DE2854338A1

DE2854338A1 - Spannungserhoehungsschaltung

Info

Publication number: DE2854338A1
Application number: DE19782854338
Authority: DE
Inventors: Jun Sargent Sheffield Eaton
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1977-12-16
Filing date: 1978-12-15
Publication date: 1979-06-21
Also published as: JPS5489552A; GB2010604A; GB2010604B; JPS5811767B2; US4149232A

Description

RCA 69,394

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Spannungserhöhungsschaltung

Die Erfindung betrifft Spannungserhöhungsschaltungen, insbesondere von der Art, bei welcher jede Stufe einen Inverter dazu verwendet, ein paar Boosterkondensatoren aufzuladen, um die Ausgangsspannung zu erzeugen.

In der US-PS 3 016 476 ist eine Spannungserhöhungsstufe mit einem Inverter und vier Kondensatoren beschrieben. Zwei der Kondensatoren werden wahlweise mit Hilfe entsprechender, anstelle von Dioden verwendeter Feldeffekttransistoren zwischen den Invertereingangsanschluß, welchem ein Schaltsignal zugeführt wird, und einem Schaltungsausgangsanschluß, an welchem die erhöhte Ausgangsspannung entsteht, gekoppelt. Zwei weitere Feldeffekttransistoren
sind zwischen die betreffenden Kondensatoren und jeweils eine
Versorgungsspannungsleitung geschaltet und werden durch das Inverterausgangssignal so gesteuert, daß sie anstelle von Dioden arbeiten und die Ladung auf jedem des ersten Paares Kondensatoren während jedes Arbeitszyklus erneuern.

Zur Zuführung der Steuerspannung zu den Gateelektroden der weiteren Feldeffekttransistoren sind bei der bekannten Schaltung zwei

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weitere Kondensatoren zwischen den Inverterausgang und die Gateelektroden jeweils eines der weiteren Transistoren geschaltet, so daß eine Knotenspannungsdifferenz zwischen den Gateelektroden entsteht, welche so groß wie die Ausgangsspannung der Schaltung an deren Ausgangsanschluß ist.

Die hier zu beschreibende Erfindung bezieht sich auf eine Verbesserung der bekannten Spannungserhöhungsschaltung derart, daß mit halb sovielen Kondensatoren die gleiche oder eine größere Ausgangsspannung (das Drei- oder Vierfache) erzeugt werden kann. Die verbesserte Spannungserhöhungsschaltung läßt sich leicht in Kaskade betreiben und ergibt dann eine Ausgangsspannung, die mit dem Quadrat der Stufenzahl ansteigt statt linear mit dieser wie im Fall üblicher Kaskadenspannungsvervielfacherschaltungen.

Die erfindungsgemäße Spannungserhöhungsschaltung benutzt eine Inverterschaltung zur Ansteuerung eines Belages eines jeden von zwei Kondensatoren im Gegentakt, während die anderen Beläge an geeignete Ladungsauffüllungsquellen und an eine Ausgangsspannungskombinationsschaltung angeschlossen sind. Letztere enthält einen weiteren Inverter, der aus der an den zweiten Belägen der Kondensatoren erzeugten Spannung betrieben wird und mit Hilfe des Eingangssignals des ersten Inverters synchronisiert ist.

Die Erfindung ist nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein teilweise als Blockschaltbild ausgeführtes Schaltbild einer Spannungserhöhungsschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 2 ein Schaltbild einer typischen Inverterstufe gemäß dem Stande der Technik, wie sie in der Spannungserhöhungsschaltung gemäß Fig. 1 verwendet werden kann;

Fig. 3 ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 1 und

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Fig. 4 bis 9 alternative Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Spannungserhöhungsschaltung.

Die in Fig. 1 dargestellte Spannungserhöhungsschaltung hat drei in Kaskade geschaltete Stufen 10, 20 und 30. Eine Primärspannungsquelle 2 festen Potentials +V und eine Schaltspannungsquelle 3, die eine um +V/2 oszillierende Schaltspannung V_T„ liefert, sind links in der Figur zu sehen. Die Schaltspannungsquelle 3 liefert, wie gezeigt, Spannungsimpulse, die zwischen Massepotential und +V verlaufen, wie dies in dem Zeitdiagramm der Fig. 3 ersichtlich ist.

Jede der Spannungserhohungsstufen 10, 20 und 30 gemäß Fig. 1 enthält einen entsprechenden Inverter 11, 21, 31, der gemäß Fig. 2 mit zwei komplementären Anreicherungs-Feldeffekttransistoren ausgebildet sein kann, deren Gateelektroden an einem Eingangsanschluß IN und deren Drainelektroden an einem Ausgangsanschluß OUT zusammengeschaltet sind und deren Sourceelektroden an einen positiven bzw. negativen Betriebsspannungsanschluß ⁺V_DD bzw. -V_DD angeschlossen sind. Jeder dieser Inverter 11, 21 und 31 ist mit seinem Eingang an die Quelle 3 angeschlossen und erhält das Eingangssignal V . Die Ausgangsspannung jedes Inverters befindet sich auf ihrem positiven Betriebsspannungspotential während der Zeit, wo V_n kleiner als +V2 (also Masse) ist, und auf ihrem negativen Betriebsspannungspotential während der Zeiten, wo V_1n größer als +V/2 (also +V) ist.

Gemäß Fig. 2 sind die positiven und negativen Betriebsspannungspotentiale für den Inverter 11 immer +V bzw. Masse, so daß die Ausgangsspannung des Inverters 11, die als Spannung V₁₂ ^dem Knoten 12 zugeführt wird, das Komplement von V ist, wie auch aus Fig.3 ersichtlich ist. Jede der Dioden 14, 17, 24, 27, 34 und 37 wird als Analogschalter betrieben und bildet nur bei Vorspannung in Durchlaßrichtung eine Verbindung zwischen ihrer Anode und ihrer Kathode, wie noch im einzelnen erläutert wird.

Zu einem Zeitpunkt zwischen t~ und t., wenn ν_χΝ gleich +V ist,

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spannt die nach unten gerichtete Amplitude von V₁~ = V , welche über den Boosterkondensator 13 zur Kathode der Diode 14 gelangt, diese in Durchlaßrichtung vor. Dadurch wird der Schaltungspunkt 15, an welchem der Kondensator 13 mit der Kathode der Diode 14 verbunden ist, auf ein Potential geklemmt, das um die Offsetspannung der leitenden Diode 14 niedriger als +V ist. Für die Beschreibung kann hier angenommen werden, daß die Größe der Offsetspannung über der leitenden Diode als vernachlässigbar gegenüber +V angesehen werden kann, so daß die Spannung V₁₅ am Knotenpunkt 15 praktisch gleich +V angenommen werden kann, wie dies in Fig. 3 der Fall ist. Wenn der Knotenpunkt 15 dicht an +V geklemmt ist und der Knotenpunkt 12 nach Masse gezogen wird, dann wird die Ladung auf dem Kondensator 13 aufgefüllt und ergibt eine Spannung, deren Amplitude praktisch gleich +V ist, an seinen zwischen die Beläge

12 bzw. 13 geschalteten Belägen.

Kurz vor dem Zeitpunkt t_Q, als V auf Massepotential und V₁₂ praktisch gleich +V war, hatte die ansteigende Amplitude von V₁-, welche über den Boosterkondensator 16 zur Anode der Diode 17 gekoppelt wurde, diese in Durchlaßrichtung vorgespannt und den Schaltungsknoten 18 auf ein Potential geklemmt, welches sich vom Massepotential durch die Offsetspannung über der leitenden Diode 17 unterscheidet. Der Kondensator 16 ist auf ein Potential zwischen seinen Belägen aufgeladen, das praktisch gleich +V ist. Zu einem Zeitpunkt zwischen t_Q und t.., wenn die Spannung V gleich +V ist und die Spannung V₁₂ Massepotential angenommen hat, wird nun der Knotenpunkt 18 um einen Betrag unter Massepotential gebracht, welcher im wesentlichen gleich V ist. Die Differenz zwischen den Spannungen V₁₈ und V₁_ an den Knotenpunkten 18 bzw. 15 beträgt zwischen den Zeiten t_Q und t.. +2V.

Im nachfolgenden Halbzyklus zwischen t.. und t₂, wenn V_1n auf Massepotential und V₁₂ auf +V liegt, spannt die über den Kondensator

13 zur Kathode der Diode 14 gekoppelte obere Halbwelle von V₁₂ die Diode 14 in Sperrichtung vor und macht sie nichtleitend, während das Potential V₁ ~ am Knotenpunkt 15 im wesentlichen auf +2V angehoben wird. Die über den Kondensator 16 zur Anode der Diode

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gekoppelte obere Halbwelle von V^₂ spannt die Diode 17 in Durchlaßrichtung vor, so daß der Knotenpunkt 18 dicht auf Masse geklemmt wird, wie zur Zeit kurz vor t„, und der Kondensator 16 zur Auffüllung seiner Verluste in der Zeit zwischen t_Q und t₁ aufgefüllt wird. Die Differenz zwischen den Spannung V₁₈ und V₁₅ hat noch eine Amplitude von +2V.

Die Spannung zwischen den Knotenpunkten 18 und 15 hat kontinuierlich einen Wert von praktisch gleich + 2V, also dem Doppelten der Amplitude der Spannung +V, welche von der Primärstromquelle 2 geliefert wird, und zwar nicht nur über den Zyklus zwischen t_Q und t„, sondern auch über die nachfolgenden Zyklen. Diese verdoppelte Spannung kann unmittelbar benutzt werden, jedoch ist die Art, in welcher die verdoppelte Spannung zur Verfügung gestellt wird, besonders vorteilhaft, wenn man sie als Betriebsspannung für einen weiteren Inverter 21 benutzt, dessen Eingangsverbindung die Spannung V_1n zugeführt wird und der daraufhin eine Ausgangsspannung Vp₂ an seine Ausgangsverbindung an einen Knotenpunkt 22 liefert. Zwischen den Zeiten t„ und t liefert der Inverter 21 aufgrund der Eingangsspannung V_TT, einen Wert von +V, so daß seine Ausgangsspannung V„~ auf seine negative Betriebsspannung geklemmt wird, die als Spannung V_1R einen Wert hat, der in dieser Periode praktisch gleich -V ist. Zwischen den Zeitpunkten t. und t₂ reagiert der Inverter 21 auf die Spannung V_IN von Massepotential mit einer Klemmung seiner Ausgangsspannung 22 auf seine positive Betriebsspannung, die als Spannung V^c einen Wert von praktisch gleich +2V während dieser Periode hat. So wechselt die Spannung V₂₂ zwischen den Pegeln -V und +2V und bildet eine wechselnde Spannung einer Amplitude vom dreifachen Wert der Spannung V_1n und der von der PrimärSpannungsquelle 2 gelieferten Spannung +V. Diese verdreifachte Spannung kann unter Verwendung eines Gleichrichters und Speicherkondensators zu einer Gleichspannung spitzengleichgerichtet werden, die im wesentlichen dreimal so groß wie die von der Primärspannungsquelle gelieferte Spannung ist.

In Fig. 1 wird jedoch der Inverter 21 als Teil einer weiteren Spannungsverdopplungsstufe 20 benutzt. In der Zeit zwischen t_Q

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und t spannt die über den Boosterkondensator 23 zur Kathode der Diode 24 gekoppelte untere Amplitude von V„„ die Diode 24 in Durchlaßrichtung vor. Dadurch wird der Knotenpunkt 25, die Verbindungsstelle zwischen Kondensator 23 mit der Kathode der Diode 24, auf ein Potential geklemmt, das praktisch gleich +V2 ist, und die Ladung auf dem Kondensator 23 wird aufgefrischt, so daß zwischen seinen mit den Knotenpunkten 22 bzw. 25 verbundenen Belägen eine Spannung entsteht, die praktisch gleich +3V ist. Kurz vor t-, wenn V_TN noch auf Massepotential und V„₂ praktisch gleich +2V ist, hat die über den Boosterkondensator 26 zur Anode der Diode 27 gekoppelte obere Amplitude von V„₂ die Diode 27 in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß der Knotenpunkt 28 eng auf Masse geklemmt wird und die Ladung des Kondensators 26 so eingestellt wird, daß zwischen seinen Belägen eine Spannung von praktisch gleich +2V entsteht. Zu einer Zeit zwischen t_ und t.. , wenn V^_n gleich +V ist und V„₂ den Wert -V angenommen hat, wird der Knotenpunkt 28 nun um einen Betrag unter Masse gebracht, der im wesentlichen gleich 3V ist. Die Differenz zwischen den Spannungen V₂g und V₃₅ an den Knotenpunkten 28 bzw. 25 hat eine Größe von+4V zwischen den Zeitpunkten t₀ und t₁.

Im nachfolgenden Halbzyklus zwischen t.. und t₂ spannt die über den Kondensator 23 zur Kathode der Diode 24 gelangende obere Amplitude von V₂2 die Diode 24 in Sperrichtung vor, so daß sie nichtleitend wird, und erhöht das Potential V₂₅ am Knotenpunkt 25 im wesentlichen auf +4V. Die über den Kondensator 26 zur Anode der Diode 27 gekoppelte untere Halbwelle von V₁₅ spannt die Diode 27 in Durchlaßrichtung vor und klemmt den Knotenpunkt 28 dicht auf Masse wie in der Zeit kurz vor t_Q, so daß der Kondensator 26 in der Zeit zwischen t„ und t.. zum Ausgleich seiner Verluste aufgeladen wird. Die Differenz zwischen den Spannungen V₂Q und V₃₅ bleibt weiterhin +4V.

Die Spannung zwischen den Knotenpunkten 28 und 25 hat kontinuierlich einen Wert von praktisch +4V, also der vierfachen Größe der Spannung der PrimärSpannungsquelle 2, und zwar nicht nur über die Zyklen zwischen t_Q und t₂, sondern auch für die nachfolgenden

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Zyklen. Wird diese vierfache Spannung dem Inverter 31 als Betriebsspannung zugeführt, dann liefert dieser eine Ausgangsspannung V₃₂ am Knotenpunkt 32, welche zwischen -3V und +4V wechselt. Die Dioden 34 und 37 und die Boosterkondensatoren 33 und 36 liefern in der dargestellten Schaltungsweise eine Spannung V₃ c am Knotenpunkt 35, die zwischen +V und +8V wechselt, und eine Spannung V₃₈ ^am Knotenpunkt 38, die zwischen -7V und 0 wechselt. Die Differenz zwischen V₃„ und V₃₅ hat kontinuierlich den Wert +8V. Der Kaskadenschaltung der Stufen 10, 20 und 3O können noch weitere Spannungserhöhungsschaltungen zugefügt werden, um Spannungen zu erzeugen, die 2ⁿV erreichen, wenn η die Zahl der in Kaskade geschalteten Stufen ist.

Fig. 4 zeigt eine Abwandlung der Vorspannungsschaltung aus Fig. 1, bei welcher die Anoden der Dioden 14, 24 und 34 so geschaltet sind, daß sie die Spannung V_TN von der Spannungsquelle 3 anstatt der Spannung +V von derPrimärSpannungsquelle 2 erhalten. Da die Spannung ν_τΝ während der Zeiten zwischen t„ und t. und aufeinanderfolgender Halbzyklen, wenn die Dioden 14, 24 und 34 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind, einen Wert von +V hat, arbeitet die Schaltung im wesentlichen in gleicher Weise wie die Schaltung gemäß Fig. 1.

Fig. 5 zeigt eine Abwandlung der Spannungserhöhungsschaltung gemäß Fig.1 unter Verwendung von in Kaskade geschalteten Stufen 110, 120 und 130. Hierbei werden die Dioden jeweils aufeinanderfolgender Stufen (also beispielsweise die Dioden 24 und 27 in der Stufe 120) von der Ausgangsspannung der vorhergehenden Stufe vorgespannt. Die Spannungserhöhungsschaltung gemäß Fig. 4 kann in ähnlicher Weise abgewandelt werden. Eine solche Abwandlung kann in bestimmten integrierten Schaltungskonfigurationen vorteilhaft sein, da es hierbei nicht notwendig ist, lange Stromleitungen zur Verbindung der einzelnen Stufen zu führen, sondern alle Verbindungen außer zum Eingangssignal V_JN verlaufen von Stufe zu Stufe.

Die Offsetspannungen über den Dioden 14, 24, 34, 17, 27 und 3,7, die in den Spannungserhöhungsschaltungen gemäß den Fig. 1, 4 und

5 als Analogschalter betrieben werden, neigen zur Verringerung ihrer Ausgangsspannungen unter den theoretischen Wert von 2ⁿV. Dies trifft insbesondere dann zu, wenn die Analogschalter wie in Fig. 5 hintereinandergeschaltet sind. Gemäß der US-PS 4 000 412 läßt sich dieses Problem vermeiden, indem man die Dioden in den Analogschaltern durch Feldeffekttransistoren ersetzt. Die Fig. 6 und 7 zeigen derartige Abwandlungen der Spannungserhöhungsschaltungen gemäß den Fig. 1 und 5.

In den Fig. 6 und 7 dienen die Spannungen V₁₅ und V₁₈ als positive bzw. negative Betriebsspannungen für den Inverter 221. Während der Zeit zwischen t_Q und t₁ und während jeder aufeinanderfolgenden zweiten Halbwelle von V _N, wenn diese den Wert +V hat, haben diese relativ positiven und negativen Betriebsspannungen jeweils Werte von +V und -V. V_n ist beim Wert +V positiver als das Mittel, Massepotential, dieser Betriebsspannungen während dieser Zeit; so schaltet der Ausgangsverbindungspunkt des Inverters 121 auf sein negatives Betriebspotential· -V. Die Spannung V₂IQ' ^wel^cne der Inverter 221 dem Knotenpunkt 219 zuführt, an welchem die Gateelektroden der Fel·deffekttransistorschal·ter 214 und 217 zusammengescha^et sind, hat so einen Wert -V. Der Anreicherungs-p-Kanal-Feldeffekttransistor 214, dessen Sourceelektrode die Spannung +V von der Primärspannungsqueile 2 zugeführt wird, wird durch die seiner Gateelektrode zugeführte Spannung V₂₁Q gleich -V in den Leitungszustand vorgespannt und klemmt seine mit dem Knotenpunkt 15 verbundene Drainelektrode auf das Potential· +V an seiner Sourceeiektrode. Der mit seiner Sourceeiektrode an Massepotential· angeschossene Anreicherungs-n-Kanal·-Fel·deffekttransistor 217 ist durch die seiner Gateeiektrode zugeführte Spannung V₃₁₉ gl·eich V in Sperrichtung vorgespannt; und der mit seiner Draineiektrode verbundene Knotenpunkt 18 ist frei und kann das über den Kondensator 16 zugeführte Potential· annehmen.

Die Spannungen V₃₅ und V₃₈ dienen dem Inverter 231 ais rel·ativ positive bzw. negative Betriebsspannungen. Wenn V_1n einen Wert +V hat, dann haben die Spannungen V₃₅ und V₃₈ die Werte +V bzw. -3V. Ihr Mitteiwert ist -V, der von V_1n gieich +V überschritten

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wird, so daß der Ausgangsverbindungspunkt des Inverters 231 auf sein negatives Betriebspotential -3V geschaltet wird, welches als Spannung V₃₂₉ dem Knotenpunkt 229 zugeführt wird, mit welchem die Gateelektroden der Anreicherungs-Feldeffekttransistoren 224 und 227 verbunden sind. Der p-Kanal-Feldeffekttransistor 224 ist mit seiner Sourceelektrode an das Potential +V (gemäß Fig. 6) und an den Knoten 15 (gemäß Fig. 7) angeschlossen und erhält die Spannung V.. 5 gleich +V; dadurch wird er in den Leitungszustand vorgespannt und klemmt den mit seiner Drainelektrode verbundenen Knotenpunkt 25 auf das Potential +V an seiner Sourceelektrode. Der n-Kanal-Feldeffekttransistor 227, dessen Sourceelektrode gemäß Fig.6 mit Masse und gemäß Fig. 7 mit dem Knoten 18 verbunden ist und die Spannung V-g gleich -V erhält, wird in Sperrichtung vorgespannt, so daß seine Drainelektrode und der damit verbundene Knotenpunkt 28 frei bleibt und das über den Kondensator 26 zugeführte Potential annehmen kann.

Dem Inverter 241 dienen die Potentiale an den Knotenpunkten 35 bzw. 38 als relativ positive bzw. negative Betriebsspannungen V₃₅ bzw. V-Q. Ist V_T„ = +V, dann ist V_oc = +V und V_OQ = -7V, und der

Jo IiN JJ jo

Mittelwert ist -3V, welcher von V überschritten wird. Daher ist der Inverter 241 so geschaltet, daß er an den Knotenpunkt 239 eine Spannung V₂^g liefert, die gleich dem negativen Betriebspotential von -7V ist. Der Anreicherungs-p-Kanal-Feldeffekttransistor 234 ist mit seiner Sourceelektrode gemäß Fig. 6 an +V und gemäß Fig. 7 an V„j- gleich +V angeschlossen und wird durch die seiner Gateelektrode zugeführte Spannung V_2ig = -7V leitend vorgespannt und klemmt den mit seiner Drainelektrode verbundenen Knotenpunkt 35 auf das Potential +V an seiner Sourceelektrode. Der Anreicherungsn-Kanal-Feldeffekttransistor 237 ist mit seiner Sourceelektrode gemäß Fig. 6 mit Masse und gemäß Fig. 7 mit dem Knotenpunkt 28 verbunden und erhält die Spannung V₃₈ = -3V, so daß er in Sperrrichtung vorgespannt wird und seinen Kollektor sowie den damit verbundenen Knotenpunkt 38 frei läßt, so daß dieser das über den Kondensator 36 zugeführte Potential annehmen kann.

Andererseits erhält man während der Zeit zwischen t. und t₂ und

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in jedem aufeinanderfolgenden zweiten Halbzyklus von V / wenn dieses Massepotential annimmt, die folgenden Zustände. V₁₅ und V₁₈ die relativ positiven und negativen Betriebspotentiale des Inverters 221, haben die Werte +2V bzw. Masse, wobei der Mittelwert +V beträgt. V^P ₂j- ^un<3- ^V28' ^^B ^rel^ati-^v positiven und negativen Betriebs potentiale des Inverters 231, haben die Werte +4V bzw. Masse mit dem Mittelwert +2V. V-,,- und V-.„/ die relativ positiven und negativen Betriebspotentiale des Inverters 241, haben die Werte +8V bzw. Masse mit dem Mittelwert +4V". V_TN ist mit einem Wert von Masse weniger positiv als jeder dieser Mittelwerte, so daß die Inverter 221, 231 und 241 jeweils so geschaltet werden, daß ihre Ausgangsverbindungspunkte ein Potential haben, das praktisch gleich ihrem relativ positiven Betriebspotential ist. Demgemäß ist die Spannung V₃₁₉ am Knotenpunkt 219 während dieser Zeit gleich +2V, die Spannung V__2g am Knotenpunkt 229 gleich +4V und die Spannung V₃₃₉ am Knotenpunkt 239 gleich +8V.

Wenn die Sourceelektroden der Feldeffekttransistoren 214 und 217 auf +V bzw. Masse liegen, wegen ihrer Verbindungen mit der Primärspannungsquelle 2, dann spannt die an den Gateelektroden liegende Spannung 219 = +2V den p-Kanal-Feldeffekttransistor 214 in Sperrrichtung und den n-Kanal-Feldeffekttransistor 217 in den Leitungszustand vor, so daß der Knotenpunkt 15 frei bleibt und das über den Kondensator 13 zugeführte Potential annimmt und der Knotenpunkt 18 auf Massepotential geklemmt wird. Wenn die Sourceelektrode des p-Kanal-Feldeffekttransistors 224 wegen ihrer Verbindung mit der Primärspannungsquelle 2 gemäß Fig. 6 das Potential +V oder wegen ihrer Verbindung mit dem Knotenpunkt 15 unter Zuführung der Spannung V₁₅ gemäß Fig. 7 das Potential +2V annimmt, dann sperrt ihn die an seiner Gateelektrode liegende Spannung V₂₂Q gleich +4V, so daß der Knotenpunkt 25 das über den Kondensator 23 zugeführte Potential annehmen kann. Da die Sourceelektrode des n-Kanal-Feldeffekttransistors 227 gemäß Fig. 6 an Massepotential und gemäß Fig. 7 über den Knotenpunkt 18 an Potential V^g (ebenfalls Massepotential) liegt, spannt die seiner Gateelektrode zugeführte Spannung V„~g = +4V den Transistor 227 in den Leitungszustand, so daß seine Drainelektrode und der damit verbundene

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Knoten 28 auf das Massepotential seiner Sourceelektrode geklemmt wird. Hat die Sourceelektrode des p-Kanal-Feldeffekttransistors 234 wegen ihrer Verbindung mit der Primärspannungsquelle 2 gemäß Fig. 6 oder mit dem Knotenpunkt 25 zur Zuführung des Potentials V^n gemäß Fig. 7 das Potential +V, dann sperrt die seiner Gateelektrode zugeführte Spannung V₂₃₉ ^{= +}8V den Feldeffekttransistor 234, so daß der Knotenpunkt 235 das über den Kondensator 33 zugeführte Potential annehmen kann. Wenn die Sourceelektrode des n-Kanal-Transistors 237 wegen ihrer Verbindung mit der Primärspannungsquelle 2 gemäß Fig. 6 oder dem Knoten 28 zur Zuführung der Spannung V„g gemäß Fig. 7 Massepotential hat, dann bringt die seiner Gateelektrode zugeführte Spannung V~->q ^{= +}8V den Feldeffekttransistor 237 zum Leiten, so daß seine Drainelektrode und der damit verbundene Knotenpunkt 38 auf das Massepotential seiner Sourceelektrode geklemmt wird.

Die Feldeffekttransistoren 214, 217, 224, 227, 234 und 237 werden zu ihren bestimmten Zeiten mit Hilfe genügend großer Source-Gate-Spannungen in den Leitungszustand geschaltet, so daß ihre Kanalimpedanzen zwischen ihren Source- und Drainelektroden auf genügend kleine Werte reduziert werden, um den Spannungsabfall über ihren leitenden Kanälen vernachlässigbar klein werden zu lassen.

Die Fig. 8 und 9 zeigen Abwandlungen der in den Fig. 6 und 7 dargestellten Spannungserhöhungsschaltungen, wobei jede Spannungserhöhungsstufe einen bereits in einer nachfolgenden Stufe zur Verfügung stehenden Spannungsinverter zum Steuern des Schaltens seines Feldeffekttransistorschalters benutzt, mit Hilfe dessen sein Kondensator selektiv geklemmt wird. In den Stufen 410 und 420 der Schaltung gemäß Fig. 8 wird die durch die Inverter 221 und 231 gemäß Fig. 6 vorgenommene Inversion durch die Inverter bzw. 31 in der nachfolgenden Stufe 420 bzw. 430 bewirkt. In den Stufen 510 und 520 gemäß Fig. 9 wird die durch die Inverter 221 und 231 in Fig. 7 bewirkte Inversion durch die Inverter 21 bzw. 31 in den nachfolgenden Stufen 520 bzw. 530 vorgenommen.

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Während für die Betriebsweise der in den Fig. 1, 4, 5, 6, 7, 8 und 9 dargestellten Schaltungen angenommen war, daß die Spannung V_TN eine Rechteckwelle quadratischer Form ist, können die beschriebenen Schaltungen innerhalb des Erfindungsgedankens auch mit einer Spannung V_JN betrieben werden, die eine Rechteckschwingung mit einem anderen Tastverhältnis als 1:1 ist.

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Claims

DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

POSTFACH 800008

D-8OOO MaBNCHEN 8β

TBLKPON Οβθ/4ΤββΟβ ♦7β81·

TBLKX S330IS TBLKGRAHM SOMBBS

RCA 69,394/Sch/Vu

USSN 861,4 52

vom 16. Dezember 1977

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

/ 1) JSpannungserhöhungsschaltung mit einem ersten und einem zwelien Anschluß zur Verbindung mit einer Versorgungsspannungsquelle, welche an diese Anschlüsse ein erstes bzw. zweites Betriebspotential anlegt, wobei diese Potentiale relativ zueinander positiv bzw. negativ sind, mit einem ersten Inverter (11), der über eine erste Stromzuführungsverbindung mit dem ersten Anschluß und über eine zweite Stromzuführungsverbindung mit dem zweiten Anschluß verbunden ist und der einen Eingangsanschluß zur Zuführung von Schaltsignalen (V. ) aufweist,'welche zwischen einem ersten und einem zweiten Potentialwert (+V bzw. O) abwechseln, und der ferner einen Ausgangsverbindungspunkt hat, an welchem ein Potentialwert (+V) erscheint, der im wesentlichen gleich dem seiner ersten Stromzuführungsverbindung ist, wenn das Schaltsignal an seinem Eingangsverbindungspunkt den zweiten Pegelwert (O) hat, und an dem ein Potentialwert (0) erscheint, der im wesentlichen gleich demjenigen an seiner zweiten Stromzuführungsverbindung ist,

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wenn das seinem EingangsVerbindungspunkt zugeführte Schaltsignal den ersten Pegelwert (+V) hat, ferner mit einem ersten und einem zweiten Schaltungsknotenpunkt (15 bzw. 18), zwischen denen eine Spannung zu erzeugen ist, welche zweimal so groß wie die Differenz zwischen der relativ negativen und der relativ positiven Betriebsspannung ist, mit einer ersten Boosterkapazität (13), welche zwischen den AusgangsVerbindungspunkt des ersten Inverters (11) und den ersten Schaltungsknotenpunkt (15) geschaltet ist, mit einer zweiten Boosterkapazität (16), welche zwischen den Ausgangsverbindungspunkt des ersten Inverters (11) und den zweiten Schaltungsknotenpunkt (18) geschaltet ist, mit einem ersten Analogschalter (14), der selektiv nur dann schließt, wenn das Schaltsignalpotential seinen ersten Pegelwert hat, um die erste Betriebsspannung an den ersten Schaltungsknotenpunkt zu legen, und mit einem zweiten Analogschalter (17), welcher selektiv im wesentlichen nur dann schließt, wenn das Schaltsignal seinen zweiten Pegelwert hat, um die zweite Betriebsspannung an den zweiten Schaltungsknoten zu legen, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Inverter (21) mit einer ersten Stromzuführungsverbindung an den ersten Schaltungsknotenpunkt (15) und mit einer zweiten Stromzuführungsverbindung an den zweiten Schaltungsknotenpunkt (18) angeschlossen ist und eine Eingangsverbindung zur Zuführung der Schaltsignalspannung (V. ) aufweist und von der Art ist, bei der ein Potentialwert, der im wesentlichen gleich dem an seiner ersten Stromzuführungsverbindung anliegenden Potentialwert ist, an seiner Ausgangsverbindung erscheint, wenn das Schaltsignal an seiner Eingangsverbindung den zweiten Pegelwert (Masse) hat, und ein Potential, welches im wesentlichen gleich dem an seiner zweiten Stromzuführungsverbindung anliegenden Potential ist, an seiner Ausgangsverbindung erscheint, wenn das Schaltsignal an seiner Eingangsverbindung den ersten Pegelwert (+V) hat, um an der Ausgangsverbindung des zweiten Inverters eine Spannung zu erzeugen, deren von Spitze zu Spitze gemessene Amplitude im wesentlichen dreimal so groß wie die Differenz zwischen der relativ negativen und der relativ positiven Betriebsspannung ist.

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2) Spannungserhohungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Analogschalter ein erstes nur einseitig leitendes Element (14) enthält, dessen Anode an den ersten Anschluß (+V) und dessen Kathode an den ersten Schaltungsknotenpunkt (15) angeschlossen ist, und daß der zweite Analogschalter ein zweites, nur einseitig leitendes Element (17) aufweist, dessen Anode an den zweiten Schaltungsknotenpunkt (18) und dessen Kathode an den zweiten Anschluß (Masse) angeschlossen ist.
3) Spannungserhöhungsschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet ferner durch einen dritten und einen vierten Schaltungsknotenpunkt (25 bzw. 28), zwischen denen eine Spannung zu erzeugen ist, welche im wesentlichen viermal so groß wie die Differenz zwischen der relativ negativen und der relativ positiven Betriebsspannung ist, einen dritten Analogschalter (24;224), welcher zwischen den ersten Anschluß und den dritten Schaltungsknotenpunkt (25) geschaltet ist, eine dritte Boosterkapazität (23), welche zwischen dem dritten Schaltungsknotenpunkt (25) und die Ausgangsverbindung des zweiten Inverters (21) geschaltet ist, einen vierten Analogschalter (27,227), welcher zwischen dem zweiten Anschluß (Masse) und den vierten Schaltungsknotenpunkt (28) geschaltet ist, und eine vierte Boosterkapazität (26), welche zwischen dem vierten Schaltungsknotenpunkt (28) und die Ausgangsverbindung des zweiten Inverters (21) geschaltet ist.
4) Spannungserhöhungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Analogschalter (24;224) zwischen dem ersten Schaltungsknotenpunkt (15) und dem dritten Schaltungsknotenpunkt (25) geschaltet ist und daß der vierte Analogschalter (27;227) zwischen dem zweiten Schaltungsknotenpunkt (18) und dem vierten Schaltungsknotenpunkt (28) geschaltet ist.
5) Spannungserhöhungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Analogschalter einen ersten, p-Kanal-Feldeffekttransistor (214) enthält, dessen Sourceelektrode an den ersten Anschluß, dessen Drainelektrode an den ersten Schal-

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tungsknotenpunkt (15) und dessen Gateelektrode an die Ausgangsverbindung des zweiten Inverters (21) angeschlossen ist, und daß der zweite Analogschalter einen zweiten, n-Kanal-Feldeffekttransistor (217) enthält, dessen Sourceelektrode an den zweiten Anschluß, dessen Drainelektrode an den zweiten Schaltungsknotenpunkt (18) und dessen Gateelektrode an die Ausgangsverbindung des zweiten Inverters (21) angeschlossen ist.

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