DE2143560B2 - Filteranordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Filteranordnung zum Unterdrücken einer einzigen periodischen Signalkomponente in einem Signalgemisch, die in ihrer Amplitude nicht besonders ausgezeichnet zu sein braucht und deren Frequenz hoch gegenüber derjenigen der Nutzsignale ist, bestehend aus einer Summicrschaltung mit einem Eingang für das ungefilterte Signalgemisch mit einem weiteren Eingang, welcher mit einem frequenzselektiven Glied mit einstellbarer Resonanzfrequenz -.crbunden ist, und mit einem Ausgang zur Abgabe der gefilterten Signale und einer Eir richtung zum Nachführen der Resonanzfrequenz des frequenzselektiven Gliedes auf die Frequenz der zu unten) rückenden Signalkomponente.

Hs ist ein derartiges automatisch abgestimmtes Schmalbandfilter bekannt, bei welchem da» zu filternde Eingangssignalspcktrum einerseits über einen Breitbandverstärker und andererseits über ein bezüglich der Frequenz derart gesteuertes Bandpaßfilter einem Differenzverstärker zugeführt wird, daß am Verstärkerausgang das gefilterte Signalspektrum erhalten wird. Die Steuerschaltung für die Nachstellung der Resonanzfrequenz des Bandpaßfilters enthält eine mit dem Signaleingang verbundene Klemm schaltung zur Begrenzung der Signalamplitude und zwei dem oberen bzw. unteren Extremwert der Schwankungsbreitc der Störkomponentc entsprechende Filter, deren Ausgangssignale einem Differenzverstärker zugeführt sind, der eine Steuerglekhspannung zur Nachstellung der Resonanzfrequenz des Bandpaßfilters abgibt (USA.-Patentschrift 2964 712). Es werden also zwei fest eingestellte und ein einstellbares Filter derart verbunden, daß die Charakteristiken aller drei Filter in das Übertragungsverhalten des Steuerkreises eingehen, so daß es schwierig ist, dauernd eine genaue Nachführung der Bandmittenfrequenz zu erreichen, zumal irgendwelche durch die Alterung der Elemente bedingten Veränderungen der Resonanzcharakteristiken nicht ausgeglichen werden. Auch hjaj die Klemmschaltung den Nachteil, daß die dem Nützsignal überlagerte Störkomponente bei entsprechend großer Amplitude

des Nutzsignals »abgeschnitten« wird, so daß der dem im abgeglichenen Zustand ein bezüglich der äteuerungsvorgang zum Nachstellen der Resonanz- Phase der zu unterdrückenden Signalkomponente um irequenz des Bandpaßfilters gestört wird. einen vorgegebenen Wert phasenverschobenes Signal 1Q7T^ ^d^_s^^er^^tek^^taIog ^tier Anm^erin, Jahrgang mit der Frequenz der zu unterdrückenden Signally I ■ ¹^ ^em ^^{erät 2}^ Klirrfaktonnessung 5 komponente vorhanden ist, und an deren Ausgang bekannt, bei dem die Grundwelle des Eingangssi- Fehlersignde entsprechend der Phasendifferenz dei goals durch eine Filterschaltung selektiv unterdrückt Eingangssignal: der Phasenvergleichsschaltung an wird, um den Oberweilengehalt des Eingangssignals einen Regler abgegeben werden und daß die Regmessen zu können. Dabei gelangt das Eingangssignal ler-Ausgangsspannung entsprechend den Fehlerwerra eine Bandsperre, deren Mittenfrequenz über einen 10 ten einen Schaltkreis-Parameter des Schwing' ^;es regelkreis auf die Frequenz der zu unterdrückenden so weit ändert, bis das Fehlersignal Null ist, so Jaß orundwelle nachgeregelt wird. Hierzu wird in einem der Summierschaltung vom Schwingkreis die zu un- ^nasendetektor das mehr oder weniger von der terdriickende Signalkomponente mit einer solchen tirundweUe befreite Ausgaogsspektrum der Band- Phasenlage zugeführt wird, daß am Ausgang der sperre mit dem Eingangsspektrum, praktisch also i₅ Summierschaltung eine von der zu unterdrückenden dessen Grundwelle, bezüglich der Phase verglichen Signalkomponente befreite Signalfolge und am ΤηΛ¹? fP 3^{X emen RegIer ab}g^eleitet- Dieser Schwingkreis die zu unterdrückende Signalkomposteut die Mittenfrequenz der Bandsperre derart nach, nente des Signalgemisches vorhanden sind. Durch die 1 ^der _K¥if^{elwert der} Eingangsspannung des Re- periodische, zti unterdrückende Signalkomponente, &ers zu Null wird. Dies erfolgt dann, wenn die Am- » deren Amplitude kleiner als diejenige der vorzugspiitude der Grundwelle am Ausgang der Bandsperre weise impulsförmigen Signale sein kann, deren Fre-1 α r^Wü^rdj· · · ^{CSe SchaItu}ngsanordming kann quenz dann aber größer als die Frequenz der übrigen lediglich diejenige Spektralkomponente mit der groß- Signale sein muß, wird im Schwingkreis eine Schwinten Amplitude unterdrückt werden. Weiterhin erfor- gung mit der Frequenz der zu unterdrückenden dert diese bekannte Füteranordnung nachteilhafter- _as Komponente erzwungen, welche jedoch noch nicht weise durch die Arbeitsweise des verwendeten FiI- die für den Abgleich des Regelkreises erforderliche

^u An^&' t"!fⁿ ^⁶"⁶" ^ReßIer' ^{welchei sicher}- ^{phase hat}· Ei" der Frequenz und Phase dieser

stent dau auch die um 90 zur Grundwelle phasen- Schwingung an einer bestimmten Stelle des Filters

verschobene Signalkomponente unterdrückt wird. entsprechendes Signal wird bezüglich der Phase in uer trtindung liegt demgegenüber die Aufgabe 30 der Phasenvergleichsschaltung mit der zu unterdrük-

zugrunde, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die kenden periodischen Frequenzkomponente vergli-

es gestattet, in einem Signalgemisch eine einzige pe- eher.. Der Regler leitet aus dem Ausgangssignal der

nodische, innerhalb eines vorgebbaren Frequenz**- Phasenvergleichsschaltung ein Regelsignal her, wel-

reicnes veränderliche Signalkomponente zu filtern, ches einen Parameter, beispielsweise einen Widerderen Amplitude wesentlich kleiner als die übrigen 35 standswert des Schwingkreises derart einstellt, daß

Komponenten des Spektrums sein kann und deren die Phasendifferenz der Signale an den Eingängen

frequenz großer als diejenige der Nutzsignale ist. der Phasenvergleichsschaltung einen solchen Wert

JJaDei soll die Schaltung automatisch derart arbeiten, annimmt, daß sich der Regelkreis stabilisiert, d. h.

dau sie die innerhalb des vorgegebenen Frequenzbe- ein konstantes Regelsignal abgibt und dadurch eine reiches liegende Storkomponente unterdrückt, ohne 40 konstante Eigenresonanz im Schwingkreis einstellt,

den Informationsgehalt des Signalspekirums zu be- Im abgeglichenen Zustand wird der Summierschal-

eintracntigen. tung _voin Schwingkreis ein Signal mit der Frequenz

JJieses MeBproblem tritt insbesondere bei der der zu unterdrückenden Signalkomponente mit einer

Auswertung von EKG-Signalen auf, denen häufig um 180° gegenüber der entsprechenden Signalkomeine störende Netzspannungskomponente überlagert 45 ponente im Eingangssignalspektrum verschobenen

ist, welche in einem relativ engen Frequenzbereich Phase zugeführt, no daß das Ausgangssignal der

schwankt. Diese Netzspannungskomponente soll un- Summierschaltung diese Signalkomponente nicht

terdruckt werden, ohne irgendwelche frequenzmäßig mehr enthält

benachbarten Signalkomponenten zu verändern oder An Stelle einer Addition gegenphasiger Signale in gar zu eliminieren. Außerdem soll es möglich sein, 50 der Summierschaltung kann auch eine Subtraktion der Schaltungsanordnung die zu filternde Frequenz- gleichphasiger Signale in einer Subtraktionsschaltung Komponente zu entnehmen. Dieses kann beispiels- in äquivalenter Weise vorgenommen werden, weise von Vorteil sein wenn ein Signal aus einem Ein wesentlicher Vorteil dieser Schaltungsanorduberlagerten Rauschspektrum isoliert werden soll. nung besteht darin, daß lediglich ein einziger Ausgehend von einer Filteranordnung der ein- 55 Schwingkreis vorgesehen ist und mit diesem ein gangs beschriebenen Gattung wird diese Aufgabe er- Bandpaßfilter und ein Bandsperrfilter mit identischer finiungsgemaß dadurch gelöst, daß die Summier- Resonanzfrequenz aufgebaut ist. Auch wird der Abschaltung in der Ruckkopplung einen Schwingkreis gleich und damit die Selektivität der Filteranordnung tot veränderbarer Resonanzfrequenz enthält und die nicht durch Änderungen der ResonanzcharakterisÜk ^innchtung zum Nachführen der Resonanzfrequenz 60 beeinträchtigt, wie sie beispielsweise durch Temperaides bcnwingkreises aus einer Phasenvergleichsschal- tureinflüsse oder Alterung von Bauelementen auf tretung mit zwei Eingängen besteht, an deren einem ten.

Eingang das durch einen Hochpaß von Gleichspan- Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der

nungsantolen befreite Eingangssignal angeschlossen Erfindung kann ein Integrationsregler vorgesehen

ist, und deren anderer Eingang über einen weiteren 65 werden. Da dieser auf das zeitliche Integral der Phä-

nochpaß, der der Kompensation des Phasenfehlers, sendifferenz der Signale am Eingang der PhäsenVer-

Dedmgt durch den ersten Hochpaß, dient, mit gleichsschaltuhg anspricht, bewifkeh'kurzzfcitige Ph'ä-

emem Punkt des Schwingkreises verbunden ist, an senverschiebuneen der zu filterriäen Kbifinhiienifk

durch Überlagerung der Signajkpmponenten mit klei- Die zweite Integrationsstufe weist einen, über einen nerer-Wiederholungsfrequenz keine Beeinträchtigung Kondensator C 2 auf den invertierenden Eingang 4es Regelvorganges. rückgekoppelten Operationsverstärker A 4 auf, der -Im folgenden wird ein bevorzugtes Ausführungs- über Widerstände R 8 und R 9 mit dem invertierenbeispiel· der Erfindung an Hand der Zeichnung erläu- s den Eingang des Inverters verbunden ist. Parallel tert. zum Widerstand Λ 9 liegt ein Feldeffekttransistor ,_rDie ι Schaltungsanordnung weist eine Additions- Tl, dessen Gate-Elektrode mit dem Verbindungssshaltung 1 mit einem ersten Eingang für das zu fil- punkt der Reihenschaltung von Linearisierungslernde Signalspektrum und einem zweiten Eingang widerständen Λ10 und All verbunden ist. Diese für.'.das Ausgangssignal eines Schwingkreises bzw. io Reihenschaltung ist wiederum einerseits mit dem Oszillators 2 auf. Dieses Ausgangssignal entspricht, Verbindungspunkt der Widerstände R 8 und R 9 und wie noch erläutert wird, der zu unterdrückenden andererseits mit dem Ausgang des Reglers 6 verbun-Spektralkoraponente mit negativer Polarität, so daß den. Die Widerstände R 8 bis R 11 bilden zusammen am Ausgang der Additionsschaltung — im Ergebnis mit dem Feldeffekttransistor T1 einen die Verstärdurch Subtraktion — das von der zu unterdrücken- 15 kung des Inverters A 2 und damit die Resonanzfreden Störkomponente befreite Ausgangssignal er- quenz des Bandpasses bestimmenden, veränderlichen scheint. Vorwiderstand.

Dieses Ausgangssignal gelangt in den Eingang des Der Hochpaß 3 weist einen Kondensator Ci auf,

Bandpasses 2, der über einen ersten Hochpaß 3 an welcher zwischen dem Ausgang des Inverters des

den einen Eingang eines Phasendetektors 4 ein Signal ao Bandpasses 2 und dem einen Eingang des Phasende-

abgibL Dieses Signal entspricht im abgeglichenen tcktors4 angeschlossen ist, sowie einen mit dem

Zustand der Schaltungsanordnung der zu unterdrük- einen Ende mit Masse und dem anderen Ende mit

kenden Signalkomponente und ist um 9U° gegenüber dem Kondensator C3 verbundenen Widerstand R12

der frequenzgleichen Komponente des Signalspek- auf.

trums phasenverschoben, das dem anderen Eingang as Der Hochpaß 5 weist einen Kondensator C 4 und

des Phasendetektors über einen zweiten Hochpaß 5 einen ebenfalls mit Masse verbundenen Widerstand

zugeführt wird. Der Phasendetektor leitet aus der R 13 auf, wobei der Kondensator C 4 zwischen dem

Phasendifferenz der frequenzgleichen Signalkompo- Eingang der Schaltungsanordnung und dem zweiten

nenten ein Signal für einen Regler 6 ab, der die Mit- Eingang des Phasendetektors angeschlossen ist.

tenfrequenz des Bandpasses 2 derart verstellt, daß 30 Beide Hochpässe sind derart dimensioniert, daß sie

die Spannung am Eingang des Reglers gegen NuIi die gleiche Phasenverschiebung ergeben,

geht. Der Ausgang des Bandpasses liegt in der Rück- Der Phasendetektor 4 weist zwei eingangsseitige

kopplung der Additionsschaltung 1 und bildet mit Rechteckformer und einen mit diesen verbundenen

dieser zusammen eine Bandsperre, welche stets die Synchrongleichrichter auf.

gleiche Frequenz wie der Bandpaß aufweist und das 3s Die beiden Rechteckformer bestehen aus im Sätti-

Ausgangssignal der Schaltungsanordnung abgibt, gungsbereich betriebenen Operationsverstärkern A 5

welches dem von der zu unterdrückenden Signal- und A 6, wobei der erste Rechteckformer mit dem

komponente befreiten Eingangssignalspektrum ent- Hochpaß 3 am nichtinvertierenden und mit Masse

spricht. am invertierenden Eingang verbunden ist. während

Im folgenden wird der Aufbau der vorgenannten 40 die Eingangsverbindungen des zweiten Rechteckfor-

Schahkreise im einzelnen erläutert: mers vertauscht sind.

Die Additionsschaltang 1 weist einen über einen D^r erste Rechteckformer ist über eine Diode D 1 Widerstand R1 auf den invertierenden Eingang mit der Gate-Elektrode eines Feldeffekt-Transistors rückgekoppelten Operationsverstärker A 1 mit Sum- T 2 und über einen Basisableitwiderstand R 13 mit mierwiderständen R2 und A3 für das Eingangssi 45 Masse verbunden. Die Sourcc-Elektrode des Feldefgnalspektrum bzw. den Ausgang des Bandpasses 2 fekt-Transistors T 2 liegt auf Masse, während seine auf. Der Ausgang der Additionsschaltung ist mit Drain-Elektrode mit dem nichtinvertierenden Eineinem Widerstand A4 im Eingang des Bandpasses2 gang eines Operationsverstärkers A 7 verbunden ist verbunden. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsver

Der Bandpaß 2 weist am Eingang eine Inverter- 50 stärkers ist über einen Widerstand R 14 mit dem

stufe auf, welche mit zwei Integrationsstufen zu einer Ausgang des zweiten Rechteckformers verbunden,

Schleife verbunden ist, wobei der Aasgang der ersten während sein invertierender Eingang über einen Ein-

Integrationsstufe mit dem Summierwiderstand R 3 gangswiderstand R15 mit dem Ausgang des Recht-

der Additionsschaltung A 1 und der Aasgang der eckformers A 6 verbunden ist. Der Operationsver-

zweiten Integrationsstufe über einen steuerbaren ^ss stärker A 7 ist über eines Widerstand R 16 auf sei-

Widerstand mit dem Eingangsinverter und dem Aus- nen invertierenden a gegengekoppelt und über

gang des Reglers 6 verbunden ist. eines Widerstand Ä 17 mit dem invertierenden Ein-

Der inverter weist eisen Ober einen Widerstand gang des Reglers 6 verbunden.

R S mit dem invertierenden Eingang rückgekoppelten Der Regier 6 ist als Integrator ausgebildet und be-

Operationsverstärker A 2 is Reihe mit dem Ein- ° steht aus einem über einen Kondensator CS auf dea

gangswiderstand if 4 auf and ist mit dem Eingangs- invertierenden ia gegengekoppelten Opera-

widerstand R 6 der ersten Integrationsstufe vcrbun- tionsverstärker A 8.

den. Die vorstehend beschriebene Schaltung arbeitet

Die erste Integrationsstufe weist einen mit dem in- folgendermaßen: Das mit der zn unterdrückenden

vertierenden Eingang fiber einen Kondensator Cl ^⁵ Spektralkomponente behaftete Eiagangssignalspekrückgekoppelten Operationsverstärker A 3 auf, der trum gelangt einerseits über dea Hochpaß 5 an den ober einen Widerstand R 7 mit der zweiten Integra- Signaleingang des Phasendetektors 4 und andererseits

üOBsstafe verbunden ist. über die Additionsscaaitaag 1, den Bandpaß 2 und

den Hochpaß 3 auf den Sehalteingang dieses Phasendetektors. Während die relative Phasenlage der frequenzgleichen Komponenten beider Eingangssignale am Phasendetektor durch die Hochpässe 3 und 5 nicht geändert wird, ist das vom Ausgang des Inver- & ters des Bandpasses 2 stammende Signal am Eingang des Hochpasses 3 im nichtabgeglichenen Zustand der Schaltungsanordnung um einen von 90° verschiedenen Phasenwinkel von der Störkomponente am Eingang des Hochpasses 5 "^schoben. Die durch die Hochpässe 3 und 5 von Nullinienschwankuugen befreiten Signale werden in den Rechteckformern A S bzw. A 6 in Rechteckspannungen gleicher Phase und konstanter Amplitude umgesetzt.

Die Ausgangssignale beider Rechteckformer A 5 und A 6 werden durch das Zusammenwirken des Transistorschalters Tl und des mit den Widerständen R 14 bis R 16 beschalteten Operationsverstärkers A 7 in an sich bekannter Weise multipliziert. Dies erfolgt, indem die Verstärkung des Operations- ao Verstärkers A 7 durch das Zusammenwirken dus Transistorschalters Tl und der Widerstände R14 und Ä16 entsprechend der Polarität des Schaltsignals am Ausgang des Rechteckformers A S auf 4-1 oder — 1 eingestellt wird. Am Ausgang des Operationsverstärkers A 7 tritt somit eine Rechteckspannung auf, deren Tastverhältnis von der Phasenlage der Vergleichsspannunger» an den Signa!- und Schalteingängen des Phasendetektors abhängt. Das getastete Rechtecksignal am Ausgang des Synchrongleichricht irs wird im I-Regler 6 integriert, und über den als veränderlichen Widerstand geschalteten Feldeffekttransistor Tl wird die Resonanzfrequenz des Bandpasses in an sich ebenfalls bekannter Weise so lange verändert, bis der Mittelwert der Eingangsspannung am Eingang des I-Reglers Null ist. Das ist wiederum dann der Fall, wenn die Phasendifferenz zwischen den Signalkomponenten am Schaltdnganr; und am Signaleingang des Phasendetektors 90° bzw das Tastverhältnis 1:1 ist. In diesem Fall i-i die Ausgangsspannung des Bandpasses 2 um 18U gegenüber der Störkomponente im Eingangsspektrum phasenverschoben.

Wenn die Resonanzfrequenz des Bandpasses derart auf die jeweilige Frequenz der im Eingangssignal-Spektrum zu unterdrückenden Signalkomponente nachgcregelt ist, gibt der Bandpaß über der' Summierwiderstand R 3 an die Additionsschaltung 1 ein genau der jeweiligen Frequenz der zu unterdrückenden Signalkomponente entsprechendes Signal ab, 5>> welches gegenüber dem Eingangssignalspektrum an dem anderen Sumniierwiderstaad R 2 um 180° phasenverschoben ist. Da die aus dem Summierverstärker A1 und dem in dessen Rückkopplung liegenden Bandpaß 2 gebildete Bandsperre auf die jeweilige Frequenz der zu unterdrückenden Spektralkomponente abgestimmt ist, wird am Summiereingang der Additionsschaltung 1 die Amplitude der zu unterdrückenden Frequenz auf Null gebracht, so daß am Ausgang der Additionsschaitung ein dem Eingangssignalspektrum entsprechendes Signal ohne die zu unterdrückende Spektralkomponcnte erscheint.

Bei der angegebenen Schaltung sind eine Reihe besonderer Vorteile festzuhalten:

a) Der mit den drei Operationsverstärkern A1 bis AA aufgebaute Bandpaß 2 arbeitet bei jeder über den Regler 6 am Inverter 4 eingestellten Verstärkung und damit bei jeder eingestellten Resonanzfrequenz als ungedämpfter Schwinglöreisii während er die übriger Frequenzen stark bedämpft.

b) Die Verwendung des Bandpasses 2 in der Gegenkopplung des Additionsverstärkers 1 gestattet es, ohne ein zusätzliches Filterglied eine Bandsperre zu erhallen, die darüber hinaus noch den Vorteil hat, daß ihre Mittenfrequenz bei jeder eingestellten Resonanzfrequenz des Bandpasses mit dessen Mittenfrequenz identisch ist.

c) Da der Bandpaß 2 bei der Resonanzfrequenz eine sehr hohe Verstärkung hat, wird gewährleistet, daß die Ausgangsspannung der aktiven oder passiven Additionsschaltung bei der Resonanzfrequenz bzw. der Störfrequenz beliebig klein ist, so daß gleichzeitig ohne einen weiteren Regelkreis ein praktisch vollständiger Amplitudenabgleich erreicht wird.

d) Durch einen einzigen Widerstand R 4 kann in einfacher Weise die Selektivität des Bandpasses — und damit auch der Bandsperre — durch einen einzigen Parameter eingestellt werden.

e) Durch die Verwendung des ersten Rechteckformers λ 5 kann der Phasenabgleich über einen Synchrongleichrichter ausgeführt werden, ohne einen aufwendigeren Multiplizierer einsetzen zu müssen. Durch die Verwendung von Rechteckformem sowohl am Schalteingang als auch am Signaleingang des Synchrongleichrichters erhalt man schließlich eine konstante Empfindlichkeit des Phasendetektors, die unabhängig von der Größe des Störsignals ist.

f) Durch die konstante Empfindlichkeit des Phasendetektors wird auch eine konstante Einstellzeit der Schaltungsanordnung sowie ein großer Dynamikbereich für die Storsignale erreicht.

g) Durch die Verbindung des Inverters A 1 mit dem Schalteingang des Phasendetektors 4 und die Einkopplung des Signalspektrums am Signaleingang des Phasendetektors wird die für den Phasenabgleich des Synchrongleichrichters erforderliche Phasendifferenz von 90° erhalten, ohne einen gesonderten 90°-Phasenschieber zu benötigen.

Schließlich hat die Schaltungsanordnung auch noch den Vorteil, daß an verschiedenen Stellen des Bandpasses die zu unterdrückende Signalkomponente selbst erhalten werden kann.

Hierai 1 Blatt Zeichnungen 309549/335

Claims (7)

Patentansprüche:

1. Filteranordnung zum Unterdrücken einer einzigen periodischen Signalkomponente in einem Signalgemisch, die in ihrer Amplitude nicht besonders ausgezeichnet zu sein braucht und deren Frequenz hoch gegenüber derjenigen der Nutzsignale ist, bestehend aus einer Summierschaltung mit einem Eingang für das ungefilterte Signalge- w misch mit einem weiteren Eingang, welcher mit einem frequenzselektiven Glied mit einstellbarer Resonanzfrequenz verbunden ist, und mit einem Ausgang zur Abgabe der gefilterten Signale und einer Einrichtung zum Nachführen der Reso- ¹S nanzfrequenz des frequenzselektiven Gliedes auf die Frequenz der zu unterdrückenden Signalkomponeute_s dadurch gekennzeichnet, daß die SummierschaltuEg (1) in der Rückkopplung einen Schwingkreis (2) mit veränderbarer Rtso- ao nanzfrequenz enthält und die Einrichtung zum Nachführen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises aus einer Phasenvergleichsschaltung (4) mit zwei Eingängen besteht, an deren einem Eingang das durch einen Hochpaß (5) von Gleich- »5 Spannungsanteilen befreite Eingangssignal angeschlossen ist, und deren anderer Eingang über einen weiteren Hochpaß (3), der der Kompensation des Phasenfehlers bedingt durch den ersten Hochpaß (5) dient, mit einem Punkt des Schwingkreises (2) verbunden ist, an dem im abgeglichenen Zustand ein bezüglich der Phase der zu unterdrückenden Signalkomponente um einen vorgegebenen Wert phasenverschobenes Signal mit der Frequenz der zu unterdrückenden Signalkomponente vorhanden ist, und an derem Ausgang Fehlersignale entsprechend der Phasendifferenz der Eingangssignale der Phasenvergleichsschaltung an einen Regler (6) abgegeben werden und daß die Regler-Ausgangsspannung entsprechend den Fehlerwerten einen Schaltkreis-Parameter des Schwingkreises (2) so weit ändert, bis das Fehlersignal Null ist, so daß der Summierschaltung (1) vom Schwingkreis (2) die zu unterdrückende Signalkomponente mit einer solchen Phasenlage zugeführt wird, daß am Ausgang der Summierschaltung eine von der zu unterdrückenden Signalkomponente befreite Signalfolge und am Schwingkreis die zu unterdrückende Signalkomponente des Signalgemisches vorhanden sind. 5»

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreis (2) in an sich bekannter Weise durch zwei Integratoren (A 3, C1, R 6; A 4, C 2, R 7) und einen Inverter (A 2, R 5, R 8, R 9) in einer zu einer geschlossenen Schleife geschalteten Reihenschaltung gebildet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwingkreis (2) mit dem Ausgang der Summierschaltung (1) über einen Dänipfungswiderstand (A4) verbunden ist, der die Selektivität des Schwingkreises bestimmt.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Summierschaltung (1) in an sich bekannter Weise mittels eines Summierverstärkers (A 1, R 1, R 2, A3) realisiert ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenvergleichsschaltung (4) als Synclirongleichrichter mit einem Schalteingang und einem Signaleingang ausgebildet ist und der Schalteingang mit einem Rechteckformer (A S) verbunden ist, die Eingänge des Synchrongleichrichters zur Aunahme eines für das Signalspektrum repräsentativen Signals und eines für die zu unterdrükkende Signalkomponente repräsentativen Signals angeschlossen sind und im abgeglichenen Zustand des Schwingkreises die Phasenverschiebung der Signale an den Eingängen des Synchrongleichrichters 90° beträgt

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Signaleingang des Synchrongleichrichters ebenfalls mit einem Rechteckformer (A 6) verbunden ist

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler (6) ein Integrationsregler ist.