DE2909520B2

DE2909520B2 -

Info

Publication number: DE2909520B2
Application number: DE2909520A
Authority: DE
Inventors: Winfried Dipl.-Ing. 2081 Hasloh Jansen
Original assignee: Philips Patentverwaltung GmbH
Current assignee: Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Priority date: 1979-03-10
Filing date: 1979-03-10
Publication date: 1981-02-26
Also published as: FR2451674A1; US4313215A; DE2909520C3; DE2909520A1; GB2045031B; JPS6211825B2; GB2045031A; JPS55124336A; FR2451674B1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Dämpfung von Störgeräuschen bei einem FM-Empfänger, bei der das Ausgangssignal eines FM-Demodulators einer Schaltung zur Betragsbildung zugeführt wird, die das Steuersignal für ein Dämpfungsglied liefert, das oberhalb eines Schwellwertes des Betrages des Demodulationsausgangssignals die Dämpfung im Nutzsignalkanal heraufsetzt.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der DE-OS 02 908 bekannt.

Die Schaltung zur Betragsbildung besteht dabei aus einem Brückengleichrichter, an dessen Ausgang ein Kondensator angeschlossen ist. Aufgrund des relativ großen Demodulatorausgangswiderstandes und eines Vorschaltwiderstandes kann sich der Kondensa'or aber nur relativ langsam aufladen; auch die Entladung des Kondensators kann nur langsam erfolgen, so daß der Kondensator, dessen Spannung über einen Operationsverstärker ein Dämpfungsglied schaltet, auf den Mittelwert der Demodulatorausgungsspannung aufgeladen wird. Dieser Mittelwert stellt die sog. AFC-Spannung dar, d. h. eine Spannung, die der Abweichung zwischen der Mittenfrequenz des FN/5-Demodulators und der Trägerfrequenz eines empfangenen Senders proportional ist. Mit dieser Schaltung lassen sich aber nicht alle vorkommenden Arten von Störgeräuschen beseitigen. Man kann die Störgeräusche in drei Gruppen unterteilen:

a) Störgeräusche, die entstehen, wenn kein Sender empfangen wird, d. h., wenn innerhalb des Durchlaßbereiches des Zwischenfrequenzverstärkers des Empfängers kein Sender empfangen wird bzw. nur Sender, die so schwach sind, daß das erzeugte NF-Nutzsignal zu stark durch das Rauschen gestört wird.

In einem solchen Fall liefert der Nutzsignalkanal ein starkes Rauschen, das in einem angeschlossenen Lautsprecher nur geringfügig leiser ist als das bei korrekter Abstimmung auf einen mit maximalem Hub modulierten empfangswürdigen Sender sich ergebende Signal. Diese Art von Störgeräusch wird im folgenden als Aufrauschen bezeichnet.
Die bekannte Schaltung kann dieses Aufrauschen

nicht mittels der eingangs beschriebenen Schaltung unterdrücken. Deshalb wird dort zusätzlich eine aus der Empfangsfeldstärke abgeleitete Spannung herangezogen, wobei die Därr.->^rupg im Nutzsignalkanal erhöht wird, wenn die Feldstarke abnimmt.

b) Störgeräusche, die entstehen, wenn ein Sender auf den Flanken des Zwischenfrequenzfilters empfangen wird; dies ist in Fig. 1 dargestellt. Fig. 1 zeigt schematisch die Durchlaßkurve 1 des Zwischenfrequenzverstärkers. Die rviittenfrequenz liegt dabei bei der Frequenz /Ό. Wenn ein Sender mit der Trägerfrequenz f\ oder /2 empfangen wird, ergeben sich starke Verzerrungen, die in einem angeschlossenen Lautsprecher als wesentlich lauter empfunden werden können, als das Signal bei korrekter Abstimmung auf diesen Sender.

Diese Art von Störgeräuschen, die im nachfolgenden als »Nebenempfang« Dezeichnet wird, kann mit der bekannten Schaltung wirksam unterdrückt werden, weil dabei eine von der Abweichung zwischen /0 und (2 bzw. zwischen /Ό und f\ abhängige Gleichspannung erzeugt wird, die zur Abschaltung des Nutzsignalkanals herangezogen werden kann.

c) Störgeräusche, die entstehen, wenn die Trägerfrequenzen zweier Sender mit den Filterflanken des Zwischenfrequenzfilters zusammenfallen (in diesem Fall liegt — Fig. 1 — die Trägerfrequenz des einen Senders z. B. bei f\ und die Trägerfrequenz des anderen Senders bei /2). Diese Art von Störgeräuschen, die im folgenden als »Zwischenempfang« bezeichnet wird, kann mit der bekannten Schaltung nur teilweise unterdrückt werden, denn einerseits ist die Empfangsfeldstärke genügend groß und andererseits kann das bei Abstimmung auf eine zwischen f\ und Cl liegende Frequenz erzeugte AFC-Signal — abhängig von der Lage von f\ und Cl sowie der Empfangsfeldstärken in bezug auf fO — stets einmal den Wert 0 annehmen (d. h. die AFC-Spannung geht beim Durchstimmen durch Null und wechselt inr Vorzeichen), so daß zumindest in diesem Fall beim Durchstimmen des Empfängers der »Zwischenempfang« hörbar wird.

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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die durch Auswertung nur eines einzigen Signals die Unterdrückung des Aufrauschens, des Nebenempfangs und des Zwischenempfangs gestaltet und die darüber hinaus auch leicht in integrierter Schaltungstechnik hergestellt werden kann. Ausgehend von einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zwischen dem Ausgang des FM-Demodulators und dem Steuereingang des Dämpfungsgliedes eine Schaltung zur Bildung des Maximalwertes des Betrages des Demodulatorausgangssignais eingeschaltet ist, daß aus dem Maximalwert das Steuersignal für das Dämpfungsglied abgeleitet wird und daß die Schaltung so ausgelegt ist, daß sich das Steuersignal bei einer bo Zunahme des Maximalwertes mit einer wesentlich kleineren Zeitkonstante ändert als bei einer Abnahme des Maximalwertes.

Das Ausgangssignal eines FM-Demodulators setzt sich aus einem Nutz- bzw. Niederfrequenzanteil zusammen, der die zu übermittelnde Information darstellt und einem Gleichspannungs-(AFC-)Anteil, der die Abweichung zwischen der Trägerfrequenz und der Mittenfrequenz des FM-Demoduiaton, bzw. des Zwischenfrequenzfeldes darstellt Bei der Erfindung werden beide Anteile des Demodulatorausgangssignais benutzt und benötigt.

Zwar werden auch bei der Schaltung nach der DE-OS 26 02 908 beide Anteile benutzt; doch wird nur der GIeichspannungs-(AFC-)Anteil benötigt, der Niederfrequenzanteil wird durch die Glättung des Ausgangssignals infolge des Kondensators am Ausgang des Brückengleichrichters und des vorgeschalteten Vorwiderstandes sowie des erheblichen Ausgangswiderstandes des FM-Demodulators nicht wirksam.

Der Maximalwert des Betrages des Demodulatorausgangssignais entspricht somit der größten Abweichung des Momentanwertes der Frequenz des Demodulatortiingangssignals von der Mittenfrequenz des FM-Demodulators. Wenn diese Frequenzabweichung einen bestimmten Wert nach oben überschreitet — wobei die Überschreitung durch Aufrauschen, Nebenempfang oder Zwischenerupfang verursacht sein kann — ist dies ein Kriterium für das Vorhandensein eines Störgeräusches, denn bei exakter Abstimmung auf einen Sender kann der Momentanwert zu einer ins Zwischenfrequenzband transponierten Signalfrequenz nur um einen bestimmten Betrag — den Frequenzhub — von der Mitten- bzw. Trägerfrequenz abweichen. Bei UKW-Empfang beträgt diese Abweichung maximal 75 kHz.

Um zu vermeiden, daß die Störgeräuschdämpfungsschaltung nur während des Maximalwertes der Frequenzabweichung wirksam ist, darf das Steuersignal zur Steuerung des Dämpfungsgliedes bei einer Abnahme des Maximalwertes diesem nur mit einer relativ großen Zeitkonstante folgen. Auf der anderen Seite muß das Steuersignal einer Zunahme des Maximalwertes relativ schnell folgen können, damit auch nur kurzzeitig wirksame Maximalwerte die Schaltung zum Ansprechen bringen können.

Eine Weiterbildung der Erfindung sieht daher vor, daß die Zeitkonstante, mit der das Steuersigna! einer Abnahme des Maximalwertes folg', mindestens fünfmal, vorzugsweise mindestens zwanzigmal, größer ist als die Zeitkonstante, mit der das Steuersignal einer Zunahme des Maximalwertes folgt.

Bei einem für stationären Betrieb vorgesehenen UKW-(Heim-)Empfänger kann die erstgenannte (Abkling-)Zcitkonstante 200 ms und die zweite (Ansprech-)Zeitkonstante 3 ms betragen. Die Abkling-Zeitkonstante sollte dabei 500 ms möglichst nicht übersteigen, weil sonst die Gefahr besteht, daß ein an sich empfangswürdiger Sender beim schnellen Durchstimmen stummgeschaltet wird. Die Ansprech-Zeitkonstante sollte nicht zu kurz sein, weil sonst schon einmalige, kurzzeitige Störspannungen die Schaltung zum Ansprechen bringen können.

Bei UKW-Autoempfängern sollte die Abkling-Zeitkonstante kürzer sein (0,5 ms—10 ms), weil dabei im Betrieb die Empfangsfeldstärke schnell und stark schwanken kann (»Lattenzauneffekt«), so daß bei langen Abkling-Zeitkonstanten in einer solchen Empfangssituation der Empfang ständig unterdrückt bzw. gedämpft würde. Die Ansprech-Zeitkonstante muß dann entsprechend kürzer — im μ$-ΒεΓείΛ — sein; die untere Grenze wird dabei durch die Durchlaßbandbrei- \". des ZF-Filters vorgegeben.

Grundsätzlich wäre es möglich, die Betragsbildung und die Maximalwertbildung mit einer einzigen Schaltung durchzuführen. Ebenso könnte der Maximalwert des Betrages auch dadurch gebildet werden, daß

von dem nichtinvertierten und dem invertierten Demodulatorausgangssignal der Maximalwert gebildet würde (z. B. durch Spitzenwertgleichrichtung) und daß anschließend von diesen beiden Spitzenwerten der größere — z. B. durch eine Diodenanordnung — ausgewählt und zur Steuerung des Dämpfungsgliedes herangezogen wird. Eine zweckmäßige Weiterbildung der Erfindung sieht demgegenüber vor, daß dem Schaltungsteil zur Betragsbildung ein Spitzenwertgleichrichter mit einer Kondensatoranordnung nachgeschaltet ist, wobei die Zeitkonstanten für Auf- und Entladung des Kondensators wesentlich voneinander abweichen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 die Durchlaßkurve des Zwischenfrequenzfilters,

F i g. 2 ein Blockschaltbild eines mit einer erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung versehenen Empfängers,

F i g. 3 die Demodulatorausgangsspannung und deren Betrag bei verschiedenen Abstimmzuständen.

Fig.4 den schaltungsmäßigen Aufbau einer Schaltung zur Betragsbildung und eines Spitzenwertdetektors bei Ausführung in integrierter Schaltungstechnik und

F i g. 5 den Verlauf des Steuersignals als Funktion des Maximums des Momentanwertes der Verstimmung.

Bei dem in F i g. 2 dargestellten Empfänger werden die von der Antenne 2 empfangenen Signale einer Hochfrequenzeingangs- und Mischstufe 3 zugeführt und mit dem von einem durchstimmbaren Oszillator 4 gelieferten Signal gemischt. Das Ausgangssignal der Hochfrequenzeingangs- und Mischstufe 3 wird von einem Zwischenfrequenzverstärker 4 gefiltert und verstärkt. An den Ausgang des Zwischenfrequenzverstärkers 4 ist ein Begrenzer 5 angeschlossen, dessen Ausgangssignal einem FM-Demodulator zugeführt wird, der ein Ausgangssignal liefert, das von der Differenz zwischen der Eingangsfrequenz des Demodulators 6 und der Mittenfrequenz /"0 (vgl. Fig. 1) des Filters im ZF-Verstärker 4 bzw. des Demodulators 6 abhängt. Wenn die in den Zwischenfrequenzbereich transponierte Trägerfrequenz des empfangenen Senders nicht exakt mit der Mittenfrequenz /"0 zusammenfällt, enthält das Demodulatorausgangssignal neben dem Nutz- bzw. Niederfrequenzsignal noch einen von der Abweichung der Trägerfrequenz von /"0 abhängigen Gleichspannungsanteil.

Die Bandbreite des Zwischenfrequenzfilters ist dabei im allgemeinen kleiner als die Bandbreite des FM-Demodulators 6. Die Filterflanken sind — beispielsweise durch Verwendung von Keramikfiltern — sehr steil, so daß bei Nebenempfang sehr starke Verzerrungen auftreten, die sehr laut hörbar werden können. Der Begrenzer 5 ist so ausgelegt, daß die bei fehlendem Sendersignal auftretenden Rauschsignale durch ihn begrenzt werden. Deshalb ist auch das Aufrauschen besonders laut wahrnehmbar.

In den Nutzsignalkanal ist zwischen dem Demodulator 6 und einem Niederfrequenzverstärker 8, der zugleich ein Dämpfungsglied enthält, ein Dämpfungsglied 7 eingeschaltet. Die Dämpfung bzw. Verstärkung dieses Dämpfungsgliedes 7, das z. B. eine Multiplizierschaltung sein kann, ist von der Steuerspannung Usran seinem Steuereingang abhängig, und zwar vorzugsweise kontinuierlich — im Gegensatz zu der Schaltung nach der DE-OS 26 02 908, wo die Dämpfung durch Betätigung eines Schalters von Null auf einen Maximalwert geschaltet wird. Die Steuerspannung Usi wird von einer Störgeräuschdämpfungsschaltung geliefert, die an den Ausgang des FM-Demodulators 6 angeschlossen ist und die aus einer Schaltung 9 zur Betragsbildung und einem nachgeschalteten Spitzenwertdetektor 10 besteht. Die Schaltung 9 bildet den Betrag des Demodulatorausgangssignals, d. h., das Ausgangssignal, das als Funktion der Zeit positive und

ίο negative Polarität haben kann, wird in ein Signal umgewandelt, das nur noch eine Polarität, z. B. die positive, hat. Die Beziehung zwischen dem Betrag des Eingangssignals und dem Ausgangssignal ist vorzugsweise linear, kann aber auch nichtlinear sein, so daß zur Betragsbildung u. a. auch ein Zweiquadranter.-Quadrierglied herangezogen werden könnte. Der Spitzenwertdetektor 10 kann im Prinzip ein aus einer Diode und einem Kondensator bestehender Spitzenwertgleichrichter sein, wenn für Auf- und Entladung unterschiedliehe Zeitkonstanten vorgesehen sind, wie weiter unten beschrieben.

Die Wirkung der erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung läßt sich anhand der Fig.3a —3f erläutern. F i g. 3a zeigt das Demodulatorausgangssignal

2^r> im Falle des Zwischenempfangs, d. h, wenn zwei Sender empfangen werden, die mit ihren Trägerfrequenzen f\ und i2 beiderseits der Mittenfrequenz und im allgemeinen auf den Filterflanken liegen. Das Demodulatorausgangssignal ist in Fig.3a in ausgezogenen

jo Linien dargestellt. Die gestrichelte Fortsetzung der Kurven oberhalb und unterhalb der Nullinie stellt der zeitlichen Verlauf dar, den das Demodulatorausgangssignal haben würde, wenn der jeweils andere Stnder nicht vorhanden wäre. In Fig. 3b ist der zeitliche

j5 Verlauf des Ausgangssignals der Schaltung 9, d. h. der Betrag des Demodulatorausgangssignals Up dargestellt. Der Spitzenwert u_p liegt dabei wesentlich oberhalb eines Schwellwertes u._r Die Differenz zwischen dem Spitzenwert und dem Schwellwert kann zur Dämpfung des Nutzsignals mittels des Dämpfungsgliedes 7 herangezogen werden.

Aus den Fig.3a und 3b lassen sich die Verhältnisse bei Nebenempfang leicht ableiten, wenn also nur einer der beiden Sender mit der Trägerfrequenz f\ oder fi (Fig. 1) empfangen wird. In diesem Fall entfällt in F i g. 3a der obere bzw. der untere Kurvenzug, so daß sich das Demodulatorsignal aus der Aufeinanderfolge jeweils eines ausgezogen dargestellten und eines gestrichelt dargestellten Kurvenzuges oberhalb bzw unterhalb der Nullinie ergibt. Das Ausgangssignal weisl dann bereits Verzerrungen auf, die um so größer sind, je größer die statische Verstimmung, d. h. der Frequenzabstand zwischen f\ bzw. Γ2 und /Ό ist. Wird diese Verstimmung gegenüber der Darstellung der F i g. 3s noch vergrößert, dann kann es an der Stelle der größter Momentanwerte zu Spannungseinbrüchen kommen, se daß die Verzerrungen noch erheblich steigen.

Der zeitliche Verlauf des Betrages der Demodulator ausgangsspannung, der sich im Ausgang der Schaltung S einstellt, ergibt sich aus Fig.3b, wenn man eine dei beiden aus durchgezogenen und gestrichelten Teiler zusammengesetzten, sinusförmigen Kurven wegläßt Man erkennt, daß auch der in diesem Fall sich ergebende Spitzenwert u'_p wesentlich oberhalb des Schwellwertes liegt, so daß die Dämpfung im Nutzsigna! entsprechend der Differenz zwischen dem Spitzenwert u'p und dem Schwellwert gesteuert werden kann.
F i g. 3c zeigt den zeitlichen Verlauf des Demodula·

torausgangssignals Uo im Falle des Aufrauschens, d. h., wenn kein Sender empfangen wird, dessen Signal vom Begrenzer 6 begrenzt werden könnte. Da die Bandbreite eines Zwischenfrequenzfilters wesentlich größer sein muß als das Doppelte des maximalen Frequenzhubes des frequenzmodulierten Signals, was gleichbedeutend damit ist, die Abweichung der Momentanfrequenz des Rauschsignals von der Mittenfrequenz /Ό größer sein kann als der maximale Frequenzhub und da, wie bereits erwähnt, der Begrenzer 5 die Eingangsamplituden des Rauschsignals am FM-Demodulator 6 begrenzt, kann das Ausgangssignal des Demodulators in diesem Fall Werte erreichen, die wesentlich größer sind. Aus F i g. 3d, die für den Fall des Aufrauschens den zeitlichen Verlauf des Betrages des Demodulatorausgangssignals Ud als Funktion der Zeit zeigt, erkennt man, daß auch in diesem Fall der Spitzenwert u_p größer ist als der Schwellwert u_s.

F i g. 3e zeigt die Demodulatorausgangsspannung Uo als Funktion der Zeit bei exakter Abstimmung auf einen empfangswürdigen Sender; in diesem Fall fällt also die Trägerfrequenz mit der Mittenfrequenz /0 des ZF-FiI-ters bzw. des FM-Demodulators zusammen. In Fig.3f ist der Betrag der Demodulatorausgangsspannung dargestellt und es ist erkennbar, daß der Spitzenwert u_p niedriger ist als der Schwellwert. Bei einer geringen Verstimmung verschiebt sich das sinusförmige Ausgangssignal nach oben oder nach unten, was zur Folge hat, daß nach der Betragsbildung die Amplitude der ersten, dritten, fünften usw. Halbwelle zunimmt oder abnimmt, während die Amplitude der zweiten, vierten, sechsten usw. Halbwelle sich gegensinnig dazu ändert. Bei einer weiteren Verstimmung erreicht dann der Spitzenwert der gradzahligen oder der ungradzahligen Halbwellen den Schwellwert, so daß dann die Dämpfung einsetzt.

In Fig.4 ist eine für die Ausführung in integrierter Schaltungstechnik geeignete Schaltungskonfiguration dargestellt. Zwei identisch aufgebaute Emitterfolger 90a und 906, deren Basiselektroden das Demodulatorausgangssignal zugeführt wird, sind mit ihren Emittern mit den Eingängen eines Differenzverstärkers verbunden. Der Differenzverstärker enthält die beiden Transistoren 91 und 92, deren Basiselektroden mit den Emitterelektroden der Transistoren 90a bzw. 906 verbunden sind und deren Emitter- und Kollektorelektroden miteinander verbunden sind. In die gemeinsame Emitterzuleitung der Transistoren 91 und 92 ist eine Stromquelle 98 geschaltet und in ihre gemeinsame Kollektorzuleitung ein Stromspiegel. Der Stromspiegel besteht aus den Transistoren 96 und 97, wobei der Transistor % mit seinem Kollektor mit den Kollektorelektroden der Transistoren 91 und 92, mit seinem Emitter mit Masse und mit seiner Basis mit der Basis eines Transistors 97 vom gleichen Leitfähigkeitstyp (npn) verbunden ist Die Emitterelektrode des Transistors 97 liegt an Masse und seine Kollektorelektrode ist einerseits mit der Basiselektrode kurzgeschlossen und andererseits mit der Kollektorelektrode eines Transistors 93 verbunden, dessen Emitter mit den Emittern der Transistoren 91 und 92 verbunden ist und dessen Basiselektroden über gleich große Widerstände 99 und 99' mit den Basiselektroden der Transistoren 91 und 92 verbunden ist Der gemeinsame Kollektoranschluß der Transistoren 91 und 92 ist mit der Basis eines weiteren Transistors 94 vom npn-Typ verbunden, dessen Kollektorelektrode mit der Basiselektrode des Transistors 93 und dessen Emitterelektrode über einen Emitterwiderstand R 2 mit Masse verbunden ist.

Wenn der Momentanwert der Spannung am Demodulatorausgang Null ist, führen die beiden Transistoren 91 und 92 den gleichen Kollektorstrom und der ^r> Transistor 94 erzwingt, daß der vom Transistor 93 an die Diode 97 gelieferte Kollektorstrom etwa doppelt so groß ist wie der Strom durch den Transistor 91 oder 92. — Wenn das Demodulatorausgangssignal verschieden von Null ist, wobei z. B. das Basispotential an der Basis

ίο des Emitterfolgers 90a positiv ist im Vergleich zum Basispotential an der Basis von 90b, dann bleibt der Transistor 91 leitend (sein Kollektorstrom wird dabei größer), während der Transistor 92 gesperrt wird. Der Strom durch den Transistor 93 wird dann genauso groß wie der Strom durch den Transistor 91, weil der Transistor 94 zusammen mit dem Transistor 93 und dem Stromspiegel 96, 97 eine Gegenkopplungsschleife bildet, wodurch erzwungen wird, daß der Strom durch die Transistoren 96, 97 stets wenigstens annähernd gleich groß ist. Infolgedessen muß das Basispotential des Transistors 93 genauso groß sein wie das des Transistors 91, so daß über dem Widerstand 99' die gesamte Eingangsspannung des Differenzverstärkers, d. h. die gesamte Demodulatorausgangsspannung anliegt. Der einem solchen Spannungsabfall am Widerstand 99' entsprechende Strom muß vom Transistor 94 aufgebracht werden, d.h. der Kollektorstrom des Transistors 94 entspricht dem Quotienten aus der Demodulatorausgangsspannung und dem Wert des

jo Widerstandes 99'. Die gleichen Verhältnisse ergeben sich, wenn die Demodulatorausgangsspannung ihre Polarität umkehrt, nur daß dann der Transistor 92 leitend und der Transistor 91 gesperrt wird und der Kollektorstrom des Transistors 94 über den Widerstand 99 fließt.

Der Kollektorstrom des Transistors 94 ist also dem Betrag der Demodulatorausgangsspannung proportional. Es ist grundsätzlich möglich, den Strom durch den Transistor 94 selbst auszuwerten; in bestimmten Fällen kann es jedoch zweckmäßiger sein, einen weiteren Transistor 95 vom gleichen Leitfähigkeitstyp (npn) zu verwenden, dessen Basis mit der Basis des Transistors 94 und dessen Emitter über einen gleich großen Widerstand /?2 mit Masse verbunden ist wie der Transistor 94. Wenn der Kollektorwiderstand R1 des Transistors 95 den gleichen Wert hat wie einer der Widerstände 99 bzw. 99', dann ist der Spannungsabfall am Kollektorwiderstand Ri gleich dem Betrag der Demodulatorausgangsspannung.

so Im Prinzip arbeitet die beschriebene Schaltung 9 zur Betragsbildung ähnlich wie der Brückengleichrichter bei der Schaltung nach der DE-OS 26 02 908. Sie hat jedoch verschiedene Vorteile, weil der Spannungsabfall am Widerstand R 1 praktisch genauso groß ist wie der Betrag der Demodulatorausgangsspannung und nicht durch die Spannungsfälle über den Dioden bzw. den Basisemitterstrecken temperaturabhängig wird. Außerdem ist es möglich, das Ausgangssignal (im Spannungsabfall am Widerstand R 1) potentialmäßig vom Demodulatorausgang zu entkoppeln und den Erfordernissen der nachgeschalteten Schaltung anzupassen. Schließlich kann die Schaltung leicht in integrierter Schaltungstech-■nik ausgeführt werden.

Der Spannungsabfall am Widerstand R1. dessen vom Kollektor des Transistors 95 abgewandtes Ende an die positive Gleichspannung U_n* angeschlossen ist wird dem Spitzenwertdetektor 10 als Steuersignal zugeführt Der Spitzenwertdetektor 10 enthält einen aus zwei

pnp-Transistoren 106 und 107 bestehenden Differenzverstärker. Die Emitter der Transistoren 106 und 107 sind miteinander und über eine Stromquelle 100 mit einer positiven Gleichspannung verbunden. Die Basis des Transistors 106 ist mit dem Kollektor des Transistors 95 verbunden. Der Kollektor des Transistors 106 ist mit dem Kollektor eines npn-Transistors 101 verbunden, dessen Emitter mit Masse und dessen Basis mit der Basis eines weiteren npn-Transistors 102 verbunden isL Der Emitter des Transistors 102 ist ebenfalls mit Masse verbunden, während seine Basis und sein Kollektor kurzgeschlossen sind (der Transistor arbeitet also als Diode) und mit dem Kollektor des Transistors 107 verbunden sind. Die gemeinsame Kollektorzuleitung der Transistoren 106 und 101 ist mit der Basis eines npn-Transistors 108 verbunden, dessen Emitter mit Masse und dessen Kollektor mit der Basis des Transistors 107 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 108 bzw. die Basis des Transistors 107 ist über einen Widerstand 104 mit einem Kondensator 103 verbunden, dessen zweiter Anschluß mit Masse verbunden ist Der Verbindungspunkt des Kondensators 103 und des Widerstandes 104 ist über Widerstände 111 und 112 mit dem Abgriff eines aus den Widerständen 105 und 110 bestehenden Spannungsteilers verbunden, dessen eines Ende mit Masse und dessen anderes Ende mit der Spannung U„r verbunden ist

Solange der Betrag der Demodulatorausgangsspannung, der an R1 anliegt, kleiner ist als der Spannungsabfall am Widerstand 105, ist der Transistor 107 leitend und der Transistor 106 gesperrt Infolgedessen fließt durch den Transistor 108 kein Strom und die Widerstände 104, 111 und 112 sind ebenfalls stromlos. Der Kondensator 103 ist in diesem Fall voll aufgeladen; an ihm liegt die Gleichspannung Urci multipliziert mit dem Spannungsteilerverhältnis des Spannungsteilers 105,110.

Das Spannungsteilerverhältnis ist so gewählt, daß am Widerstand 105 der Schwellwert u_s (vgl. F i g. 3) abfällt. Am Kondensator 103 liegt dann also die Spannung Uret-Us. Der Spannungsabfall am Widerstand 112, der die Steuerspannung Usr für das Dämpfungsglied 7 (F i g. 2) bildet ist dann Null. Wenn die Demodulatorausgangsspannung und mithin der Spannungsabfall am Widerstand R1 den Schwellwert u_s übersteigt, wird der Transistor 106 leitend und übernimmt einen mehr oder minder großen Teil des von der Stromquelle 100 gelieferten Stromes. Sobald der Strom durch den Transistor 106 größer ist als der Strom durch den Transistor 107, fließt die Differenz in die Basis des Transistors 108 und bewirkt daß dieser leitend wird, wodurch die Basis des Transistors 107 der Basis des Transistor 106 potentialmäßig nachgeführt wird und der Strom durch den Transistor 102 fast genauso groß wird wie durch den Transistor 101. Der Kondensator 103 wird dann über den Widerstand 104 und die Kollektoremitterstrecke des Transistors 108 entladen. Je größer die Demodulatorausgangsspannung wird, d. h. je größer der Betrag ist, um den die Frequenz des Demodulatoreingangssignals von der Mittenfrequenz /0 abweicht um so stärker wird die Entladung des Kondensators 103 und desto größer wird die Steuerspannung Usr, für die dann gilt Usr = u_s- \ U_D \. Der Verlauf der Steuerspannung Usr als Funktion der momentanen Verstimmung Af (das ist die Differenz zwischen dem Momentanwert der Frequenz des Eingangssignals des Demodulators und der Mittenfrequenz) ist in F i g. 5 dargestellt. Man erkennt, daß bis zu einer Verstimmung ±Äfs, die dem Schwellwert U₅ entspricht und die bei UKW-Empfang etwa bei 125 kHz liegt, die Steuerspannung den Wert Null hat. Oberhalb dieses Schwellwertes nimmt der Betrag der Steuerspannung mit der Verstimmung linear zu. Das Dämpfungsglied 7, dem diese Steuerspannung zugeführt wird, muß dazu so ausgebildet sein, daß mit wachsendem Betrag der Steuerspannung die Dämpfung von einem Minimalwert kontinuierlich ansteigt. Hierbei kann beispielswei-

se die Änderung der Stromverteilung bei einem Differenzverstärker in Abhängigkeit von einem angelegten Steuersignal ausgenutzt werden.

Aus dem vorstehenden ergibt sich, daß der Kondensator 103 sich entlädt wenn der Spitzenwert des Betrages der Demodulatorausgangsspannung zunimmt, und daß er sich auflädt, wenn der Spitzenwert des Betrages wieder abnimmt. Infolgedessen muß die Entladezeitkonstante, die im wesentlichen durch den Widerstand 104 bestimmt ist wesentlich kleiner sein als die Aufiadezeitkonstante, die durch die Widerstände 111, 112 und die Parallelschaltung der Widerstände 105 und 110 bestimmt ist. Günstige Resultate erhält man bei einer Entladezeitkonstante von 3 ms und einer Aufladezeitkonstante von 20C ms.

Ein Vorteil der in Fig.4 dargestellten Schaltung besteht darin, daß die Steuerspannung Usr — und infolgedessen auch die Dämpfung — bei exakter Abstimmung auf einen Sender genauso groß ist (0 V) wie dann, wenn der Maximalwert der Verstimmung den Schwellwert Afs (beinahe) erreicht. Dies bedeutet, daß z. B. beim Aufrauschen die Steuerspannung nach einer Rauschspannungsspitze langsamer abnimmt, als sie abnehmen würde, wenn sie unter den Wert, den sie bei Erreichen des Schwellwertes u_s hat, absinken könnte.

Dies erleichtert die Signalauswertung in einer solchen Empfangssituation.

Ein weiterer Vorteil einer erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung gegenüber den bisher bekannten Schaltungen besteht darin, daß die Störgeräuschdämpfungsschaltung schon bei kleineren Antenneneingangsspannungen wirksam wird. Ein anderer Vorteil gegenüber solchen Störgeräuschdämpfungsschaltungen, bei denen das Rauschen in Abhängigkeit von einer feldstärkeabhängigen Spannung unterdrückt wird, besteht darin, daß das Rauschen nach der Demodulation ausgewertet wird, so daß der Dämpfungseinsatz unabhängig vom Pegel der Antenneneingangsspannung ist Wenn daher bei FM-Empfängern des gleichen Typs die Verstärkung des Antennensignals bzw. Zwischenfrequenzsignals streut oder wenn derartige Empfänger einmal mit Antennenverstärker und einmal ohne Antennenverstärker betrieben werden, hat dies keinen Einfluß auf den Dämpfungseinsatzpunkt der erfindungsgemäßen Störgeräuschdämpfungsschaltung.

Der Aufwand für eine erfindungsgemäße Schaltung ist vergleichsweise gering, weil lediglich eine Spannung (die Ausgangsspannung des FM-Demodulators) ausgewertet werden muß.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Dämpfung von Störgeräuschen bei einem FM-Empfänger, bei der das Ausgangssignal eines FM-Demodulators einer Schaltung zur Betragsbildung zugeführt wird, die das Steuersignal für ein Dämpfungsglied liefert, das oberhalb eines Schwellwertes des Betrages des Demodulatorausgangssignals die Dämpfung im Nutzsignalkanal heraufsetzt, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang des FM-Demodulators (6) und dem Steuereingang des Dämpfungsgliedes (7) eine Schaltung (9, 10) zur Bildung des Maximalwertes des Betrages des Demodulatorausgangssignals (Ud) eingeschaltet ist, daß aus dem Maximalwert (Up, u'_p) das Steuersignal (Ust) für das Dämpfungsglied abgeleitet wird und daß die Schaltung so ausgelegt ist, daß sich das Steuersignal bei einer Zunahme des Maximalwertes mit einer wesentlich kleineren Zeitkonstante ändert als bei einer Abnahme des Maximalwertes.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Schaltungsteil zur Betragsbildung ein Spitzenwertgleichrichter mit einer Kondensatoranordnung (103) nachgeschaltet ist, wobei die Zeitkonstanten für Auf- und Entladung des Kondensators wesentlich voneinander abweichen.

3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitkonstante, mit der das Steuersignal (Ust) einer Abnahme des Maximalwertes (Up, u'_p) folgt, mindestens fünfmal, vorzugsweise mindestens zwanzigmal, größer ist als die Zeitkonstante, mit der das Steuersignal (Ust) einer Zunahme des Maximalwertes (up, u'p) folgt.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltungsteil zur Ableitung der Steuerspannung (Ust) aus dem Maximalwert so ausgebildet ist, daß die Steuerspannung dem Betrage nach nicht wesentlich unter den Wert sinkt, den sie bei Erreichen des Schwellwertes (u_p) durch den Maximalwertannimmt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 -4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Betragsbildung ein Differenzverstärker vorgesehen ist, der zwei Transistoren (91,92) enthält, deren Emitter und Kollektoren miteinander verbunden sind, daß die Summe der Kollektorströme dieser Transistoren (96, 97) mit dem gespiegelten Kollektorstrom eines dritten Transistors (93) verglichen wird, dessen Emitter mit den Emittern der Differenzverstärkertransistoren (91, 92) verbunden ist und dessen Basis über zwei gleich große Widerstände (99,99') mit der Basis je eines der Differenzverstärkertransistoren sowie mit dem Kollektor eines vierten Transistors (94) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp verbunden ist, dessen Basis die Differenz zwischen den Kollektorströmen der zwei Differenzverstärkertransistoren (91, 92) und dem Kollektorstrom des dritten Transistors (93) zugeführt wird, daß der dritte Transistor (93) und der vierte Transistor (94) zusammen mit dem Stromspiegel (96, 97) eine Gegenkopplungsschleife bilden und daß der Kollektorstrom des vierten Transistors (94) oder eines fünften Transistors (95), der zwischen Basis und

Emitter genauso wie der vierte beschaltet ist, als Ausgangssignai dient

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzenwertgleichrichter einen aus einem sechsten und einem siebten Transistor (106,107) bestehenden Differenzverstärker umfaßt, daß die Kollektorströme des sechsten und siebten Transistors (106,107) einem Stromspiegel (101, 102) zugeführt sind, wobei der in den Stromspiegel fließende Strom vom Kollektorstrom des siebten Transistors bestimmt wird, daß mit dem Kollektor des sechsten Transistors (106) die Basis eines achten Transistors (108) vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp verbunden ist, dessen Kollektor mit der Basis des siebten Transistors (107) verbunden ist und daß die Basis des sechsten Transistors (106) den Eingang des Spitzenwertdetektors bildet und daß die Basis des siebten Transistors (107) mit der Kondensatoranordnung (103) verbunden ist.