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Schaltungsanordnung zum Erkennen von diskreten
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Frequenzen
Die Erfindung betrifft Schaltungsanordnungen
zum Erkennen diskreter Frequenzen, mit einer phasensynchronisierten Regelschleife,
die einen Phasenvergleicher, einen diesem nachgeschalteten Tiefpaß und einen spannungsgesteuerten
Oszillator umfaßt.
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Derartige phasensynchronisierte Regel schleifen, nachfolgend mit PLL-Schaltung
abgekürzt, weisen den Nachteil auf, daß deren Fangbereich groß ist. Die Selektionsfähigkeit
der herkömmlichen PLL-Schaltungen ist daher gering bzw. es müssen sehr hohe Anforderungen
an die absolute Genauigkeit der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators gestellt
werden. Wegen des hohen Fangbereiches treten daher leicht Fehlschaltungen auf, so
daß die Schaltung unempfindlich eingestellt werden muß, was für die Frequenzerkennung
wiederum von Nachteil ist.
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Der Erfindung liegt daher unter anderem die Aufgabe zugrunde, eine
PLL-Schaltung zu schaffen, mit der eine hohe Selektion in Verbindung mit einem großen
Fangbereich erzielt werden kann, die schnell und störsicher anspricht, und bei der
an die Frequenz-Konstanz des spannungsgesteuerten Oszillators keine großen Anforderungen
gestellt zu werden brauchen.
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Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil
des Anspruchs 1 angegebenen Slerkmale gelöst.
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Durch die erfindungsgemäße Verwendung eines Tiefpasses mit automatisch
variierter Grenzfrequenz ist weit unterhalb der Schaltschwelle ein sehr großer Fangbereich
der PLL-Schaltung wirksam, so daß ein anfänglicher Frequenz-und Phasenfehler sehr
schnell korrigiert werden kann. Bei
Annäherung an die Schaltschwelle
wird die Bandbreite jedoch wesentlich enger, so daß die Schaltung dann zwischen
Rauschen und einem eine bestimmte Frequenz aufweisenden Signal unterscheiden kann.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltung ist daher eine hohe Selektion in Verbindung
mit einem großen Fangbereich möglich und ein schnelles und störsichees Ansprechen
gewährleistet. An die Frequenz-Konstanz des spannungsgesteuerten Oszillators brauchen
keine hohen Anforderungen gestellt zu werden, so daß gegebenenfalls auch auf einen
Quarzoszillator verzichtet werden kann.
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Mit der in Anspruch 2 angegebenen wichtigen Ausführungsform der Erfindung
läßt sich der Phasenfehler der PLL-Schaltung verringern. Die Bedämpfung des Regelkreises
wird an einer geeigneten Stelle desselben vorgenommen.
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Es sind bereits PLL-Schaltungen mit Frequenzbereichsteuerung (beispielsweise
die integrierte Schaltung NE 562 der Firma Signetics) bekannt. Bei diesen Schaltungsanordnungen
wird der mögliche Frequenzbereich des spannungsgesteuerten Oszillators durch eine
Steuergröße eingeengt.
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Die erfindungsgemäße Aufgabe, nämlich eine PLL-Schaltung mit großem
Fangbereich und hoher Selektion zu erzielen, wird insbesondere durch die in Anspruch
3 angegebene Schaltungsanordnung gelöst.
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Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird im Gegensatz zu
bekannten PLL-Schaltungen nicht der mögliche Frequenzbereich des spannungsgesteuerten
Oszillators, sondern die mögliche Änderungsgeschwindigkeit der Frequenz
des
spannungsgesteuerten Oszillators durch eine Steuergröße eingeengt. Dadurch erhält
man eine dynamisch sehr hohe Selektion bei vollem Frequenzbereich des snannungsgesteuerten
Oszillators, so daß eine große Drift desselben abgefangen werden kann. Störungen
der Frequenz und der Phase, beispielsweise bei Auftreten von Rauschen oder Störsignalen
können damit sofort korrigiert werden.
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Die erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen können insbesondere mit
großem Vorteil zur Senderfrequenz-, Durchsagefrequenz- und Bereichsfrequenzerkennung
in Decodern für den Verkehrsfunk verwendet werden.
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Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnungen beispielsweise
näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 das erfindungsgemäße Schaltungsprinzip in einer
ersten Ausführungsform, Fig. 2 das erfindungsgemäße Schaltungsprinzip in einer zweiten
Ausführungsform und Fig. 3 das erfindungsgemäße Schaltungsprinzip in einer dritten
Ausführungsform.
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Bei einer herkömmlichen PLL-Schaltung mit einem Phasenvergleicher,
einem Tiefpaß und einem spannungsgesteuerten Oszillator hängender Fangbereich und
die Selektion bekanntermaßen von der Grenzfrequenz des Tiefpasses ab.
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Weicht die Eingangsfrequenz bei dieser PLL-Grundschaltung von der
Mittelfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators ab, so tritt bei eingerasteter
bzw. verriegelter PLL-Schaltung ein dauernder Phasenfehler auf. Aufgrund der
Beziehung
F = 2 (I ;T (fE-fO) dT hat die PLL-Schaltung bzw.
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der Phasenvergleicher das Verhalten eines Integrators.
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Der Tiefpaß darf daher nicht ein idealer Integrator sein, weil dann
wegen der zweifachen Integration innerhalb der Regel schleife Regelschwingungen
nicht vermieden werden können. Dabei sei angenommen, daß der spannungsgesteuerte
Oszillator eine lineare Kennlinie aufweist. Der Ausgang des Phasenvergleichers kann
als Stromquelle angenommen werden, wobei der niederfrequente Anteil des Ausgangssignals
der Stromquelle zumindest bei kleinen Eingangspegeln dem cos f proportional ist.
Der Tiefpaß kann beispielsweise ein RC-gegengekoppelter invertierender Operationsverstärker
mit der Grenzfrequenz Qg = 1/RC sein.
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Sowohl der Phasenvergleicher als auch der Tiefpaß kann bei größeren
Pegeln als Begrenzer wirken. Der wesentliche Nachteil dieser herkömmlichen PLL-Schaltung
besteht in ihrem großen Fangbereich. Oder anders ausgedrückt, die Selektion einer
solchen PLL-Schaltung ist gering, bzw. es müssen hohe Anforderungen an die absolute
Genauigkeit der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators gestellt werden. Da
der Fangbereich sehr groß ist, können leicht Fehlschaltungen auftreten. Um dieses
zu vermeiden, müßte die Schaltung sehr-unempfindlich eingestellt werden, was wiederum'nachteilig
ist.
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Eine Verbesserung der Eigenschaften der herkömmlichen PLL-Schaltung
wird mit der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung erzielt. Zusätzlich zu
den konventionellen Schaltungsteilen einer PLL-Schaltung, nämlich zusätzlich zum
Phasenvergleicher 1, zum Tiefpaßfilter 2 und zum spannungsgesteuerten Oszillator
3 ist ein zweiter Phasenvergleicher 4, ein diesem nachgeschalteter Tiefpaß 5 und
ein Schwellwertschalter 6 vorgesehen. Diese dreiletztgenannten
Schaltungsstufen
dienen zur Anzeige des eingerasteten Zustands der PLL-Schaltung. Gleichzeitig kann
die Ausgangsspannung des Schwellwertschalters nun auch zur Steuerung der Grenzfrequenz
des ersten Tiefpasses herangezogen werden, so daß weit unterhalb der Schaltschwelle
ein sehr großer Fangbereich der PLL-Schaltung wirksam ist.
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Dadurch kann ein anfänglicher Frequenz- und Phasenfehler sehr schnell-korrigiert
werden. Wenn sich die Ausgangsspannung des Schwellwertschalters der Schaltschwelle
nähert, wird die Bandbreite des ersten Tiefpasses wesentlich enger. Die PLL-Schaltung
kann dann zwischen einem Signal bestimmter Frequenz und Störsignalen bzw. Rauschen
unterscheiden. Die Ausgangs spannung des ersten Tiefpasses ist in diesem Falle träge,
so daß die Phase des spannungsgesteuerten Oszillators der schnell wechselnden Phase
eines Rauschsignals nicht folgen kann. Die Ausgangsspannung des Schwellwertschalters
6 nimmt daher wieder ab, und die Schaltschwelle wird nicht erreicht.
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Fig. 2 zeigt eine Schaltungsanordnung, mit der der Phasenfehler verringert
wird. Dem Phasenvergleicher 1 ist eine Bedämpfungsschaltung 7, eine Abschnürschaltung
8 und ein Integrator 9 in der genannten Reihenfolge nachgeschaltet.
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Das Ausgangssignal des Integrators wird einerseits der Bedämpfungsschaltung
7 und andererseits dem spannungsgeregelten Oszillator zugeleitet. Die Ausgangsspannung
des Schwellwertschalters 6 gelangt an den Steuereingang der Abschnürschaltung 8.
Die Bandbreite bzw. die Phasenregelgeschwindigkeit wird nun dadurch herabgeregelt,
daß der Ausgangsstrom des ersten Phasenvergleichers 1 bei ansteigender Ausgangsspannung
des Schwellwertschalters 6 "abgeschnürt" wird. eil der "abgeschnürte" Strom den
Strom durch den Widerstand kompensieren muß, wächst der
zur Frequenzkorrektur
erforderliche Phasenfehler mit steigender Selektion. Die Bedämpfung des Regelkreises
muß daher anders erfolgen. Die Bedämpfung darf in diesem Falle mit steigender Abschnürung
abnehmen, weil die Verstärkung der Regelschleife dann kleiner wird. Der Tiefpaß
ist dann also ein idealer Integrator, dessen Ausgangsspannung (in diesem Falle die
Ausgangsspannung des Integrators 9) ohne Korrekturstrom jeden Wert einnehmen kann.
Der verbleibende Phasenfehler ist in diesem Falle unabhängig von der Ausgangs spannung
des Schwellwertschalters 6 und gleicht dem Wert bei großer Bandbreite. Bei nicht
allzu großen Frequenz fehlern ist der Phasenfehler also relativ klein. Die Abschnürung
kann sowohl analog als auch digital vorgenommen werden.
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Für das Produkt aus Erkennungsbandbreite B und Erkennungszeit T gibt
es einen prinzipiellen Mindestwert, der vom Grad der Störung bzw. der geforderten
Erkennungssicherheit abhängt. Diesem Mindestwert kommt-man bei einem Quarzoszillator
schon recht nahe, wenn T w15 msec und B gleich 60 Hz bzw. + 30 Hz ist. Einer dieser
Werte kann dabei weitgehend frei gewählt werden. Der andere Wert folgt dann aus
der Beziehung T x Bul.
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Bei herkömmlichen PLL-Schaltungen ist man um Größenordnungen von diesem
Mindestwert entfernt, zumindest was die Bandbreite betrifft. Die Bandbreite ist
dabei durch den möglichen Frequenzfehler des spannungsgesteuerten Oszillators, beispielsweise
durch die Bauteile-Toleranzen, die Einstellgenauigkeit, die Drift usw. vorgegeben.
Mit Präzisionsbauteilen und einer Temperaturkompensation können Bandbreiten von
einigen kHz erzielt werden. Die dadurch mögliche sehr hohe Erkennungsgeschwindigkeit
(ungefähr 1 msec) ist
für die Anwendung der PLL-Schaltung zur Senderfrequenz-,
Durchsagefrequenz- oder Bereichsfrequenzerkennung bei Verkehrsfunkgeräten nicht
sinnvoll, denn eine derart hohe Erkennungsgeschwindigkeit erhöht die Störanfälligkeit
noch weiter. Um Fehlschaltungen zu vermeiden bzw. gering zu halten, die infolge
von Rauschen oder Störsignalen auftreten können, muß die zulässige Erkennungszeit
bei PLL-Schaltungen für den Verkehrsfunk zur Erzielung einer hohen Selektion ausgenützt
werden. Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungen erfüllen diesen Zweck.
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Obgleich die Schaltungsprinzipien gemäß den in den Fig. 1 und 2 dargestellten
Schaltungen zufriedenstellend arbeiten und die genannten Vorteile gegenüber der
herkömmlichen PLL-Schaltung erzielt werden können, haftet diesen Schaltungsprinzipien
folgender Nachteil an: Nach einer Störung, z.B. nach einem Aufrauschen, kann ein
Frequenzfehler vorliegen, den der Phasenvergleicher aufgrund der hohen Selektion
nicht korrigieren kann. Aufgrund der starken Abschnürung nach dem Auftreten einer
Störung besitzt die Differenzfrequenz keine Steuerwirkung mehr.
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Der Frequenzfehler wird daher erst dann behoben, wenn die Abschnürung
rückgängig gemacht wird, bzw. wenn die Ausgangsspannung des Schwellwertschalters
6 auf den Signalausfall reagiert bzw. den Signalausfall erkannt hat.
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Es ist jedoch anzustreben, daß die Frequenz und die Phase sofort nach
einer auftretenden Störung korrigiert wird.
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Eine sofortige Korrektur der Frequenz und der Phase nach Auftreten
einer Störung oder eines Aufrauschens ist mit der in Fig. 3 dargestellten Schaltungsanordnung
möglich.
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Dort ist dem eigentlichen, ersten Phasenvergleicher 1 der
PLL-Schaltung
in der üblichen Weise ein Tiefpaß 2 nachgeschaltet, dessen Ausgangssignal einerseits
als Demodulationssignal abgegriffen und andererseits über einen Schwellwertschalter
15 und einen Integrator 16 der Abschnürschaltung 8 zugeleitet wird. Das Ausgangssignal
des Integrators 16 gelangt auch an eine Schaltschwellenstufe 17, die dann, wenn
die Schaltungsanordnung für die Sends:frequenzerkennung im Verkehrsfunkdecoder verwendet
wird, beispielsweise das Sendefrequenzsignal bereitstellt.
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Das Ausgangssignal der Abschnürschaltung 8 gelangt über den Integrator
9 einerseits an den spannungsgesteuerten Oszillator 3 und andererseits an die Bedämpfungsschaltung
7, deren Ausgangssignal der Abschnürschaltung 8 zugeleitet wird, wie dies bereits
anhand von Fig. 2 erläutert wurde.
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Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 wird wie
üblich an den ersten Phasenvergleicher 1 angelegt.
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Der zweite Phasenvergleicher 4 erhält das Eingangssignal E beispielsweise
über einen Verstärker 10 und weiterhin das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators 3 für einen Vergleich -zugeleitet. Der Tiefpaß 5 und der Schwellwertschalter
6 entsprechen den in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsstufen 5 und 6. Gemäß
der vorliegenden Erfindung ist ein Frequenzvergleicher 11 vorgesehen, der einerseits
das Ausgangs signal des spannungsgesteuerten Oszillators 3 und andererseits das
Eingangssignal E - beispielsweise über den Verstärker 10 - für einen Frequenzvergleich
zugeleitet erhält. Weiterhin ist ein Umschalter 13 vorgesehen, der das Ausgangssignal
sowohl des Frequenzvergleichers 11 als auch des Schwellwertschalters 6 zugeführt
erhält. Außerdem ist ein dritter Phasenvergleicher 12 mit dem Steuereingang des
Umschalters 13 verbunden. Der dritte Phasenvergleicher 12 erhält das um 90" verschobene
Ausgangs signal des spannungsgesteuerten
Oszillators 3 sowie das
Eingangssignal fE E beispielsweise ebenfalls über den Verstärker 10 - für. einen
Phasenvergleich zugeführt. Der zweite und dritte Phasenvergleicher 4 bzw. 12 kann
auch digital arbeiten. Der dritte Phasenvergleicher kann beispielsweise ein exklusives
ODER-Glied sein.
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Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung ist folgende: Der
dritte Phasenvergleicher 12 prüft grob, ob die Phase innerhalb eines bestimmten
Zeitraumes, beispielsweise innerhalb einiger 0,1 msec im wesentlichen richtig ist.
Wenn der dritte Phasenvergleicher 12 eine falsche bzw. eine durchlaufende Phase
feststellt, wird der Umschalter 13 so geschaltet, daß der Ausgang des Frequenzvergleichers.
11 mit dem Eingang der Bedämpfungsschaltung 7 in Verbindung steht. Das heißt, der
spannungsgesteuerte Oszillator wird über den Frequenzvergleicher 11 gesteuert.
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Die starke Siebung bleibt dabei weiterhin wirksam. Im Gegensatz zum
Phasenvergleicher erkennt der Frequenzvergleicher 11 das Vorzeichen des Frequenzfehlers
und steuert den spannungsgesteuerten Oszillator in der richtigen Richtung, bis die
Phase wieder dauernd stimmt.
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Der Frequenzvergleicher 11 wirkt bei Frequenzgleichheit auch als Phasenvergleicher.
Es ist daher grundsätzlich möglich, den spannungsgesteuerten Oszillator 3 ausschließlich
mit dem Frequenzvergleicher 11 zu steuern. In der Praxis treten dabei jedoch Schwierigkeiten
auf. Es sind nämlich nur flankengesteuerte Frequenzvergleicher bekannt, die deshalb
störanfällig gegenüber Impuls störungen sind.
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Bei Auftreten einer solchen Impulsstörung muß die Phase gegebenenfalls
um 3600 korrigiert werden. - Es ist daher vorteilhaft, den dritten Phasenvergleicher
zu verwenden, der lediglich den Grundwellenanteil und.die Phase des Grundwellenanteils
berücksichtigt.
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Während bei bekannten integrierten PLL-Schalt@@@en der mögliche Frequenzbereich
des spannungsgesteuet @n Oszillators mit einer Steuergröße eingeengt wilit wird
bei der erfindungsgemäßen Schaltung also nicht tler mögliche Bereich, sondern die
mögliche Änderungsgeschwiíltliykeit der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
durch eine Steuergröße eingeengt. Auf diese Weise will eine dynamisch sehr hohe
Selektion auch bei breitem bzw.
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vollem Frequenzbereich des spannungsgesteuerten Oszillators erreicht.
Dadurch kann eine große Drift des spa@@@angsgesteuerten Oszillators in Kauf genommen
werden, da diese Drift abgefangen werden kann.