DE1766871B1

DE1766871B1 - Diskriminatorschaltung

Info

Publication number: DE1766871B1
Application number: DE19681766871
Authority: DE
Inventors: Warren la Verne Allentown Pa Smith (V St A )
Original assignee: Western Electric Co Inc
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1967-08-04
Filing date: 1968-08-02
Publication date: 1971-05-06
Also published as: BE718868A; GB1234097A; FR1576792A; SE333170B; US3525944A; NL6811008A; NL151860B

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Diskriminatorschaltung.

Ein schmalbandiger Hochfrequenzbetrieb ist bei der drahtlosen Telefonie, beweglichen Funkgeräten oder anderen Übertragungseinrichtungen wünschenswert, um in einem Frequenzspektrum soviel wie möglich Ubertragungskanäle unterzubringen. Es ist möglich, Wellenformen mit bis zu 150 MHz in engen Bandbreiten, z. B. von 1 bis 15 kHz, in der Frequenz zu modulieren, wie diese für Sprachübertragung erforderlich ist. Jedoch ist die Demodulation solcher frequenzmodulierter (FM-)Signale schwierig und erfordert eine komplizierte Einrichtung. Beispielsweise arbeiten die bekannten abgestimmten Spulen-Kondensator-Diskriminatorschaltungen nur bei Bandbreiten bis herab zu etwa l«/o der Eingangsfrequenz befriedigend. Es müssen daher, um den Diskriminatorbereich voll für Sprachfrequenzausgänge auszunutzen, hochfrequente FM-Wellenformen beispielsweise von 150 MHz in der Frequenz in zwei oder mehr Schritten auf niedrigere, sogenannte Zwischenfrequenzen, beispielsweise von 100 kHz, umgesetzt werden, bevor sie dem Diskriminator zugeführt werden. Dies erfordert eine zusätzliche komplizierte Umsetzeinrichtung und bedingt ernsthafte Abstimm- und Anpaßprobleme.

Es ist bekannt (USA.-Patentschrift 3 199 040), als abgestimmten Resonanzkreis einen einzelnen piezoelektrischen Kristall zu verwenden. Diese bekannte Anordnung ist zwar verhältnismäßig schmalbandig, doch ist zur Übertragung der Signalfrequenzen eine gesonderte Sperrdrossel und ein Überbrückungskondensator erforderlich. Bei einer weiteren bekannten Anordnung (USA.-Patentschrift 2 233119) wird die abgestimmte Sekundärwicklung eines Transformators zur Speisung einer piezoelektrischen Vorrichtung benutzt, die eine herkömmliche Elektrode auf der einen Seite des Kristalls und ein Elektronenpaar auf der anderen Seite des Kristalls besitzt. Beiden Anordnungen haftet indessen der Nachteil von gesonderten Schaltungselementen (Spulen bzw. Kondensatoren) an, die eine genaue Resonanzfrequenzeinstellung während des Herstellungsvorgangs verhindern. Es muß vielmehr im Anschluß an den Herstellungsvorgang durch eine zusätzliche Feldsättigung eine Nachstimmung vorgenommen werden. Diese Nachstimmung schließt insbesondere eine Verwendung der bekannten Anordnungen für integrierte Schaltkreise, beispielsweise in Dünnfilmschaltungen aus, da hier sämtliche Parameter während des Herstellungsprozesses festgelegt werden müssen.

Es ist Aufgabe der Erfindung, die Nachteile der bekannten Anordnungen zu vermeiden und einen schmalbandigen Miniaturdiskriminator anzugeben, der zusammen mit integrierten Schaltkreisen hergestellt werden kann.

Der wesentliche Vorteil der erfindungsgemäßen Diskriminatorschaltung besteht darin, daß dessen Aufbau und dessen Eigenschaften zu einer einfachen, miniaturisierten und schmalbandigen Anordnung führen, die mit Dünnfilmschaltungen oder monolitischen Siliziumschaltungen aufgebaut und betrieben werden kann.

Im folgenden ist die Erfindung an Hand der Zeichnung beschrieben. Es zeigt

F i g. 1 in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Diskriminatorschaltung,

F i g. 2 das Ansprechverhalten des monolitischen Diskriminators nach Fig. 1,

F i g. 3 eine Schrägansicht mit etwas vergrößerter Dicke der Elektroden- und Leitergeometrie der Kristallanordnung nach Fig. 1,

F i g. 4 und 5 die Ersatzschaltbilder in Gitter- bzw. Leiterform von Teilen des Diskriminators nach Fig.1,

F i g. 6 und 7 je Kurven, die die Abhängigkeit des ίο Blindwiderstandes der Serien- und Diagonalimpedanzen in F i g. 4 sowie die der Realteile der Wellenwiderstände (image impedances) von der Frequenz erläutern, die von den Kreisen nach F i g. 4 aufgedrückt wird, wenn die Elektroden nach F i g. 1 praktisch masselos sind,

F i g. 8 und 9 Kurven, die die Abhängigkeit der Blindwiderstände der Serien- und Diagonalimpedanzen in Fig. 4 sowie der Realteile der Wellenwiderstände von der Frequenz darstellen, die von der Schaltung nach F i g. 4 geliefert wird, wenn die Elektroden nach Fig. 1 erfindungsgemäß massenbelastet sind,

F i g. 10 ein Impedanz-Frequenz-Diagramm zur Darstellung der positiven Realteile der Wellenwiderstände für die Paßbänder, die zwischen den Eingangs- und Ausgangsresonatoren in F i g. 1 erzeugt werden, und zwar bei den Ausgangsresonatoren betrachtet, und

Fig. 11, 12 und 13 Diagramme, die die Beziehungen zwischen der Kristall- und Elektrodengeometrie betreffen und für den Entwurf des Diskriminators nach Fig. 1 brauchbar sind.

In Fig. 1 liefert eine Hochfrequenz- oder Zwischenfrequenzquelle 8 frequenzmodulierte Signale an gegenüberstehende Elektroden 10 und 12 eines Elektrodenpaares 14, die auf gegenüberliegende Flächen eines Quarzkristallkörpers oder -blättchens 16 niedergeschlagen sind. Die Elektroden 10 und 12 bilden zusammen mit Teilen des KristaHblättchens 16 einen Eingangsresonator 18. Das Blättchen 16 koppelt die dem Eingangsresonator 18 von der Quelle 8 zugeführte Energie an zwei Ausgangsresonatoren 20 und 22. Letztere sind durch Niederschlagen zweier Elektroden 24 und 26 auf gegenüberliegende Flächen des Plättchens 16 benachbart zum Resonator 18 auf dessen einer Seite und durch Niederschlagen zweier weiterer Elektroden 28 und 30 auf gegenüberliegende Flächen des Plättchens 16 benachbart dem Resonator 18 auf dessen anderer Seite gebildet. Die Elektrodenabmessungen und -massen stimmen den Resonator 20 auf eine Frequenz /₂₀ unterhalb der Frequenz f₁₈ des Eingangsresonators 18 ab und den Resonator 22 auf eine Frequenz/_2a oberhalb der Frequenz /₁₈ des Resonators 18. Daher bildet die vom Eingangsresonator 18 zum Resonator 20 ausgekoppelte Energie ein versetzt abgestimmtes Paßband, und die zum Resonator 22 ausgekoppelte Energie ein zweites, versetzt abgestimmtes Paßband, das nicht mit dem ersten zusammenfällt.

Zwei Dioden 32 und 34 demodulieren den Ausgang am Resonator 20. Nach Filterung durch einen Kondensator 36 erscheint der demodulierte Ausgang über einem Lastwiderstand 40. Hier erscheint der negative Teil des Signals am Widerstand 40 auf der nichtgeerdeten Seite. Daher entspricht die Spannung-Frequenz-Übertragungskurve über dem Widerstand 40 der Kurve A in Fi g. 2. Ein Paar Dioden 42 und

44 demodulieren das Signal, das am Resonator 22 erscheint. Nach Filterung durch den Kondensator 46 erscheint das Signal über dem Widerstand 48, so daß die positive Seite des Widerstands 48 von der geerdeten Seite wegweist. Die Ausgangsspannung-Frequenz-Übertragungskennlinie über den Widerstand 48 entspricht der Kurve B in F i g. 2. Die positiven und negativen Spannungen über den Widerständen 40 und 48 erscheinen, weil sie addiert werden, als Differenz. Ein frequenzdemodulierter Ausgang erscheint über einer Last 50 zwischen der positiven Seite des Widerstands 48 und Erde. Dies entspricht der Summe der Kurven A und B und erscheint als der übliche S-Kurvenverlauf C in F i g. 2.

Die Geometrie des Kristallplättchens 16 und der Elektroden24, 26, 10, 12, 28 und 30 ist in Fig. 3 dargestellt. Jede Elektrode ist mit einer Anschlußleitung 52 versehen. Die jeweiligen Dicken von Elektroden, Leitungen und Plättchen sind der Klarheit halber vergrößert dargestellt. Die Quelle S liefert an die Elektroden 10 und 12 Energie bei oder nahe bei der Grundfrequenz des Kristallplättchens 16 für die Dickenscherschwingungsform oder die Dickenverdrehungsschwingungsform, je nach Kristallschnitt. In F i g. 1 ist ein Kristallplättchen 16 mit AT-Schnitt verwendet. Daher regt die Energie den Körper auf piezoelektrischem Wege zu Dickenscherschwingungen an. Diese Schwingungen werden von den Elektroden 24 und 26, ebenso von den Elektroden 28 und 30 abgetastet.

Das Ausmaß, unter welchem die piezoelektrisch induzierten Schwingungen im Plättchen 16 zwischen den Elektroden 10 und 12 durch das Plättchen 16 zu den Ausgangsresonatoren 20 und 22 gekoppelt werden, hängt von den Massen der Elektroden sowie von den Abständen zwischen den einzelnen Resonatoren ab. Die Elektroden 10, 12, 24, 26, 28 und 30 der F i g. 1 und 3 sind ausreichend massiv, um einen bedeutsamen Energieeinfang zu erzeugen. Diese Massenbelastung durch die Elektroden konzentriert die Amplitude der von der Quelle S aufgedrückten Schwingungen auf die Plättchenbereiche zwischen den Elektroden jedes Resonators und bewirkt, daß die Schwingungsamplitude im Plättchen 16 mit zunehmendem Abstand von jedem Elektrodenpaar exponentiell abfällt. Die Massenbelastung in der Anordnung nach F i g. 1 und 3 ist ausreichend, um die Schwingungsamplitude so zu verkleinern, daß die Kanten des Plättchens keinen nennenswerten Einfluß auf den Betrieb haben. Die Massenbelastungs- und Energieeinfangsbedingungen unterscheiden sich vom nur schwach belasteten oder unkontaktierten Kristallkörper. Im letzeteren Fall nimmt die Schwingungsamplitude sinusförmig von einem Maximum bei der Energieeinspeisungsstelle ab und ist im ganzen Kristallkörper einschließlich der Kanten bedeutsam. Diese Effekte sind in der gleichlautenden eigenen Anmeldung W43 729IXd/21g (P 15 66036.2) beschrieben.

Gleichzeitig ist die Entfernung vom Elektrodenpaar 10, 12 zum Elektrodenpaar 24, 26, ebenso zum Elektrodenpaar 28, 30, so gewählt, daß die Resonatoren 18 und 20, ebenso die Resonatoren 18 und 22, sich in den gegenseitigen akustischen Bereichen befinden, d. h., daß sie sich gegenseitig noch bedeutsam beeinflussen, so daß Energie zwischen ihnen geführt oder hierzwischen wirksam hindurchgetunnelt wird. Jedoch ist der Abstand zwischen den Elektrodenpaaren der Resonatoren 20 und 22 im Hinblick auf die Massenbelastung ausreichend, um diese Resonatoren voneinander zu entkoppeln.

Die Elektroden in F i g. 1 sind je ausreichend massiv, um die jeweiligen Resonanzfrequenzen der Resonatoren 18, 20 und 22 des von der Grundfrequenz für die Dickenscher- oder Dickenverdrehungs-Schwingungsform — welche auch immer es sei — des unkontaktierten Plättchens 16 auf drei aufeinanderfolgende Werte zu erniedrigen, die zur Erzeugung der beiden Subtrahier-Paßbänder erforderlich sind. Die bruchteilige oder prozentuale Erniedrigung der Resonanzfrequenz von der Dickenscher- oder Dickenverdrehungs-Grundschwingungsform eines unkontaktierten Plättchens mit Hilfe von Massebelastung wird in der englischsprachigen Literatur als »Plateback« bezeichnet. Dieser Wert, der hier ebenso bezeichnet werden soll, ist ein bequemes Maß für die Elektrodenmasse. Ist der Körper mit mehreren Elektroden belastet, so sucht das Plateback die individuellen und zusammengesetzten Resonanzeffekte längs der Frequenzachse zu erniedrigen. Plateback-Werte von 0,3 bis 3% sind für die Ausführungsform nach Fig. 1 brauchbar. Diese Effekte sind ebenfalls in der vorstehend erwähnten eigenen Anmeldung beschrieben.

Die Kombination der Massenbelastung der Elektroden zur Abstimmung derselben sowie zur Erzeugung der Bedingungen zur Schwächung der Kopplung mit dem Abstand der Resonatoren zur Anpassung an den Massenbelastungsgrad oder der Massebelastung der Elektroden zur Abstimmung und Kopplung derselben zum Einhalten eines bestimmten Abstands bestimmt die Paßbänder zwischen dem Eingangsresonator und jedem Ausgangsresonator. Dieses bildet die S-Kurve nach F i g. 2.

Die Kopplungen zwischen dem Eingangsresonator 18 und den Ausgangsresonatoren 20 bzw. 22 sind ausreichend niedrig, um die Wirkungen der Parallel-Streukapazitäten zu beseitigen, die durch das Metall der Elektroden in jedem Resonator gebildet sind. Die Kopplungen sind gleichfalls ausreichend niedrig, um die Paßbänder der einzelnen Kennlinien entsprechend den Kurven A und B auf die gewünschten schmalen Bänder zu verengen, wie dies in der erwähnten eigenen Anmeldung beschrieben ist. Bei einer Ausführungsform der Erfindung haben die Komponenten die folgenden Werte. Der Diskriminator hatte eine Mittelfrequenz von etwa 15,040 MHz. Die Resonatoren 18, 20 und 22 der Anordnung wurden durch ausreichendes Plateback auf Frequenzen von /₁₈ = 15,040 MHz, /₂₀ = 15,035 MHz bzw. /_ss = 15,045 MHz eingestellt. Jeder Resonator hatte eine Induktivität von etwa 20 mh.

Widerstände 40, 48 6,8 k

Kondensatoren 36, 46 200 pF

Dioden 32, 34, 42, 44 4580

Plättchenschnitt AT

Dicke des Plättchens 16 .... 0,109 mm (0,0043")

Grundfrequenz in der Dickscher-Schwingungsform
des Plättchens 16 15,250 MHz

5 6

Material des Plättchens 16 .. AT-Schnitt-Quarz ausschließlich aus ihren Blindwiderständen X_A und

X_B zusammengesetzt. Daher ist der Wellenwider-Plateback des Resonators 18 210 kHz (1,39 °/o) stand Z₁ gleich der Quadratwurzel aus X_AX_B.

Bei Kristallanordnungen mit zwei Elektroden-

Plateback des Resonators 20 215 kHz (1,43 °/o) 5 paaren, die nicht massebelastet sind und die Energie

den ganzen Kristallkörper anregt, ändern sich die

Plateback des Resonators 22 205 kHz (1,36 °/o) Blindwiderstände X_A und X_B der Impedanzen Z_A

und Z_B mit der Frequenz, wie dieses in F i g. 6 dar-Dimensionen der Elektroden gestellt ist. Der Blindwiderstand X_A ändert sich von

18, 20 und 22 1,32 ■ 1,68 mm io einem niedrigen negativen Wert wegen der Kapazi-

(0,052" · 0,006") täten in Z_A über Null bei einer niedrigeren Reso-

Abstände zwischen den nanzfrequenz f_v wenn die Kapazität C_1A mit der

Elektroden 0,431 mm (0,017") Induktivität L₁₀ in Resonanz kommt. Der Blind

widerstand X_A nimmt dann einen hohen positiven

Lackimpedanz jedes Weges rund 1,7 k effektiv 15 Wert an, wenn die Induktivität L₁₀ mit beiden Kondensatoren C_1A und C₀ in Resonanz kommt. Bei der

Kopplungskoeffizienten 7,5 · 10~⁴ Frequenz /₂ ändert sich der Blindwiderstand von

zwischen den Resonatoren einem hohen positiven induktiven Wert auf einen

hohen negativen kapazitiven Wert. Dies wird als die

Die Art und Weise, auf die die Plateback abhän- 20 Antiresonanzfrequenz /₂ bezeichnet. Wenn die Fregigen Kopplungen die gewünschten Kennlinien quenz zunimmt, geht der voreilende kapazitive zeitigen, kann an Hand einer Betrachtung der Wellen- Blindwiderstand auf Null. Der Blindwiderstand X_A widerstände (image impedances) erläutert werden, verfolgt eine ähnliche Kurve mit einer Resonanzdie von dem Ersatzschaltbild nur zweier Resonatoren, frequenz /₃ und einer Antiresonanzfrequenz /₄. Die beispielsweise des Eingangsresonators 18 zusammen 25 Resonanzfrequenzen Z₁ und /₃ sind durch die Wirmit einem der Ausgangsresonatoren, beispielsweise kung der Kopplung voneinander getrennt, obwohl 20, auf den Plättchen geboten werden. Hier sei zu- sie auf die gleiche Frequenz abgestimmt sind, wenn nächst der Einfachheit halber angenommen, daß die jeweils nur ein Kreis bei Abwesenheit des anderen Resonatoren 18 und 20 auf die gleiche Frequenz betrieben wird.

abgestimmt sind. Für diese Doppelresonatoranord- 30 Da X_A und X_B Imaginärzahlen, also gleich jX/ nung ist F i g. 4 das Gitter-Ersatzschaltbild. Das bzw. jX_B' sind, ist ihr Produkt negativ, wenn sie Leiter-Ersatzschaltbild ist in F i g. 5 dargestellt. In gleiches Vorzeichen führen, aber positiv bei entletzterem stellen die drei Kondensatoren C_m das gegengesetztem Vorzeichen. Die Quadratwurzel aus elektrische Äquivalent der akustischen Kopplung einer positiven Zahl ist reell. Daher besitzt die Krizwischen den Resonatoren 18 und 20 dar. Die beiden 35 Stallanordnung in den Frequenzbereichen, in denen Kreise stehen miteinander entsprechend folgenden X_A und X_B auf verschiedenen Seiten der Abszisse Gleichungen in Beziehung: erscheinen, zwei reelle positive Wellenwiderstände

Q R₁. Diese reellen positiven Wellenwiderstände R₁

C_1B = -¹- , sind in F i g. 7 aufgetragen. Sie erstrecken sich über

•ι , Qo (1) 40 den unteren Resonanz-Antiresonanz-Bereich Z₁ bis /₂

C_m und den oberen Resonanz-Antiresonanz-Bereich /₃

bis /₄. In Abhängigkeit von den Impedanzen des

C , — ¹ ⁰ Lastnetzwerks überträgt die Kristallanordnung Ener-

C₁₀ (2) gie hauptsächlich in den reelllen positiven Wellen-

^ 45 Widerstandsbereichen.

^m Das Versehen der Elektroden 10, 12, 24, 26, 28

Die Werte C₁₀ und L₁₀ sind so, daß die Dicken- und 30 mit ausreichender Masse konzentriert die scherschwingungs-Grundfrequenz gleich Scherenergie im Plättchen 16 zwischen den Elek-

troden der jeweiligen Resonatoren 18 und 20, so daß _5o ^₃₈ Kristallplättchen 16 mit stark verminderter Amfür jeden getrennten ungekoppelten Resonator ist. plitude außerhalb des Volumens zwischen den Elek-Der Wert von L₁₀ selbst ist eine Funktion der Dicke troden schwingt. Es wird keinem nennenswerten des Kristallplättchens 16 sowie der Geometrie der Energiebedarf ermöglicht, die Begrenzungen des Elektroden 10, 12 und 24, 26. C₀ ist die Kapazität Plättchens 16 zu erreichen. Ebenso erreicht auch eines Paars. 55 keine nennenswerte Energie den Resonator 22 vom

Das Gitter-Ersatzschaltbild ist das leichter analy- Resonator 20. Eine solche Massenbelastung der sierbare. Wird hier in Fig. 4 Energie an die Elek- Platten erzeugt die drei getrennten Resonatoren, troden 10 und 12 bei oder nahe bei der Dickenscher- Betrachtet man wiederum die Resonatoren 18 und schwingungsgrundfrequenz zugeführt und wird nur 20 allein und ordnet jeden Resonator im effektiven ein Ausgangsresonator, z. B. der Resonator 20, be- 60 Schwingungsfeld des jeweils anderen an, dann trachtet, so verhält sich die Schaltung so, wie wenn arbeiten sie ähnlich wie ein abgestimmter Übertrager, sie aus zwei Paaren Resonanzimpedanzen Z₄ und Die Regelung ihrer Abstände sowie der Masse der Z_B zusammengesetzt wäre. Diese Impedanzen sind Elektrodenpaare bestimmt das Band oder das Spekzur Bestimmung des Wertes des Wellenwiderstands trum, innerhalb welchem die Energie des Elektroden- Z_t brauchbar, der für die Gitterstruktur nach Fig. 4 65 systems 10, 12 zum Elektrodensystem 14, 16 läuft, gleich der Quadratwurzel aus Z_AZ_B ist. Da das Kri- Dies ist das Äquivalent einer Steuerung der Koppstallplättchen 16 einen hohen Gütefaktor Q besitzt, lung, wie diese durch die Kondensatoren C,„ in sind die Werte der ImpedanzenZ_A und Z_B praktisch Fig. 5 dargestellt ist.

Wie aus F i g. 5 ersichtlich, erhöht eine Schwä- Band eine Übertragungskennlinie über das ganze chung der Kopplung zwischen den Elektroden- Frequenzspektrum, die nur im entfernten Frequenzbereichen den Wert von C_m. Als Ergebnis sind das bereich hohe Dämpfungen hat. Dies schließt prak-Verhältnis C₁₀/C_m in den Gleichungen (1) und (2) tisch die Wirkung des entfernten Frequenzbereichs für die Werte C_1B und C_1A ab. Dies erhöht den 5 aus.

Nenner für C₁ _A und erniedrigt den Nenner für C_1B. Im Falle der Fig. 7 existieren unabhängig vom

Im Ergebnis nehmen der Wert von C_1A ab und der Wert der Impedanz R niedrige Dämpfungen in der Wert von C_1B zu. Daher nähern sich die Resonanz- Gegend derjenigen Frequenzen, für die R den Wert frequenzen J₁ und /₃ einander sowie den Frequenzen, /?,· überkreuzt. Daher hat für alle Werte von R die auf die jeder Resonator durch sein Plateback abge- io Übertragungskennlinie zwei Bänder niedriger Dämpstimmt ist. Der Einfachheit halber sei angenommen, fung, die durch ein Band hoher Dämpfung getrennt daß die Resonatoren durch Plateback auf die gleiche sind.

Frequenz abgestimmt sind. Die Resonanzfrequenzen Z₁ Nach der Erfindung werden die Elektroden 10,12,

und /₃ werden dicht genug einander angenähert, um 24, 26, 28 und 30 ausreichend massiv gemacht sowie das in Fig. 8 dargestellte Bild zu erhalten. Hier 15 weit genug voneinander entfernt angeordnet, daß der folgen die beiden getrennten Blindwiderstände X_A Resonator 8 mit dem Resonator 20 und, getrennt und X_B der Impedanzen Z_A und Z_B ähnlichen Kur- hiervon, mit dem Resonator 20 Wellenwiderstandsven wie in Fig. 6. Jedoch bewirken die Massen- kennlinien bildet, die gut in den Bereich der Fig. 8 belastung und der Abstand, daß die Resonanz- und 9 statt der F i g. 6 und 7 fallen. Sie sind eben-Antiresonanz-Bereiche J₁ bis /₂ und /₃ bis /₄ einander ao falls ausreichend entkoppelt, um jegliche nennensüberlappen. Nun fällt die Resonanzfrequenz /_s in werte Kopplung zwischen den Resonatoren 20 und der Kurve X_B zwischen die Resonanzfrequenz Z₁ und 22 zu unterdrücken. Jedoch sind in F i g. 1 die die Antiresonanzfrequenz/₂. Die resultierenden Massen der Elektroden so eingestellt, daß die Paßreellen Wellenwiderstände Z₁- erscheinen in ausge- bänder zwischen den Resonatoren 18 und 20 gegenzogenen Linien der F i g. 9. Daher zeigen die Reso- as über denen der Resonatoren 18 und 22 versetzt sind. natorenlS und 20 auf dem massenbelasteten Platt- Das heißt, das Plateback der Elektroden im Resochen 16, wenn sie als je gleich massenbelastet ange- nator 22 ist kleiner als im Resonator 18, und das nommen werden, die in Fig. 9 gezeigten Wellen- Plateback der Elektroden im Resonator 20 ist größer Widerstandskennlinien. Ähnliche Wellenwiderstände als im Resonator 18. Dieses ist inFig. 10dargestellt, werden durch die Kopplung der Resonatoren 18 und 30 Dieser Sachverhalt verschiebt die Wellenwiderstands-22 gebildet. Diese reellen Wellenwiderstände er- kurve C-18-20 der gekoppelten Resonatoren 18 und scheinen in einem ersten Frequenzband, in welchem 20, gesehen vom Ausgangsresonator 20 her, nach die Impedanz von Null auf einen einigermaßen unten. Gleichfalls tritt eine Verschiebung der Wellenkleinen Wert, wie 100 Ohm, ansteigt, und sodann Widerstandskurve C-18-22 der gekoppelten Resonawieder auf Null zurückgeht, sowie in einem zweiten 35 toren 18 und 22, gesehen vom Ausgangsresonator 22 Band, innerhalb dessen die Impedanz von einem her, längs der Frequenzachse nach oben auf. Auch praktisch unendlichen Wert aus auf ein Minimum wird hierdurch die Symmetrie der Kurven etwas abnimmt und dann wieder auf praktisch unendlich verzerrt. Die Frequenzen/^₈, /₂₀ und /₂₂ stellen die ansteigt, wenn die Frequenz zunimmt. Dies ist in Frequenzen dar, auf die die Resonatoren im unge-F i g. 9 durch die ausgezogene Kurve dargestellt. 40 koppelten Zustand abgestimmt sind. Bei Kopplung Hier ändert sich die Wellenwiderstandskurve im separieren in jedem Falle die Frequenzen auf die Frequenzband zwischen Z₁ und /₃ von Null auf einen Werte /,'₈ und /^ für die Kurve C-18-20 sowie auf Maximalwert Z₀ und wieder zurück auf Null. Im die Werte /,'₈ und fü für die Kurve C-18-22. Durch Frequenzband zwischen f₂ und /₄ ändert sich der wirksames Abschließen der Ausgangsresonatoren 20 Wert des Wellenwiderstands von Unendlich auf einen 45 und 22 mit niedrigen Impedanzen, beispielsweise mit MinimalwertZ_m und wieder zurück zu unendlich. 2Z₀, resultieren im wesentlichen die in Fig. 2 dar-Wenn die Kopplung zwischen den Resonatoren gestellten Paßbänder. Die Quelle 8 hat ebenfalls eine weiter erniedrigt wird, ändern sich die Wellenwider- niedrige Impedanz. Die Wirkungen der hohen Wellenstände so, wie dies durch die gestrichelten Kurven widerstände zwischen den Frequenzen /₂ und f. werin dem Frequenzband // bis /₃' bzw. /₂' bis // dar- 50 den durch die Fehlanpassung eliminiert. Der Impegestellt ist. Ist die Kopplung klein genug, so beträgt danzwert 2Z₀ bewirkt ein Gaußsches Paßband,
die Impedanzdifferenz zwischen dem Maximalwert Für den Entwurf der Kristallanordnung nach

Z₀ des einen Bands und dem MinimalwertZ_n, des Fig. 1 brauchbare Beispiele von Kurven für eine anderen Bandes einige Größenordnungen. F i g. 9 Anordnung, z. B. CR, die in der Dickenschergrundzeigt der Klarheit halber eine kleinere Differenz, je- 55 Schwingungsform betrieben wird, sind in Fig. 11, 12 doch sollen hierdurch größere Differenzen nicht aus- und 13 dargestellt.

geschlossen sein. Die Kristallanordnung nach Fi g. 1 wird hergestellt

Das Paßband, das als Ergebnis eines Abschließens durch zunächst erfolgendes Auswählen der Banddes Ausgangsresonators 20 mit irgendeiner Impe- breiten Bw jedes Paßbandes A und B bei gewählten danz R auftritt, nähert sich dem niedrigsten erreich- 60 Mittenbandfrequenzen f_m (d. h., annähernd /₂₀ und baren Minimum bei einer jeden Frequenz, für welche f_O2). Die Bandbreiten Bw werden so gewählt, daß sie der Wellenwiderstand in die Anschlußimpedanz an- der Spitze-zu-Spitze-Abweichung des modulierten gepaßt ist. Bei jeder Frequenz ist die Übertragung Eingangssignals gleichen. Bw muß kleiner als 0,2% um so kleiner, je größer die Fehlanpassung ist. Daher f_m sein, um einen Betrieb im Niedrigimpedanzbereich erzeugt ein Abschließen des Ausgangsresonators 20 65 von 9 sicherzustellen. Eine Elektrodengröße und ein mit einer Impedanz R in der Gegend des Wellen- geeignetes Plateback für die Mittelelektrode 19 (von Widerstandsbereichs in einen Frequenzbereich und 0,3 bis 3%) werden aus den Kurven nach Fig. 11, entfernt vom Wellenwiderstandsbereich im anderen 12 und 13 ausgewählt. Ist t die Plattendicke und r

die Elektrodenbreite, so wird r/t allgemein gleich 12 gemacht, obgleich in der Praxis jeder Wert zwischen 20 und 6 brauchbar ist. Ein Wert von 151 wird normalerweise als die Elektrodenlänge senkrecht zur Kopplungsachse für eine gute Unterdrückung anderer Schwingungsformen gewählt. Die Grundfrequenz/ der Dickenscherschwingungsform wird so bestimmt, daß sie dem gewählten Plateback P_B nach folgender Formel entspricht:

mit f_m = /_1S,

Pn =

f =

f-L·

(3)

(4)

Die Herstellung beginnt mit dem Schneiden eines Plättchens 16 aus einem Quarzkristall mit der gewünschten kristallographischen Orientierung, z. B. zo im AT-Schnitt. Das Plättchen wird dann in üblicher Weise auf eine Dicke t geschliffen und geätzt, und zwar entsprechend der gewünschten Grundfrequenz /, bei der Scher- oder Verdrehungsschwingungsform. Allgemein ist die Dicke ungekehrt proportional zur gewünschten Frequenz. Auf jede Seite des Kristallplättchens werden Masken mit Ausschnitten zum Niederschlagen der sechs Elektroden angeordnet. Die Geometrie der Elektroden ist durch die Betrachtung der gewünschten Bandbreiten und eines bequemen Platebacks bestimmt.

Der richtige Abstand d zwischen den Elektroden kann aus den Kurven der Fig. 11, 12 oder 13 bestimmt werden, die die Änderungen in Prozent der Bandbreite für verschiedene Verhältnisse des Elektrodenabstands zur Plattendicke dlt, für verschiedene Platebacks PB und für verschiedene Werte von r/t zeigen.

Zum Erhalt der gewählten Plateback-Werte wird Gold oder Nickel beispielsweise durch schichtweises Elektroplattieren, durch die Masken hindurch so niedergeschlagen, daß Anschlüsse möglich sind und etwa die Hälfte des insgesamt gewünschten Platebacks erreicht wird. Energie wird den Hochfrequenzelektroden 28 und 30 zugeführt, und Masse den Elektroden hinzugefügt, bis eine dem gewünschten Gesamt-Plateback entsprechende Verschiebung auftritt. Dies erfolgt, bis das Paar bei der Frequenz/₂₂ in Resonanz kommt. Die Prozedur wird für die Elektroden 10 und 12 und sodann für 24 und 26 wiederholt. Während dieser Prozedur für die zweiten und dritten Paare kann es notwendig sein, die Wirkung des ersten und des zweiten Paares durch induktives Abschließen dieser beiden Paare zu vermeiden. Die gewünschten Bandbreiten sollten dann voreilen. Die Kurven des gekoppelten Resonators werden dann berechnet oder gemessen, um die Werte von Z₀ für jedes Paar zu bestimmen. Die Lastimpedanzen für jedes Paar werden dann annähernd zu 2Z₀ gewählt. Dies führt zu einer Gaußschen Kurve statt zu einer flachen Bandkurve für jedes Resonatorpaar.

Die Entkopplung ist so, daß der Wert von 2Z₀ noch ausreichend entfernt vom minimalen Wellenwiderstand Z_m in F i g. 9 gelegen ist, um eine Übertragung zwischen den Frequenzen /₂ und jf₄ wirksam zu eliminieren. Abschlußimpedanzen kleiner als 2Z₀ können dies ebenfalls bewirken. Es kann daher gesagt werden, daß entsprechend einem Erfindungsmerkmal die Kopplung zwischen den Resonatoren und 20 sowie zwischen 18 und 22 ausreichend niedrig sind und daß die Eingangs- und Abschlußimpedanzen bei den Resonatoren ausreichend niedrig sind, um nur ein einziges Paßband zu erreichen.

Claims

Patentansprüche:

1. Diskriminatorschaltung für frequenzmodulierte Signale mit einem auf die Mittenfrequenz eines Betriebssignalbandes abgestimmten und an zwei oberhalb bzw. unterhalb der Mittenfrequenz abgestimmte piezoelektrische Ausgangsresonatoren angeschlossenen Eingangsresonator und mit einer Schaltungsanordnung zur Subtraktiven Verknüpfung der jeweiligen Ausgangssignale der Ausgangsresonatoren für die Erzeugung eines demodulierten Signals, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsresonator (14) ein auf einem piezoelektrischen Kristallkörper (16) befestigtes Elektrodenpaar (10, 12) sowie zwei beidseitig davon angeordnete, ebenfalls auf dem Kristallkörper (16) befestigte und den Ausgangsresonator (20, 22) bildende Elektrodenpaare (24, 26; 28, B₀) aufweist, wobei der Eingangsresonator mit den Ausgangsresonatoren akustisch im Gegentakt gekoppelt ist.

2. Diskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Elektrodenelement im Abstand gegenüber jedem der zweiten und dritten Elektrodenelemente angeordnet ist und die Elektrodenelemente mit Masse belastet sind und daß die Schaltung eine ausreichend niedrige Impedanz aufweist, derart, daß an jedem der Ausgangsresonatoren nur eine Ansprechspitze vorhanden ist.

3. Diskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Elektrodenelemente im gegenseitigen Abstand voneinander angeordnet sowie mit ausreichenden Massen versehen sind, um die Kopplung zwischen dem Eingangsresonator und jedem Ausgangsresonator derart zu begrenzen, daß die Wellenwiderstands-Frequenz-Kennlinie eine zwischenliegende Maximalimpedanz bei einer Frequenz besitzt.

4. Diskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Elektrodenelemente für kapazitive Effekte im gegenseitigen Abstand voneinander angeordnet und mit ausreichender Masse versehen sind, um die Kopplung zwischen den Resonatoren zur Überwindung der kapazitiven Effekte zu begrenzen sowie um zwischen dem Eingangsresonator und jedem Ausgangsresonator eine Wellenwiderstandskurve zu erzeugen, die eine zwischenliegende reelle Maximalimpedanz und extreme Nullimpedanzen aufweist.

5. Diskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Elektrodenelement jedes Resonators mit Masse für eine Frequenz versehen ist, auf die die Resonatoreinrichtung abgestimmt ist.

6. Diskriminator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Elektrodenelemente je zwei gegenüberstehende Elektroden auf gegenüberliegenden Flächen des Kristallkörpers aufweisen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen