DE2847213A1

DE2847213A1 - Phasengeregelte oszillatorschaltung

Info

Publication number: DE2847213A1
Application number: DE19782847213
Authority: DE
Inventors: Christian Poinas
Original assignee: Alcatel CIT SA
Current assignee: Alcatel CIT SA
Priority date: 1977-11-04
Filing date: 1978-10-30
Publication date: 1979-05-10
Also published as: IT7869526A0; IE47413B1; US4205277A; FR2408243B1; GB2007445A; LU80464A1; NL7810888A; FR2408243A1; IT1107946B; IE782177L; CA1106457A; BE871339A; GB2007445B

Description

- 4 - ^{3C 0;;t 1978}

PHASENGEREGELTE OSZILLATORSCHALTUNG

Die Erfindung bezieht sich auf eine phasengeregelte Oszillatorschaltung mit einem mithilfe einer Steuerspannung durchstimmbaren Oszillator und einem von einer Bezugsschwingung gesteuerten Phasenregelkreis gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1,

Ein derartiger Phasenregelkreis wird dazu verwendet, Frequenz und Phase eines durchstimmbaren Oszillators an die entsprechenden Werte der Bezugsschwingung anzupassen. Für gewisse Anwendungen, beispielsweise für einen Koherenzdetektor und für die Selektivfilterung mit Ausschaltung des Rauschens ist es notwendig, die Durchlaßbandbreite der Regelschleife so gering wie möglich zu halten. Dieses Erfordernis steht jedoch im Gegensatz zu den natürlichen Einschwingvorgängen der Regelschleife, die eine möglichst große Bandbreite der Schleife verlangen .

Es ist bekannt, diese einander widersprechenden Forderungen dadurch zu erfüllen, daß das Tiefpassfilter eine umschaltbare Charakteristik abhängig von dem augenblicklichen Phasenunterschied zwischen der Bezugsschwingung und der vom Oszillator gelieferten Schwingung aufweist. Das Tiefpassfilter besitzt also zwei unterschiedliche Charakteristiken, von denen die eine in Hinblick auf eine möglichst kurze Einschwingdauer der Schleife aisgebildet ist, während die andere nach dem Einschwingen ein möglichst schmales Durchlaßband ergibt.

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Aufgabe der Erfindung ist es, das Einschwingverhalten einer derartigen Regelschleife zu verbessern. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 bezeichnete Oszillatorschaltung gelöst. Bezüglich von Merkmalen bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung wird auf die Unteransprüche verwiesen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung mithilfe der Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt das Schaltungsschema einer erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung.

Die Figuren 2 und 3 enthalten Diagramme, von denen das eine das Verhalten einer klassischen Phasenregelschleife zweiter Ordnung und das andere das Verhalten der Oszillatorschaltung gemäß Fig. 1 zeigen.

Fig. 4 zeigt im einzelnen den Aufbau des ersten Tiefpaßfilters, das in Fig. 1 mit dem Bezugszeichen 3 versehen ist.

Die Oszillatorschaltung gemäß Fig. 1 besitzt einen mithilfe einer Steuerspannung c(t) durchstimmbaren Oszillator 1, der ein Ausgangssignal d(t) des Phasengesetzes Θ* (t) liefert. Dieses Ausgangssignal besitzt eine positive Modulationsempfindlichkeit K2, die in rad/s/V ausgedrückt wird, sowie eine freie Kreisfrequenz CO gemäß folgender Beziehung

(D f^" = fc>_o + K2 c(t)

Ein derartiger Oszillator ist auch unter der Kurzformel VCO (voltage controlled oscillator) bekannt.

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Ein erster Phasenkomparator 2 mit Kosinus-Charakteristik empfängt einerseits eine Bezugsschwingung a(t) mit dem Phasengesetz e(t) und andererseits das Ausgangssignal d(t) des Oszillators 1. Am Ausgang dieses Phasenvergleichers 2 liegt ein Signal b(t) vor, das einem ersten Tiefpaßfilter 3 zugeführt wird. Dieses Tiefpaßfilter erzeugt das Signal c(t) zur Steuerung des Oszillators 1.

Das Ausgangssignal d(t) des Oszillators 1 wird außerdem über einen Ή/2 -Phasenschieber 4 einem zweiten Phasenkomparator 5 mit Kosinus-Charakteristik zugeführt, der ebenfalls mit der Bezugsschwingung a(t) versorgt wird. Das Ausgangssignal e(t) dieses Phasenkomparator wird einem Tiefpaßfilter 6 mit Kosinus-Charateristik zugeführt, dessen Ausgangssignal wiederum an einen Polaritätsdetektor 7 angelegt ist. Hit dem Ausgangssignal dieses Detektors 7 wird ein Umschalter 11 im ersten Tiefpaßfilter 3 eingestellt.

Im ersten Tiefpaßfilter 3 befindet sich eingangsseitig ein Tiefpaßschaltkreis 10, dem ein Differenzierschaltkreis 12 nachgeordnet ist. Der Umschalter 11 führt je nach seiner Schaltstellung das Ausgangssignal des Differenzierschaltkreises 12 entweder direkt einem Eingang eines SummierSchaltkreises 9 zu oder nach Anwendung eines Paktors (- 0^Hⁿ einem Invertierverstärker 14» Der zweite Eingang der Summierschaltung 9 ist mit dem Ausgang der Tiefpaßschaltung 10 verbunden und erhält von dieser das Signal b· (t) .

Der Ausgang der Summierschaltung 9 führt über einen Integrierschaltkreis 8 zum Ausgang des Tiefpaßfilters 3. Der

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Integrierschaltkreis 8 hat eine Übertragungsfunktion der Form a/p# wobei a eine reelle positive Konstante ist, während der Tiefpaßschaltkreis 10 eine übertragungsfunktion der Form l/(p+c) besitzt, in der c ebenfalls eine reelle positive Konstante ist. Der Differenzierschaltkreis 12 hat eine Übertragungsfunktion der Form p/a und der Verstärker 14 einen Verstärkungsgrad von

Wenn der Polaritätsdetektor 7 ein negatives Signal am Ausgang des zweiten Tiefpaßfilters 6 vorfindet, dann bewirkt er die Einstellung des Umschalters derart, daß der Summierschaltkreis 9 unmittelbar mit dem Ausgang des Differenzierschaltkreises 12 verbunden ist. Dadurch bekommt das Tiefpaßfilter 3 die Übertragungs funktion

^P1(p) " p+c ^{( X} ⁺ a' ρ " p+c ρ Liegt dagegen am Ausgang des Tiefpaßfilters 6 ein

positives Potentialpror, dann ist der Eingang der Summierschaltung über den Umschalter 11 mit dem Ausgang des Verstärkers 14 verbunden, so daß sich die zweite Übertragungsfunktion der folgenden Formel ergibt

p+c * a ' ρ p+c ρ Die beiden Phasenkomparatoren 2 und 5 mit Kosinus-Charakteristik sind einander gleich und werden in der Regel durch einen Analogmultiplizierer, z.B. einen Ringmodulator realisiert. Ihr Ausgangssignal besteht aus zwei Anteilen, von denen der eine die Differenz und der andere die Summe der beiden angelegten Frequenzen darstellt. Der höherfrequente dieser beiden

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Anteile wird im Tiefpaßschaltkreis 10 bzw. dem Tiefpaßfilter 6 unterdrückt.

Die Übertragungsfunktion Fl(p) des ersten Tiefpaßfilters 3 entspricht der üblichen übertragungsfunktion zweiter Ordnung in bekannten phasengeregelten Oszillatorschaltungen, wobei die Koeffizienten a und c nach üblichen Kriterien für derartige Regelschleifen bestimmt werden. Der Wert 0*· in der Übertragungsfunktion F2(p) ist eine positive Konstante ungleich Null.

Die eben erläuterte Oszillatorschaltung mit umschaltbarem Tiefpaßfilter besitzt gegenüber bekannten Regelschleifen zweiter Ordnung ein verbessertes Einschwingverhalten. Zur Erläuterung dieser Feststellung muß die Regelgleichung erläutert werden, d.h. die Beziehung, die zwischen der augenblicklichen Kreisfrequenz des Oszillators 1 und der Phasendifferenz zwischen den Signal a(t) und d(t) am Eingang des ersten Phasenkomparators 2 besteht.

Zuerst sei die Bedingung erläutert, die den Betrieb des Umschalters 11 zur Veränderung der Übertragungsfunktion des Filters 3 bestimmt. Die Bezugsschwingung a(t) und das Ausgangssignal d(t) des Oszillators 1 haben die Form a(t) = Vl sin 6(t)

d(t) = V2 sin Θ¹ (t)

Nimmt man an, daß die beiden einander gleichen Phasenkomparatoren 2 und 5 als Analogmultiplizierer des Verstärkungsgrads Kl ausgebildet sind, so ergibt sich das Signal e(t) am Ausgang des zweiten Phasenkomparators 5 nach folgender Formel

909819/0743 ,

e(t) = K1V1V2 sin Ö(t). sin (θ¹ (t) + oder auch

e(t) = 1/2 K1V1V2 [sin(©(t) - Θ¹ (t)) + sin(e(t) + Θ¹ (t))];

Nachdem im zweiten Tiefpaßfilter 6 der höherfrequente Anteil unterdrückt worden ist, gelangt an den Polaritätsdetektor 7 noch das Signal

1/2 K1K1V2 sin (©(t) - Θ¹(t));

Der Umschalter wird also vom Vorzeichen von

sin{e(t) - Θ¹ (t)j gesteuert. Nimmt man Kl als positive Konstante, dann ergibt sich die erste Übertragungsfunktion Fl(p), wenn sinle(t) - Θ¹ (t)^ kleiner Null/und P2(p) in allen übrigen Fällen.

Die Betriebsgleichung der Phasenregelschleife ergibt sich also, wenn man die Eingangs- und Ausgangsgrößen des ersten Phasenkomparators 2, des ersten Tiefpaßfilters 3 und des Oszillators 1 miteinander in Verbindung bringt.

Unter den obigen Annahmen ergibt sich das Äusgangssignal b(t) des ersten Phasenkomparators auf folgende Weise b(t) = K1V1V2 sin Ö(t) . sin Θ' (t) j
oder auch
b(t) = 1/2 K1V1V2 [cos (ö(t) - Θ¹ (t)) - cos (ö(t) + Θ¹ (t))] }

Der Tiefpaßschaltkreis 10 am Eingang des Tiefpaßfilters 3 unterdrückt die höherfrequenten Anteile derart, daß am Ausgang dieser Schaltung das Signal b'(t) der folgenden Form vorliegt

(2) b¹ (t) = 1/2 K1V1V2 cos (e(t) - Θ' (t)) j

Das !Signal am Ausgang des ersten Tiefpaßfilters 3 hat dann folgende Form:
c(t) = co (t) + _oj f (t-u)b'(u)du j
wobei co (t) das Filterverhalten ohne Tiefpaßschaltkreis 10

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und mit einem eingangssignal b¹(t) = O angibt und f(t) das Impulsverhalten des Filters ohne Tiefpaßschaltkreis 10 angibt. Geht man davon aus, daß der Anfangswert der Funktion co(t) Null ist, dann ergibt sich

(3) c(t) = _oJ f(t-u)b· (u)du

Durch Kombination der Gleichungen (1), (2) und (3) erhält man

S|_ = G)_{0 +} χ/2 K1K2V1V2 J f (t-u)cos (ö(u) - Θ¹ (u)) du } Berücksichtigt man, daß die Übertragungsfunktion des

ersten Tiefpaßfilters 3 ohne den Tiefpaßschaltkreis 10 durch folgendes System bestimmt ist

P¹Kp) = -³^ für sin ( Q(t) -ö«(t))<0; F'2(p) = für sin

dann erhält man für sin (ö(t) - Θ¹ (t)) < 0 die folgende Gleichung

§ K1K2V1V2 cos( e(t)-0· (t)) - 1/2 K1K2V1V2

und für sin (e(t) - Θ¹ (t)) > 0 die Gleichung

ft ( Ii " ^Wo) ^{= a}/^{2 K1K2V1V2 cos} (^θ (^fc) "^θ* (^fc)^ ^{+ 0}^² -K1K2V1V2

üblicherweise wird derartigen Gleichungen eine verkürzte Form gegeben, indem man annimmt

J* - θ - θ'; CJ_n = 71/2 a K1K2V1V2 ; ξ » 1/2^1/2 -

T= ω ti

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Daraus ergibt sich :

*™3/W axil )C/ T V*>W0 )6/ — """■ ~ry

- 2 J & sin 0 + cos 0 - ^-f = 0: für sin 0 < Oj ^τ at

3^W f Λ ri J3**s

_o τ i.»N_S -„ sin 0 + cos 0 r = O:für sin 0» 0-

ar ^dT d-c^{2 }}

Die erste Gleichung des Gleichungssystems (4) entspricht, wenn man von der Bedingung sin 0 < O absieht, der Betriebsgleichung einer klassischen Regelschleife zweiter Art. Die Konstante GJ erscheint als ungedämpfte Eigenkreisfrequenz der Regelschleife und 5 als Dämpfungsfaktor.

Die Auflösung der Differentialgleichungen (4) kann graphisch erfolgen in der Phasenebene ( -^r , 0) .

Um die Vorzüge der erfindungsgemäßen Oszillatorschaltung gegenüber üblichen Phasenregelschleifen zweiter Art zeigen zu können, sind die Betriebsgleichungen in den beiden Fällen unter der Voraussetzung zu vergleichen, daß die Bezugsschwingung konstant bleibt, d.h. daß d²0/dT² Null ist.

Fig. 2 zeigt eine graphische Lösung der Differentialgleichung

sin 0 + cos 0=0

in der Phasenebene} diese Gleichung bestimmt das Verhalten einer üblichen Phasenregelschleife zweiter Art. Diese Phasenregelschleife besitzt Gleichgewichtspunkte, die bestimmt sind durch die Bedingungen

O und

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Es gibt zwei Arten von Gleichgewichtspunkten

0 = 2~ + 2 KTt] und 0 = —— + 2 K Tt: wobei K eine

reelle positive ganze Zahl ist.

Man kann zeigen, daß nur einer dieser Punkte stabil ist, nämlich

0 = - ~- + 2 KOT j

Die integrale Lösungskurve wurde in Fig. 2 für einen Dämpfungskoeffizienten ^ gleich Y2*/2 und für folgende Anfangsbedingungen gezeichnet

fr- «>- K- -Ψ

Die Lösungskurve wurde ausgehend von Kurven gleicher Neigung konstruiert, die gestrichelt eingetragen sind und folgenden Bedingungen genügen

/dg X

dV^dV _ _ dg _ - cos 0

d? ^{υ ;} dT " Q - 2^ sin 0

Hierbei ist Q der Winkelkoeffizient der Tangente der Lösungsfunktionen an den Punkten, an denen diese die betrachtete Kurve gleicher Neigung schneiden.

Diese Integralkurve besitzt drei charakteristische Bereiche, der erste Bereich zwischen den Punkten A und B entspricht einer Frequenzverfolgung. Hierbei bewirkt der Phasenunterschied 0 zahlreiche Zyklussprünge, die wegen ihrer Dichte nicht alle dargestellt worden sind. Der zweite Bereich zwischen den Punkten B und C entspricht einer Frequenzregelung mit einem nicht vernachlässigbaren Phasenfehler und der dritte Bereich zwischen den Punkten C und D entspricht einer Phasenregelung.

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Aus Fig. 2 ist zu ersehen, daß während der Frequenzverfolung die Differenzfrequenz zwischen der Bezugsschwingung und der Oszillatorschwingung sich in dem durch die folgenden Kurven gleicher Neigung begrenzten Flächenteil verringert y = cotg 0-und die Gerade 0=0 (rad) j

für -7t<0 < -ψ-

und für 4j-|- > 0 ·,

Für die ergänzende Phase bezüglich des Intervalls —r— , -z— J nimmt die Frequenzdifferenz wieder zu. Diese Zunahme der Frequenzdifferenz während einer halben Periode der Zyklussprünge ist eine der wesentlichen Ursachen für die große Einschwingzeitdauer einer derartigen Schleife.

Diese Einschwingdauer wird durch die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung verringert, indem die Betriebsgleichung für die Phasenverschiebungswerte 0 verändert werden.

⁰ * [^Z¥^ ' "^] V t⁰' "^rI ^{so daß sin} ⁰ * °» Diese Werte entsprechen in etwa den Werten, bei denen die Frequenzdifferenz zunimmt. Die Kurven gleicher Neigung der Gleichung

Υ = γψ cotg 0_}

fallen dann praktisch mit den Geraden der Gleichung 0 = Kit mit K=O, 1, 2, ... oder K = -1, -2, -3,.... zusammen, sobald der Wert von d0/dt groß wird, waa während der Frequenzverfolgung der Fall ist.

Fig. 3 zeigt eine graphische Lösung in der Phasenebene

I , 0J des Differentialgleichungssystems

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d²0 „ ν d 0 . ^ _w . _w

—ο - 2 Γ -? r^- sm 0 + cos 0=0: fur sin 0 < O;

dt² ^ ^{d u} ' '

2
d 0 „ id 0 .,, ^ „..._/

—2~ ⁺ S ^Sin * ^{+ COS} ^ ⁼ ° ' ^{r sin} 0^"°i

Diese Gleichungen beschreiben das Verhalten der Regelschleife nach Fig. 1. Diese Regelschleife besitzt Gleichgewichtspunkta, die durch folgende Bedingungen bestimmt sind

d²0 . d0 ^

.7 ^υ) ^una ΛΤ ^u; ^coa V ^υ»

Wie im vorhergehenden Fall gibt es zwei Arten von Gleichgewichtspunkten

0 = - IT/2 + 2 KJt j und 0 = + 3t/2 + 2 ΚΪ& Von denen nur einer stabil ist, nämlich

0 = - ft/2 + 2 KJt ;

Die gesamte Lösungskurve in durchgezogenem Strich wurde für einen Dämpfungskoeffizienten ζ = "fT/2, einen Koeffizienten X=I und für folgende Anfangsbedingungen gezeichnet

10_;und 0= - 3/2 ίΤ j

Die Lösungskurve wurde in dem Bereich der Phasenebene

^ dr ' ^' ^{in dem die Bedin}9^un9 0^t°» -rc] erfüllt ist, ausgehend von Kurven gleicher Neigung der Gleichungen

d 0 _ - cos 0 .

dt ~ q - 2 ξ sin 0 '

konstruiert und im ergänzenden Bereich, in dem die Bedingung.! 0 £ [ ^:~j— , ~~2~\ erfüllt ist, ausgehend von Kurven gleicher Neigung der Gleichung

d 0 _ - cos 0 .
d V q + 2 ζ sin 0 '

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Die Pig. 3 läßt erkennen, daß die Phasenregelschleife nur einen einzigen Zyklussprung für die Einregelung benötigt, woraus sich ein entscheidender Zeitgewinn ergibt, da die nicht gedämpfte Eigenschwingung Cd invariant geblieben ist. Diese Verbesserung kommt von der praktisch vollständigen Unterdrückung der Perioden, in denen der Frequenzunterschied zwischen der Bezugsschwingung und der Oszillatorschwingung zunimmt. Diese Unterdrückung führt während des Einschwingens zu einem Betrieb als Frequenzregelschleife.

Außerdem erkennt man, daß die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung in der Zone, in der sin 0 negativ ist, einer Phasenregelschleife zweiter Ordnung üblicher Bauart gleicht, so daß die das lineare Verhalten dieser Regelschleife betreffenden Ergebnisse anwendbar sind.

Betrachtet man die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung

genauer, insbesondere wenn die Bezugsschwingung eine Frequenz-

2 2

rampe d 0/äV = R ^ O ist, so erkennt man, daß der Einfangfrequenzbereich der Regelschleife nicht mehr durch das Frequenzverhalten des Phasenkomparators begrenzt wird.

Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispxel de» ersten Tief-

paflfilters 3. Eingangsseitig ist ein Operationsverstärker 19 vorgesehen, der als Tiefpaßfilter wirkt und im Gegenkopplungszweig parallel einen Widerstand Ro und einen Kondensator Co aufweist. Ein gleich großer Widerstand Ro liegt im Eingangszweig dieses Verstärkers. Der Ausgang dieses Operationsverstärkers ist über einen Serienkondensator Cl an den invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 20 angeschlossen,

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der einen ohm'sehen Rückkopplungswiderstand Rl besitzt und als Differenzierschaltung wirkt. Diesem Verstärker ist ein weiterer Operationsverstärker 21 nachgeschaltet, der als Inverter mit dem Verstärkungsgrad 1 wirkt. Ein vierter Operationsverstärker 22 besitzt zwei Summiereingänge, von denen der eine über einen Widerstand R4 an den Ausgang des ersten Operationsverstärkers 19 und der zweite über die Serienschaltung eines Widerstands nR'2/(n+m), den Umschalter Il und einen Widerstand mR'2/(n+m) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 21 verbunden ist, wenn der Umschalter 11 entsprechend eingestellt ist. In der anderen möglichen Schaltstellung des Umschalters 11 ist der Ausgang des Operationsverstärkers 20 über einen Widerstand m'R'2/(n+m) und den erwähnten Widerstand nR'2/(n+m) mit dem Eingang des SummierVerstärkers 22 verbunden.

Schließlich ist ein fünfter Operationsverstärker 23 am Ausgang des Tiefpaßfilters vorgesehen, der als Integrator wirkt und einen Kondensator C im Rückkopplungszweig sowie einen Widerstand R im Eingangszweig besitzt. Das Signal am Eingang des Tiefpaßfilters sei eo, das am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 19 vorliegende Signal sei el, das Signal am Ausgang des Operationsverstärkers 20 sei e2, das Signal am Ausgang des Operationsverstärkers 21 sei e'2, das Signal am Ausgang des Summierverstärkers 22 sei e3 und das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 23 sei mit e4 bezeichnet. Diese Größen sind folgendermaßen verknüpft

el (p) = - eo (p)

e2 (p) = - el (p) RlCIp

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e«2 (p) = - e2 (ρ),

e3 (ρ) = - el (ρ) R5/R4 - R5/R'2 . e'2 (ρ); beziehungsweise in der anderen Stellung des Umschalters 11 e3 (p) * - el (p) R5/R4 τ R5/R¹2 . -j~r · «2 (p)_} e4 (p) = - e3 (p) 1/RCp ·,

Daraus ergibt sich die übertragungsfunktion des Tiefpaßfilters

ις\ Q4(p) _ - 1 R5 / . R4 : RlClP \ 1

^V3' eo(p) RCp ^#R4 ·ν^χ1" R»2 / 1 + RoCop

•der in der anderen Schaltstellung des Umschalters 11 e4(p) _ - 1 R5 / , R4 . (n-Htt) RlCIp

_ Rb. / , R4^

eo(p) RCp * R4 " V R¹2 n-m¹ J * 1 +RoCop

Die Übertragungsfunktion gemäß Gleichung (5) ergibt sich, wenn der Umschalters 11 den Eingang des vierten Operationsverstärkers 22 mit dem Ausgang des dritten Operationsverstärkers 21 über die erwähnten Widerstände verbindet. Sie läßt sich durch Konstantenumsetzung in die Form bringen

1 a - «ρ

ρ + c ' ρ

Diese Übertragungsfunktion wird verwendet, wenn sin 0 positiv oder Null ist.

Der Umschalter besteht vorzugsweise aus Analogtoren.

Die erfindungsgemäße Oszillatorschaltung läßt sich vorzugsweise für einen Kohärenzdetektor oder für Selektivfilter verwenden. Sie zeichnet sich durch die geringe Bandbreite im Regelgleichgewicht und für die Größe des Einfangfrequenzbereichs aus.

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Claims

Fo 10 975 D

30. OKt 1978

COMPAGNIE INDUSTRIELLE DES TELECOMMUNICATIONS

CIT-ALCATEL S.A. 12, rue de la Baume, 75008 PARIS, Frankreich

PHASENGEREGELTE OSZILLATORSCHALTUNG

PATENTANSPRÜCHE

(l)- Phasengeregelte Oszillatorschaltung mit einem mithilfe einer Steuerspannung durchstimmbaren Oszillator, einem ersten Phasenkomparator mit Kosinus-Charakteristik, der einerseits eine Bezugsschwingung und andererseits das Ausgangssignal des Oszillators zugeführt erhält, mit einem dem ersten Komparator nachgeschalteten, in seiner Charakteristik umschaltbaren ersten Tiefpassfilter, mit einem weiteren Phasenkomparator mit Kosinus-Charakteristik, der dieselben Signale wie der erste Phasenkomparator zugeführt erhält, von denen eines jedoch vorher über einen iT/2 -Phasenschieber gelaufen ist, mit einem zweiten, dem zweiten Komparator nachgeschalteten Tiefpassfilter und mit einem Polaritätsdetektor, der die Ausgangssignale des zweiten Tiefpassfilters überwacht und Steuersignale zur Umschaltung der Charakteristik des ersten Tiefpassfilters erzeugt, dadurch gekennzeichnet, daß gemäß einer ersten Charakteristik das erste Tiefpassfilter (3) eine Übertragung funktion der Form

Fl (p) = ^- * ——— besitzt, in der a und c reelle und

positive Konstanten sind, während gemäß einer zweiten Charakteristik das erste Tiefpassfilter eine Übertragungsfunktion

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der Form F2 (ρ) = * — besitzt, in der Ä eine reelle und positive Konstante ungleich Null ist.

2 - Phasengeregelte Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Tiefpassfilter einen Integrationskreis (8) am Ausgang aufweist, dem ein Summierkreis (9) mit zwei Eingängen vorgeschaltet ist, wobei einer dieser Eingänge an den Ausgang eines TiefpaSschaltkreises (10) direkt und der andere mithilfe eines Umschalters (11) entweder nur über einen Differenzierschaltkreis (12) oder je nach Stellung des Umschalters (11) auch noch über einen Invertierverstärker (14) angeschlossen ist.

3 - Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenschieber (4) zwischen dem durchstimmbaren Oszillator (1) und dem zweiten Phasenkomparator (5) liegt und daß der Polaritätsdetektor (7) den Umschalter (11) derart steuert, daß bei Vorliegen einer negativen Polarität am Ausgang des weiteren Tiefpassfilters (6)

die erste Übertragungsfunktion (Fl) angewandt wird und anandere
sonsten d£e~\Übertragungsfunktion (F2).

4 - Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Tiefpassfilter (3) aufweist

- einen ersten Operationsverstärker (19), der im Rückkopplungszweig die Parallelschaltung eines Kondensators (Co) und eines Widerstands (Ro) besitzt und der als Tiefpaisohaltung wirkt.

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- einen zweiten Operationsverstärker (20), der im Eingang einen Kondensator (Cl) besitzt und als Differenzierschaltung für die Ausgangssignale des ersten Operationsverstärkers (19) wirkt,

- einen dritten Operationsverstärker (21), der dem zweiten Operationsverstärker (20) nachgeschaltet ist und als reiner

Inverter arbeitet,

- einen vierten Operationsverstärker (22), der als Summierverstärker wirkt und die Ausgangssignale des ersten Operationsverstärkers und die Ausgangssignale eines Umschalters (ll) miteinander verknüpft, wobei der Umschalter entweder die Ausgangssignale des dritten Operationsverstärkers oder die des zweiten Operationsverstärkers weiterleitet,

- und einen fünften Operationsverstärker (23), der aufgrund einer kapazitiven Rückkopplung als Integrator der vom vierten Operationsverstärker gelieferten Signale wirkt.

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