DE2918318A1 - Autoadaptativer analog-digitalwandler fuer die bildanalyse - Google Patents

Autoadaptativer analog-digitalwandler fuer die bildanalyse

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Description

..:...:" :" "::= L 7."MaI 1979
AUTOADAPTATIVER ANALOG-DIGITALWANDLER FÜR DIE
BILDANALYSE
Die Erfindung bezieht sich aaf einen autoadaptativen Analog-Digitalwandler für die Bildanalyse, bei dem ein zweiwertiges Signal durch Vergleich des analogen EingangssignaIs mit einem Schwellwert in einem Komparator gebildet wird, wobei eine Relativkorrektur in im wesentlichen proportionalem Verhältnis des Schwellwerts und der Amplituden des Ausgangssignals ausgehend von der Detektion der höchsten, den hellsten Bildpunkten entsprechenden Analogsignalwerte in einem Spitzendetektor erfolgt.
Derartige Wandler werden bei der Bildanalyse in Faksimile-Endgeräten verwendet.
Ein bei der Analyse eines Bildes auftretendes Analogsignal schwankt zwischen zwei Grenzamplituden, die einem völlig schwarzen bzw. einem völlig weißen Bildpunkt entsprechen. Im allgemeinen liegt die Amplitude für den weißen Bildpunkt höher als die für den schwarzen Bildpunkt; es kommen jedoch auch umgekehrte Verhältnisse vor, beispielsweise bei Verwendung von Operationsverstärkern, die den Abstand zwischen der Amplitude eines Analogsignals und einer konstanten Bezugsspannung liefern.
Für die Umwandlung eines derartigen Signals in ein zweiwertiges Signal entsprechend einem schwarzen oder einem weißen Punkt muß das Analogsignal mit einer Entscheidungsschwelle verglichen werden, die zwischen den beiden Grenzamplituden liegt.
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Vielfach wird diese Schwelle in die Nähe der Amplitude gelegt, die einem vollkommen weißen Bildpunkt entspricht.
Wenn jedoch das zu analysierende Bild einen eher grauen oder bunten Untergrund auf einem Teil oder der ganzen Bildfläche aufweist, auf den die die Nutzinformation bildenden Zeichen aufgedruckt sind, dann läßt sich mit einer festen Entscheidungsschwelle keine zufriedenstellende Analyse mehr erreichen, denn ein Teil der Nutzzeichen geht dann bei der Umwandlung in ein zweiwertiges Signal verloren. Dies kann vermieden werden, indem die Entscheidungsschwelle den schwankenden Pegeln des Eingangssignals angepaßt wird. Es ist bekannt, bei einer solchen Anpassung das analoge Eingangssignal an einen Spitzendetektor anzulegen, um insbesondere die Amplitudenschwankungen des Bilduntergrunds innerhalb eines Bildes oder von einem Bild zum anderen sowie die Amplitudenschwankungen der zu analysierenden Nutzinformationen zu berücksichtigen.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Analog-Digitalwandler anzugeben, in dem die relative Korrektur zwischen der Entscheidungsschwelle und den Analogpegeln des zu analysierenden Signals genau und automatisch erfolgt. Diese Aufgabe wird durch den Wandler gemäß Anspruch 1 gelöst. Bezüglich von Merkmalen bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung wird auf die Unteransprüche verwiesen.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand zweier bevorzugter Ausführungsbeispiele mithilfe der Zeichnungen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Wandlers.
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Fig. 2 zeigt denselben Wandler im Detail.
Fig. 3 zeigt eine erfindungsgemäße Variante zu Fig. 2.
Fig. 4 zeigt ein Funktionsdiagramm zur Ausführungsform gemäß Fig. 2.
Der in Fig. 1 gezeigte Analog-Digitalwandler besitzt einen Komparator in Form eines Operationsverstärkers 1, dessen negativer Eingang über einen Eingangswiderstand IO mit einem Eingang E des Wandlers verbunden ist, an dem das umzuwandelnde Analogsignal Va ansteht. Die einem weißen Bildpunkt entsprechende Amplitude sei größer als die eines schwarzen Bildpunkts. Der positive Eingang dieses Komparators wird mit einer Vergleichsspannung Vd beaufschlagt, die die Entscheidungsschwelle bestimmt. Ein Rückkopplungswiderstand 11 liegt zwischen dem Ausgang und dem negativen Eingang dieses Komparators. Das Ausgangssignal Vs des Komparators ist ein zweiwertiges Signal, das an einen Ausgang S des Wandlers angelegt ist.
Die Entschexdungsschwelle Vd wird aus dem analogen Eingangssignal Va über einen Spitzendetektor 2 abgeleitet. Dieser Detektor besitzt ein Speicherelement wie z.B. einen Kondensator zur Speicherung von Spitzenwerten des Eingangssignals. Am Ausgang des Spitzendetektors 2 liegen mehrere Mittel zur Beeinflussung dieser Spitzenspannung, d.h. zur spezifischen Verkleinerung dieser Spannung. Erste Mittel bestehen aus einem parallel zum Speichermittel des Spitzendetektors 2 liegenden Ableitwiderstands 3, der ein langsames Absinken dieser Spitzenspannung gemäß einer Exponentialkurve mit einer Zeitkonstante in der Größenordnung der Abtastdauer von zwischen 20 und 100 Bildpunkten bewirkt.
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Zweite Mittel bestehen hier aus einem Transistor 4 in Serie mit einem weiteren Ableitwiderstand 41, die bei Durchschaltung des Transistors 4 zu einem schnellen Absinken der Ausgangsspannung des Spitzendetektors 2 führen. Dieser Transistor wird durch einen Schaltkreis 40 gesteuert, dem das Ausgangssignal Vs zugeführt wird und der feststellt, ob beispielsweise während der der Abtastung von 10 Bildpunkten entsprechenden Dauer ausgehend von einem Bildabtast-Taktsignal H schwarze Bildpunkte vorgelegen haben.
Dritte Mittel bestehen aus einem einfachen gesteuerten Schalter 5, der in geschlossenem Zustand den Ausgang des Spitzendetektors 2 erdet. Der Schalter wird durch ein Zeilenende-Signal betätigt, das bis zum Beginn der Abtastung einer neuen Zeile anliegt und in einem Schaltkreis 50 ausgehend einerseits vom Taktsignal H und andererseits ausgehend von einem Zeilenanfangssignal-TIi gebildet wird.
Schließlich ist der Ausgang des Spitzendetektors 2 noch mit dem Eingang eines Impedanzanpassungsgliedes 6 verbunden, das ausgangsseitig die Schwellenspannung Vd bereitstellt. Aufgrund der im Verhältnis zum Widerstand 41 großen Impedanz des Widerstands 3 wird die Ausgangsspannung des Spitzendetektors im Normalbetrieb, d.h. bei offenem Schalter 5 und gesperrtem Transistor 4, praktisch auf einem konstanten Wert gehalten, solange weiße Bildpunkte hinreichend häufig und mit stets gleichem Weißwert auftauchen. Dies gilt insbesondere für ein Eingangssignal aufgrund der Abtastung einer Bildzone großer Informationsdichte und gleichmäßigem Untergrunds. In diesem Fall wird das langsame Absinken
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des Ausgangssignals des Spitzendetektors 2 aufgrund des Widerstands 3 rasch durch den nächstfolgenden weißen Bildpunkt annuliert. Es ergibt sich also lediglich eine leichte Wellung des gespeicherten Ampütudenwerts. Wenn jedoch die weißen Bildpunkten entsprechenden Amplituden aufgrund der Abtastung einer Zone grauen Bilduntergrunds geringer werden, dann paßt sich die Ausgangsspannung des Spitzendetektors 2 automatisch an diesen geringeren Wert mit der langsamen Zeitkonstante aufgrund des Widerstands 3 und des Speicherkondensators im Spitzendetektor 2 an.
Dieser Anpassung überlagert sich eine schnellere Anpassung an den jeweils hellsten Bildpunkt, falls der Transistor gezündet ist. Dies geschieht, sobald das Ausgangssignal des Komparators 1 während einer Mindestabtastdauer von beispielsweise zehn Bildpunkten die Information "schwarz" liefert. Erst wenn wieder ein weißer Bildpunkt am Ausgang des Komparators 1 angezeigt wird, sperrt der Transistor 4.
Der Schalter 5 dient dazu, am Zeilenende den Speicheskondensator des Spitzendetektors 2 schnell und vollständig zu entladen.
Im Rahmen der Erfindung wäre es auch möglich, eine Umwandlung an einer Pestschwelle vorzunehmen und dafür an den negativen Komparatoreingang das umzuwandelnde Signal Va nach Durchgang durch ein veränderbares Dämpfungsglied anzulegen. Die Dämpfung in diesem Glied wird durch die gespeicherte Ausgangsamplitude des Spitzendetektors 2 festgelegt. In diesem Fall wird die Veränderung der Tönung des Bilduntergrunds durch die veränderte
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Verstärkung des Eingangssignals Va im Dämpfungsglied ausgeglichen.
Fig. 2 zeigt einige weitere Details des Wandlers gemäß Fig. 1. Gleiche Bezugszeichen in beiden Figuren betreffen identisch· Bauteile.
Das Schaltbild des Spitzendetektors 2 zeigt im wesentlichen zwei zueinander komplementäre Transistoren 20 und 21. Die Basis B des NPN-Transistors 20 ist über einen einstellbaren Widerstand 22 mit dem Eingang E sowie über einen Widerstand 23 mit Masse verbunden. Die Basis des anderen Transistors, der vom PNP-Typ ist, liegt unmittelbar am Kollektor des Transistors 20, während sein Emitter an eine Vorspannungsquelle +Vo angelegt ist. Der Kollektoranschluß A' dieses Transistors liegt über eine Diode 30 am Emitter des anderen Transistors 20 sowie über einen nicht mit Bezugszeichen versehenen Widerstand an einem negativen Gleichpotential -Vo. Der Spitzenwert der Eingangs spannung Va wird in einem Kondensator 24 gespeichert, der über einen Ladewiderstand 25 an den Kollektor des Transistors 21 angeschlossen ist. Eine HilfsSpannung, die aus dem positiven Gleichpotential +Vo über eine Kette zweier Widerstände 26 und 27 in Serie mit einer Diode 29 abgeleitet ist, wird über eine Diode 28 an die Basis B des Transistors 20 geführt. Die Dioden 29 und 30 dienen der Temperaturstabilisierung des Spitzendetektors 2.
Die Spannung am Punkt B, d.h. der Basis des Transistors 20, schwankt entsprechend der Eingangsspannung Va unter Berücksichtigung der Dämpfung im Verhältnis der Widerstände 22 und 23. Die beiden Transistoren 20 und 21 führen Strom,solange die
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Spannung am Punkt B größer als die Spannung am Punkt A', d.h. am Kollektor des Transistors 21, ist. Dann gleichen sich die Spannungen am Punkt A' und am Punkt B weitgehend, und der Kondensator 24 lädt sich rasch auf (die durch den Kondensator 24 und den Ladewiderstand 25 gegebene Zeitkonstante sei gering).
Die Spannung am Ladekondensator 24 (Punkt A) steigt also rasch auf den Wert der Spannung am Punkt B an, wenn man den Spannungsabfall am Widerstand 25 vernachlässigt.
Wenn die Spannung am Punkt B unter den Wert der Spannung am Punkt A1 abzieht, sperren die beiden Transistoren 20 und 21.
Der Punkt A ist über das Impedanzanpassungsglied 6 mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 1 verbunden und liefert diesem die für die Binärentscheidung wichtige Schwellenspannung Vd. Das Glied 6 besitzt ebenfalls zwei zueinander komplementäre Transistoren 60 und 61. Die Basis des NPN-Transistors 60 ist über einen Widerstand 62 mit dem Punkt A verbunden, während sein Kollektor an einem positiven Gleichpotential +Vo und sein Emitter über einen Widerstand 63 an einem negativen Gleichpotential -Vo liegt. Die Basis des PNP-Transistors 61 ist mit dem Emitter des Transistors 60 verbunden, während sein Kollek-
dem
tor aus//negativen Gleichpotential -Vo und sein Emitter aus dem positiven Potential +Vo über einen nicht mit Bezugszeichen versehenen Widerstand mit Strom versorgt wird und außerdem an den positiven Eingang des Operationsverstärkers 1 führt. Ein als Tiefpaßfilter ; wirkender Kondensator 64 liegt zwischen der ' Verbindung des Emitters des Transistors 60 und der Basis des Transistors 61 einerseits und Masse andererseits. Das Glied 6
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ist ein Schaltkreis hoher Eingangsimpedanz und geringer Ausgangsimpedanz sowie mit einem Verstärkungsfaktor von 1. Damit ist auch die Schwellspannung Vd gleich der Spannung am Kondensator 24.
An den Ausgang des Spitzendetektors 2 sind die erwähnten Mittel angeschlossen, die ein Absinken der Ausgangsspannung des Detektors bewirken. Hierzu gehört der Widerstand 3, der parallel zum Ladekondensator 24 liegt und ein langsames Absinken der Detektorausgangsspannung bewirkt, wenn die Transistoren 20 und gesperrt sind. Die Ladezeitkonstante, die durch den Kondensator 24 und den Widerstand 25 bestimmt wird, ist wesentlich kleiner als die Entladezeitkonstante des Kondensators 24 mit dem Wider- < > stand 3.
Ist der Transistor 4 durchgeschaltet, so erfolgt eine wesentlich schnellere Entladung des Kondensators 24, da der Widerstand 41 eine wesentlich geringere Impedanz als der Widerstand 3 aufweist. Die Basis des Transistors 4 ist über einen Widerstand 42 mit dem Schaltkreis 40, der als Zähler modulo 12 ausgebildet ist, verbunden. Der Zähler zählt die Taktimpulse H, die im Rhythmus der Abtastung aufeinanderfolgender Bildpunkte vom Analysegerät geliefert werden. Er wird vom Ausgangssignal Vs des Komparators über einen Inverter 43 derart gesteuert, daß der Zähler im Zählanfangszustand verbleibt, solange der Komparator 1 einen weißen Bildpunkt anzeigt, d.h. solange die Eingangsspannung Va oberhalb der gerade wirksamen Schwellenspannung Vd liegt, während er im anderen Fall die Taktimpulse H zählt. Der Transistor 4 wird in den Leitzustand gesteuert, wenn der Zähler 40 den Zählzustand
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erreicht. Dann erfolgt eine rasche Entladung des Kondensators 24, bis die Spannung am Kondensator bzw. die Schwellspannung Vd unter die Amplitude des Eingangssignals Va absinkt. Hierbei erfolgt also eine schnelle Rückkehr der Kondensatorspannung (Punkt A) auf den Pegel des Eingangssignals Va.
Auch der Schalter 5 aus Fig. 1 ist in Halbleitertechnik ausgeführt, wie Fig. 2 zeigt. Er besteht aus einem Feldeffekttransistor, dessen Hauptelektroden zwischen Masse und dem Punkt A liegen, während die Torelektrode an den Kollektor eines PNP-Transistors sowie über einen Widerstand 52 an das negative Gleichpotential -Vo angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 51 liegt über einen Widerstand 53 an Masse, und sein Emitter ist über eine Diode 54 an den Schaltkreis 50 angeschlossen und erhält von dort eine für seinen leitfähigen Zustand geeignete Vorspannung während der Dauer des Zeilenrücklaufe.Der Schaltkreis 50 besitzt einen Zähler, der bei jedem Zeilenanfang durch den Impuls TIi gestartet wird und die Anzahl der Taktimpulse H einer ganzen Zeile sowie die Anzahl der Taktimpulse H entsprechend der Dauer des Zeilenrücklaufs bestimmt und während des Zeilenrücklaufs den Transistor 51 und den Feldeffekttransistor 5 in den leitfähigen Zustand steuert. Der Feldeffekttransistor 5 bewirkt eine vollständige Entladung des Kondensators 24 und sichert diesen Zustand während der ganzen Dauer des Zeilenrücklaufs.
Abweichend hiervon könnte die den Zeilenrücklauf bestimmende Information auch unmittelbar durch einen Impuls Tli geliefert werden, der vom Abtastgerät während der ganzen Dauer des Zeilenrücklaufs geliefert wird. In diesem Fall entfällt der Zähler 50.
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Der Wandler gemäß Fig. 2 besitzt außerdem ein Verzögarungsglied 7 im Signalweg, so daß das analoge Eingangssignal Va mit der Verzögerung von einigen Mikrosekunden entsprechend der Abtastdauer einiger Bildpunkte an den Operationsverstärker 1 gelangt. Diese Verzögerung,der das Analogsignal Va vor der Vergleichsoperation mit dem Schwellwert Vd unterliegt, führt zu einer geringfügigen Verschiebung bezüglich des entsprechenden Ausgangssignals des Spitzendetektors 2. Hierdurch wird der Wandler empfindlicher gegenüber Übergängen von einer Bildzone mit grauem Untergrund zu einer Bildzone mit hellerem Untergrund. Ein derartiger übergang erscheint im zweiwertigen Ausgangssignal Vs und führt dort zur Anzeige von einigen schwarzen Bildpunkten.
Fig. 3 zeigt eine Variante zu Fig. 2, bei der das Verzögerungsglied 7 durch einen Schaltkreis 8 ersetzt ist, während alle übrigen Schaltelemente unverändert erhalten bleiben.
Der Schaltkreis 8 besitzt einen NPN-Transistor 80, dessen Kollektor an die das Analogsignal Va übertragende Leitung angeschlossen ist, während sein Emitter an Masse liegt. Zur Steuerung des Transistors 80 dient eine D-Kippstufe 81, deren invertierter Ausgang Q an die Basis des Transistors 80 über einen Widerstand 82 angeschlossen ist. Diese Kippstufe empfängt über ihren Takteingang h die Bildpunkt-Taktsignale H, während der Setzeingang d permanent ein logisches Eins-Signal zugeführt erhält. Der Rückstelleingang r dieser Kippstufe wird angesteuert, wenn ein deutlicher Anstieg des Schwellwerts Vd festgestellt wird, während das zweiwertige Ausgangssignal Vs einen weißen Bildpunkt anzeigt. Hierzu ist der Emitter des Transistors 60 des Anpassungsgliedes 6 einerseits über einen Widerstand 83 und
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einen hierzu parallelen Kondensator 84 an den positiven Eingang eines Operationsverstärkers 85 angeschlossen, der im übrigen über einen Widerstand 86 an Masse liegt, und andererseits über ein Integrationsglied mit einem Widerstand 87 und einem einseitig geerdeten Kondensator 88 an den negativen Eingang dieses Operationsverstärkers angeschlossen, an dem ebenfalls ein Ableitwiderstand 89 zur Erde liegt. Dieser Operationsverstärker 85 liefert einen kurzen Impuls jeweils, wenn der Schwellwert Vd deutlich • ansteigt. Ein NICHT-UND-Glied 90 verknüpft das Aüsgangssignal des Operationsverstärkers mit dem Ausgangssignal des Inverters 43, das über einen Widerstand 91 zugeführt wird. Ein Kondensator liegt zwischen Masse und dem Eingang des NICHT-UND'-Gliedes 90. Dieses Glied steuert die Rückstellung der Kippstufe 81, wenn ein deutlicher Anstieg des Schwellwerts Vd festgestellt wird und zugleich das Ausgangssignal Vs einen weißen Bildpunkt bezeichnet. In diesem Fall liefert die Kippstufe 81 einen kurzen Steuerimpuls an den Transistor 80, der somit kurzzeitig den Pegel des Analogsignals Va absenkt, so daß der Komparator 1 einige schwarze Punkte ausgangsseitig bezeichnet.
Die Betriebsweise des Wandlers gemäß Fig. 2 wird nun anhand von Fig. 4 genauer erläutert. In dieser Figur ist mit durchgezogenem Strich das Verhalten eines analogen Eingangssignals Va und mit unterbrochenem Strich die Höhe des vom Eingangssignal Va abhängigen Schwellwerts Vd dargestellt. In diesem Diagramm ist die durch das Verzögerungsglied 7 eingeführte Verschiebung aus Gründen einfacherer Darstellung nicht berücksichtigt. Der Pegel VBL bezeichnet einen rein weißen Bildpunkt und der Pegel VN einen rein schwarzen Bildpunkt. Der Zeitabschnitt a-b bezeichnet den
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Zeilenrücklauf, während dessen der Feldeffekttransistor 5 leitend ist»und der Kondensator 24 entladen gehalten wird. Die Spannung am Kondensator ist während dieser Zeitspanne nahe null Volt und liegt jedenfalls unterhalb des schwarzen Pegels VN.
Während der Zeitspanne b-c spiegelt das Signal Va das Vorhandensein von schwarzen Markierungen auf rein weißem Untergrund wieder. Bereits zu Beginn dieser Zeitspanne wurde der Transistor 5 gesperrt. Die Spannung am Eingang des Spitzendetektors (Punkt B) steigt mit der analogen Eingangsspannung und die beiden Transistoren 20 und 21 sind leitend. Die Spannung am Kollektor des Transistors 21 (Punkt A1) gleicht im wesentlichen der Spannung am Punkt B. Der Kondensator 24 wird rasch aufgeladen und die Spannung am Kondensator (Punkt A) steigt rasch, wenn das analoge Eingangssignal Va dem Weißpegel VBL entspricht, auf einen mit Vdmax an, der dem Weißpegel unter Berücksichtigung der Dämpfung durch die Widerstände 22 und 23 und unter Berücksichtigung des geringen Spannungsabfalls am Widerstand 25 entspricht. Sobald der Wert des Eingangssignals Va rasch absinkt, sinkt auch die Spannung am Punkt B unter die Spannung am Punkt A1 und die Transistoren 20 und 21 werden gesperrt. Der Kondensator 24 entlädt sich nun langsam über den Widerstand 3. Da das Signal Va nahezu unmittelbar wieder auf den Weißpegel VBL ansteigt, oder jedenfalls auf einen diesem sehr nahekommenden Wert, werden auch die Transistoren 20 und 21 wieder leitend. Während dieser Zeitdauer bleibt die Spannung am Kondensator im wesentlichen konstant.Die langsame Entladung wird kompensiert durch die aufeinanderfolgenden Feststellungen des Weißpegels VBL. Der Schwellwert Vd bleibt
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also während dieser Zeitspanne praktisch auf demselben Wert Vdmax oder zeigt eine geringe Wellenform unterhalb dieses Werts.
In der Zeitspanne c-d werden die Verhältnisse dargestellt, die sich bei grauem Bilduntergrund ergeben. Die hellsten Bestandteile des analogen Bildsignals liegen nun bei einem Wert VG unterhalb des Weißpegels VBL. Die beiden Transistoren 20 und
2 1 sind gesperrt. Dieser Pegel VG bleibt hinreichend lange erhalten, um den Kondensator 24 zuerst langsam über den Widerstand
3 und dann schnell über den Transistor 4 zu entladen, der durch den Schaltkreis 40 solange durchgesteuert wird, bis die Spannung im Punkt A oder der Schwellwert Vd auf einen Wert VdG abgesunken ist, der etwas niedriger als der Wert VG liegt. Die Transistoren 20 und 21 werden dann wieder leitend und der Wandler arbeitet wie in der Zeitspanne b-c mit kurzen Entladungen des Kondensators 24 und rascher Wiederaufladung auf den Wert Vd,e bei jeder neuen Detektion eines Grauspitzenwerts.
Während der Zeitspanne d-e soll wieder ein rein weißer Untergrund vorliegen. Man sieht, daß die beiden Transistoren 20 und 21 leitend werden und die Schwelle rasch wieder auf den Wert Vdmax ansteigt.
Während der Zeitspanne e-f zeigt das analoge Eingangssignal einen geringfügig den schwarzen Pegel VN übersteigenden Wert an, was beispielsweise bei einem schwarzen Markierungsstrich im Bild der Fall ist. Die Spannung im Punkt B sinkt mit der Eingangsspannung Va, die beiden Transistoren 20 und 21 sind gesperrt und die Ladung des Kondensators 24 verringert sich zuerst langsam und dann plötzlich. Der Schwellwert Vd sinkt damit auf einen
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Wert VdN ab, der geringfügig oberhalb des Wertes VN liegt. Dieser Wert ergibt sich, da die Diode 28 leitend ist und eine Hilfsspannung an die Basis des Transistors 2O führt. Die Spannung am Kondensator bleibt also konstant und der Schwellwert Vd bleibt auf dem Pegel VdN. Dadurch zeigt auch das Ausgangssignal Vs des Komparators 1 einen Wert, der einem schwarzen Bildpunkt entspricht, Dadurch, daß das zweiwertige Ausgangssignal Vs den Schwarzwert anzeigt, kann aufgrund der Steuerung des Transistors 4 über den Schaltkreis 40 und den Inverter 43 ein kurzen Einbruch des Schwellwerts unterhalb des Wertes VdN auftreten; der Wert VdN wird jedoch sofort wiederhergestellt durch die am Spitzendetektor 2 anliegende Hilfsspannung.
Während der Zeitspanne f-g ist der Fall behandelt, daß das analoge Signal Va wieder auf den Weißwert VBL zurückkehrt, so daß auch wie in der Zeitspanne d-e der Schwellwert Vd auf den Höchstwert ansteigt.
Während der Zeitspanne g-h liegt wieder ein Zeilenrücklauf vor. Der Schwellwert Vd geht wie während der Zeitspanne a-b auf einen Wert unterhalb des Wertes VN aufgrund der vollständigen Entladung des Kondensators 24 über den Feldeffekttransistor 5 zurück.
χ χ
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Leerseite
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Claims (1)

  1. COMPAGNIE INDUSTRIELLE DES TELECOMMUNICATIONS
    C PT-ALCATEL S.A. 12, rue de la Baume, 75008 PARIS, Frankreich
    AUTOADAPTATIVER ANALOG-DIGITALWANDLER FÜR DIE
    BILDANALYSE
    PATENTANSPRÜCHE
    Autoadaptativer Analog-Digitalwandler für die Bildanalyse, bei dem ein zweiwertiges Signal durch Vergleich des analogen Eingangssignals mit einem Schwellwert in einem Komparator gebildet wird, wobei eine Relativkorrektur in im wesentlichen proportionalen Verhältnis des Schwellwerts und der Amplituden des Analogsignals ausgehend von der Detektion der höchsten, den hellsten Bildpunkten entsprechenden Analogsignalwerte in einem Spitzendetektor erfolgt, dadurch,ge kennzeichnet, daß die Ausgangssignale des Spitzendetektors (2) ersten Mitteln (3), die die aufeinanderfolgenden Spitzenwerte langsam absinken lassen, sowie zweiten Mitteln (4,41) zugeführt werden, die die Spitzenwerte rasch absinken lassen und die steuer seitig mit einem Schaltkreis (40) verbunden sind, in dem festgestellt wird, ob das Analogsignal (Va) über eine mindestens zehn aufeinanderfolgend abgetastete Bildpunkte umfassende Dauer unter dem augenblicklichen Schwellwert geblieben ist, so daß in diesem Fall der Spitzenwert rasch auf einen Wert absinkt, der dem Analog signal für den hellsten vorkommenden Bildpunkt nahekommt.
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    ORIGINAL
    2 - Analog-Digitalwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale des Spitzendetektors in einem Kondensator (24) gespeichert werden und daß die ersten Mittel aus einem zu diesem Kondensator parallelen Widerstand bestehen, wobei die Zeitkonstante dieser Parallelschaltung der Abtastdauer von mindestens zehn Bildpunkten entspricht, und daß die zweiten Mittel einen über einen Transistor (4) zu den ersten Mitteln parallelschaltbaren Widerstand (41) wesentlich geringeren Widerstandswerts aufweisen, wobei der Transistor durch einen Zähler (40) gesteuert wird, der Taktimpulse im Rhythmus der Abtastung der Bildpunkte zugeführt erhält und vom Ausgangssignal des Komparators (1) in den Zählanfangszustand zurückgestellt wird.
    3 - Analog-Digitalwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzendetektor (2) zwei zueinander komplementäre Transistoren (20,21) aufweist, von denen der Transistor des NPN-Typs an seiner Basis das Analogsignal über einen Spannungsteiler (22,23) zugeführt erhält, kollektorseitig mit der Basis des PNP-Transistors und emitterseitig mit dem Kollektor des PNP-Transistors verbunden ist.
    4 - Analog-Digitalwandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzendetektor (2) außerdem einen Schaltkreis zur Anlegung einer Hilfsspannung, deren Wert geringfügig größer als der niedrigste Wert des Analogsignals, d.h. des einem schwarzen Bildpunkt entsprechenden Signals, gewählt ist, und daß dieser Schaltkreis mit der Basis des NPN-
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    Transistors (20) über eine Diode (28) verbunden ist, die leitend wird, wenn das Analogsignal unter den Wert der Hilfsspannung absinkt, so daß das Ausgangssignal des Spitzendetektors (2) nach unten hin auf den Wert der Hilfsspannung begrenzt ist.
    5 - Analog-Digita!wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Analogsignal dem Komparator (1) Über ein Verzögerungsglied (7) zugeführt wird, dessen Verzögerungswirkung der Abtastdauer einiger Bildpunkte entspricht.
    6 - Analog-Digita!wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet; daß ein Sehaltkreis (8) zur Detektion eines kräftigen Anstiegs des Schwellwerts vorgesehen ist, der einen Steuerimpuls zur vorübergehenden Verringerung der Amplitude des Analogsignals erzeugt.
    7 - Analog-Ditigalwandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel (5,50) vorgesehen sind, die das Ausgangssignal des Spitzendetektors (2) auf Null bringen und von einem Schaltkreis gesteuert werden, der das Ende der Abtastung einer Zeile und den Anfang der Abtastung einer neuen Zeile erkennt und aus einem Zähler besteht, der die Anzahl der Bildpunkte einer Zeile und die Anzahl der Bildpunkte ermittelt, die der Dauer des Zeilenrücklaufs entspricht.
    8 - Analog-Digita!wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die die Ausgangssignale des Spitzendetektors auf Null bringen
    und von Bildabtastmitteln während der Dauer des Zeilenrücklaufs aktiviert werden.
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    copy f ./.
DE19792918318 1978-05-12 1979-05-07 Autoadaptativer analog-digitalwandler fuer die bildanalyse Withdrawn DE2918318A1 (de)

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FR7814216A FR2425780A1 (fr) 1978-05-12 1978-05-12 Convertisseur auto-adaptatif en tout ou rien d'un signal d'analyse d'image

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Application Number Title Priority Date Filing Date
DE19792918318 Withdrawn DE2918318A1 (de) 1978-05-12 1979-05-07 Autoadaptativer analog-digitalwandler fuer die bildanalyse

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US (1) US4247873A (de)
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