel 1 oben) eingewirkt wird und insbesondere dadurch, dass der Wert von Q erhöht wird. Wie obenstehend ersichtlich, ist eine derartige Erhöhung von F , nur beschränkt durch die Tatsache, dass F , cb cb

nicht zu sehr F , annähern darf und niedriger bleibt cb

als diese letzte Frequenz, so dass die Stabilitätskriterien der Hauptschleife erfüllt werden.

Eine andere Ausführungsform der Erfindung, die nicht dargestellt ist, besteht aus der Verwendung der Technik des fraktionellen Prinzips, in dem gleichzeitig auf die Steuerung des Te'ilers mit der Teilungszahleinstellung zwischen η oder η + 1 und auf die Einstellung des Teilers 3 eingewirkt wird. In diesem Fall ist die Syntheseanordnung nach Figur 2 die ersten digitale Schleife zum Bilden der Frequenzschritte Ei 1 MHz) fortgelassen, wobei der Leiter 41 unmittelbar mit dem Leiter 32 verbunden isfc. Andererseits ist zwischen den Leitern 6 und dem Teiler 3 eine Einstelladdieranordnung vorgesehen, die einen Teil der digitalen Schleife bildet, die zwischen dem Leiter 7 und dem Teiler 3 mit einem Modulo—10—Zähler, einem Vergleicher, an dem die gewünschte Zahl u eingestellt ist, und der genannten Einstelladdieranordnung vorgesehen ist, die dem Wert M, den diese von den Leitern 6 erhält, den Wert u zufügt, damit im Teiler 3 eine zurückkehrende Reihe von Teilungen mit der Dauer IO/F (1O Zyklen) gesteuert wird, welche u aufeinanderfolgende Teilungen umfassen mit der TeiluugKzahl M + 1, danach 10 - u Teilungen mit der Tellungszahl M, wobei jede Teilung während der Dauer eines Zyklus (i/f) erfolgt. Die Kodeuinwandlung nach dem Schaltplan nach Figur 5, die mit Hilfe der Elemente '15 und -16 verwirklicht wird, ist ohne Änderung für diese besondere Ausführungsform geeignet.

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Claims (1)

1. 4.5.79 * ' PHP 78527

   PATENTANSPRUECHE ;

   V 1 .) Frequenzsyntheseaaordiiung mit einer phasen— verriegelten Schleife rail; nacheinander mindestens einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), einem ersten Teiler mit einer einstellbaren Teilungszahl, η oder η + 1, wobei η eine ganze Zahl ist, einem zweiten Teiler, dessen Teilungszahl eine programmierbare ganza Zahl H ist, einem Phasenvergleicher und einem Tiefpassfilter, wobei das Ausgangs signal des genannten zweiten Teilers und ein Bezugssignal mit der Frequenz F dem genannten Phasen— vergleicher zugeführt werden zum Erzeugen eines Ausgangssignals, das über das Tiefpassfilter als Regelspannung dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird, welche Frequenzsyntheseanordnung weiterhin eine erste digitale Schleife mit einem ersten Impulszähler enthält, der die Eingangs impulse des genannten zweiten Teilers zählt und der durch jeden Ausgangsimpuls dieses zweiten Teilers in die Ausgangslage zurückgestellt wird, und mit einer ersten Vergleichsanordnung, der die Zählstellung des genannten ersten Zählers und ein mit Hilfe einer ersten Einstellanordnung einstellbarer digitaler Zahl-wert u_ zugeführt werden zum Erzeugen eines Steuersignals zum derartigen Steuern des genannten ersten Teilers, dass die Grosse der Frequenzschritte gleich der Bezugsfrequenz F ist, sowie eine zureite digitale Schleife mit einem zweiten Impulszähler, der die Aus—

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   '4.5.79 ■ 2 PHF 78527

   gangs impulse des genannten zweiten Teilers zählt und mit einer zweiten Vergleichsanordnung, der die Zählstellung des genannten zweiteij Impulszählers und ein mit Hilfe einer zweiten Einstellanordnung einstellbarer digitaler Zahlwert zugeführt werden zum Erzeugen eines Steuersignals zum derartigen Steuern des genannten ersten Teilers, dass die Grosse der Frequenzschritte gleich. jz ist, wobei ja kleiner ist als F und zwar derart, dass F ein Vielfaches von _z ist, dies zum Erhalten einer Teilung in fraktionellen Schritten, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzsyntheseanordnung weiterhin mit einer dritten digitalen Schleife versehen ist zum Erzeugen von Frequenzschritten mit einer Grosse gleich V_-, wobei V_-kleiner ist als F und zwar derart, dass F ein Vielfaches von V_- ist, welche dritte digitale Schleife einen dritten Impulszähler (Modulo-F/y), der die Ausgangsimpulse des genannten zweiten Zählers zählt und ' und eine dritte Vergleichs anordnung umfasst, die die ZähMstellung ai des genannten dritten Zählers mit einem mit Hilfe einer dritten Einstellanordnung einstellbaren digitalen Zahlwert r vergleicht zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das den Zahlwert u in der genannten ersten Einstellanordnung jeweils um eine Einheit erhöht für jede Zählstellung a., die kleiner ist als der Zahlwert r oder diesem Zahlwert entspricht.

   2. Frequenzsyntheseanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des genannten ersten Vergleichers und der Ausgang des genannten zweiten Vergleichers über ein erstes Synchronisationselement mit dem Steuereingang des genannten ersten Teilers gekoppelt sind, dass der Ausgang des genannten zweiten Teilers über ein zweites Synchronisationselement mit dem Eingang des genannten zweiten Zählers und mit dem Eingang des genannten dritten Zählers gekoppelt ist und ' dass das genannte erste und zweite Synchronisationselement durch die Ausgangsimpulse des genannten ersten Teilers gesteuert wird, wobei die Steuerimpulse zum Steuei*n der Teilungszahleinstellung η + 1 , die beim

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   Erzeugen der Frequenzscliritte mit dem Wert _z auftreten und die Steuerimpulse zum Steuern der Teilungszahleinetellung η + 1, die beim Erzeugen der Frequenzschritte 2 bzw. in der Zeit eine-feste Erscheinungskonfiguration aufweisen und wobei die Zeitdauer zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen einer Konfiguration dem Wert 1/F oder einem Vielfachen dieser Zeitdauer entspricht. 3* . Frequenzsyntheseanordttung nach Anspruch 1_f dadurch gekennzeichnet, dass F gleich 1 MHz, v. gleich 100 kHz (bzw. 125 kHz) und ζ gleich 125 kHz (bzw. 100 kHz) ist.

   4· Frequenzsyntheseanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass diese mit einem Kodewandler zum automatischen Umschalten von einer Einstellung mit Schritten von 100 MHz, 10 MHz, 1 MHz, 100 kHz, 25 kHz auf eine Einstellung mit Schritten von 100 MHz, 10 MHz, 1 MHz, 100 kHz bzw. 125 kHz, das denselben Frequenzwert angibt, versehen ist. 5» Frequenzsyntheseanordnung nach einem der An-

   2(j Sprüche 3» ^i wobei die Bezugsfrequenz frequenzmodulieft wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Geschwindigkeit der genannten Modulation höher sein kann als 16 k Bite/e auf der Ausgangefrequenz, welche die Ausgangsfrequenz des genannten VCO ist, ohne Verzerrung

   2g der genannten Modulation«

   6· Frequenzsyntheeeatiordnung nach Alispruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass F gleich 1 MHz, v_ gleich 100 kHz (bzw. 62,5 kHz) und ζ gleich 62,5 kHz (bzw, 100 kHz) ist.

   3D 7» FreqUenzayntheeeanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass diese ausserdem mit einem Kodewandler rum automatischen Umschalten von einer Einstellung mit Schritten von 100 MHz, 10 MHz, 1 MHz,

   ΙΟά kHz, 4& _r5-fc&a5~^ü£ ~©i«e~£Atteteilung mit Schritten VOtL 100 MHz, 10 MHz, 1 MHs, 100 kHz, 62,5 kHz, das denselben Frequenzwert bezeichnet, versehen ist, 8. Frequenzsyntheseanordnung nach Anspruch 6 . utldOder 7» wobei eine Frequenzmodulation der genannten

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   Bezugsfrequenz eingeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Geschwindigkeit der genannten Modulation 16 k Bits/s erreichen kann auf der Ausgangsfrequenz, welche die Ausgangsfrequenz des VCO ist ohne Verzerrung der genannten Modulation.

   9. Frequenzsyntheseanordnung nach einem der Ansprüche 3 t»is 8, wobei der genannte erste Teiler durch einen Modulo-5/6-Zähler gebildet wird, wobei F gleich 2 MHz ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung weiterhin mit einem Frequenzteiler mit der Teilungszahl 2 versehen ist, der vor den Zähleingängen des zweiten Zählers und vor dem Eingang zum Nullrückstellen des ersten Zählers liegt.

   10. Frequenzsyntheseanordnung nach den Ansprüchen 5 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Anordnung mit einer digitalen Schleife versehen ist, die automatisch den Frequenzhub der genannten Modulation, die auf der Bezugsfrequenz durchgeführt ist, abhängig von dem Wert des Gesamtteilverhältnisses der Hauptschleife derart steuert, dass der Frequenzhub infolge der Modulation an dem Ausgang des Oszillators für den ganzen Bereiche der zu erzeugenden Frequenz nahezu konstant bleibt. ■

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