DE2840704A1

DE2840704A1 - Strombegrenzerschaltung und ein diese verwendender oszillator

Info

Publication number: DE2840704A1
Application number: DE19782840704
Authority: DE
Inventors: Jun Otto Heinrich Schade
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1977-09-19
Filing date: 1978-09-19
Publication date: 1979-03-22
Also published as: US4183020A; JPS6013604B2; DE2840704C3; FR2403685B1; JPS5456752A; FR2403685A1; DE2840704B2

Description

RCA 71911/Sch/Schä
Britische Anmeldung
Ser.No. 38966/77
vom 19. September 1977

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Strombegrenzerschaltung und ein diese verwendender Oszillator

Die Erfindung bezieht sich auf die Begrenzung des Ausgangsstromes einer Verstärkerkaskade bei extremen Eingangssignalamplituden, wobei die Kaskade einen Feldeffekttransistor in Drain-Grundschaltung enthält, dessen Source-Elektrode mit der Basis eines bipolaren Transistors gekoppelt ist, welcher ohne nennenswerten Emitter-Gegenkopplungswiderstand in Emitter-Grundschaltung betrieben wird.

Man wünscht oft einzelne Transistorverstärkerstufen in Kaskade zu schalten, um Betriebseigenschaften zu erhalten, die mit einer einzigen Verstärkerstufe nicht erreichbar sind. In vielen Fällen möchte man einen Verstärker haben, der eine hohe Eingangsimpedanz hat und bei kleinen Eingangsspannungsänderungen große AusgangsStromänderungen liefert, wenn die

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Ausgangsspannung des Verstärkers in Richtung auf eine Beszugsspannung verläuft,und anschließend einen begrenzten Ausgangsstrom liefert. Bisher haben Schaltungskonstrukteure für diesen Zweck mehrere bipolare Transistoren galvanisch in Reihe geschaltet und alle bis auf den letzten in Kollektor-Grundschaltung betrieben, während der letzte in Emitter-Grundschaltung
betrieben wurde. Es sei nun angenommen, daß ein in Emitter-Grundschaltung betriebener Verstärkertransistor keinen Emitter-Gegenkopplungswiderstand zur Begrenzung seines Kollektorstroms übeijeine Stromrückkopplung hat« (Dies ist oft erwünscht zur Vermeidung einer Begrenzung der Ausgangsspannungsamplitude, welche ein Emitter-Gegenkopplungswiderstand bedingt, und zur Vermeidung der Verlustleistung in einem solchen Emitter-Gegenkopplungswiderstand bei hohen Ausgangsströmen)„ Man kann dann
die Quelle, .welche die Eingangssignalspannung an die Basis
des ersten in Kollektor-Grundschaltung arbeitenden Verstärker= transistors liefert, mit einer genügend hohen Impedanz
ausbilden, so daß die Eingangssignalspannung nicht waiter an-=
steigt, wenn dieser erste Transistor voll leitend ist, nämlich liegen der Klemmwirkung der in Reihe liegenden Basis-Emitter=
übergänge der Bipolartransistoren, vermehrt um die leitende
Basis-Kollektor-Strecke mindestens eines der folgenden Transistoren, der in den Sättigungszustand gespannt ist.

Man kann, wie der Erfinder der vorliegenden Anmeldung, versuchen, den oder die in Kollektor-Grundschaltung arbeitenden bipolaren Transistoren einer solchen galvanisch gekoppelten Kaskadenschaltung durch einen einzigen Feldeffekttransistor in Drain-Grundschaltung zu ersetzen, dessen Source galvanisch mit der Basis
dee verbleibenden Bipolartransistors, der als Verstärker in
Emitter-Grundschaltung betrieben ist, gekoppelt wird, wobei man gleichzeitig an eine Kompatibilität mit einer vorangeschalteten Komplementär-MOS-Logikschaltung denkt» Dies erfordert eine
hohe Eingangsimpedanz für den Kaskadenveratärker am Gate des
Feldeffekttransistors und eine Eingangssignalspannung, die von
einem Ruhepotential nahe dem Mittenpotential der Betriebsspannung

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zu einem Ruhepotential nahe dem Bezugspotential verschoben ist.

Die Gate-Impedanz eines Feldeffekttransistors liegt in der

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Größenordnung von 10 Ohm, so daß praktisch kein Strom zum Gate des Feldeffekttransistors fließt, um diesen zu steuern, und kein Strom von der Schaltung entnommen wird, welche die Eingangssignalspannung an den Kaskadenverstärker liefert. Der in Emitter-Grundschaltung arbeitende Verstärker sorgt für eine Stromverstärkung entsprechend der DurchlaßStromverstärkung eines Verstärkers in Emitter-Grundschaltung, h_f , die man sich zur Multiplizierung der Transkonduktanz eines Feldeffekttransistors wünscht, um für eine bestimmte Bauelementgröße eine relativ hohe Transkonduktanz oder Steilheit zu erreichen. Man weiß, daß dies zu einer größeren Verstärkerbandbreite führt, als sie erreichbar ist, wenn man lediglich die Feldeffekttransistorgröße erhöht, um eine größere Steilheit zu erreichen. Das Problem liegt darin, daß der Feldeffekttransistor diese hohe Eingangsimpedanz unabhängig davon hat, ob die in Emitter-Grundschaltung arbeitende Verstärkerstufe leitet oder nicht. Da ein Feldeffekttransistor nur ein Transkonduktanzverstärker ist ( also nur über seine Steilheit arbeitet), nicht jedoch ein Stromverstärker, transformiert er keine Impedanzen von seinem Source-Kreis zurück in seinen Gate-Kreis, analog zu der Art und Weise, wie ein Bipolartransistor in seinem Emitter-Kreis wirksame Impedanzen um den Faktor (hf +1) vergrößert in seinem Basis-Kreis erscheinen läßt. Der im vorigen Absatz beschriebene Mechanismus zur Begrenzung des KollektorStroms eines Bipolartransistors, der als Verstärker in Emitter-Grundschaltung ohne Emitter-Gegenkopplungswiderstand betrieben wird, liegt also bei einer gleichspannungsgekoppelten Kaskadenschaltung von Feldeffekttransistoren in Drain-Grundschaltung vor einem Bipolartransistor nicht vor.

Ein Ersatz für diesen Begrenzungsmechanismus ist jedoch beispielsweise in einem Anwendungsfall notwendig, mit welchem der Erfinder dieser Anmeldung befaßt war, wo die Steilheit mindestens eines der Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistoren komplementäre!Leitungstyps in einem Inverterverstärker

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multipliziert werden sollte, wobei die Feldeffekttransistoren für ein Eingangssignal, das einer Verbindung zwischen ihren jeweiligen Gate-Elektroden zugeführt wurde, im Gegentakt-Leitungsbetrieb arbeiteten. Genauer gesagt waren diese Feldeffekttransistoren in einem in integrierter Schaltung ausgebildeten Inverterverstärker enthalten, der in einem Rauchdetektor mit einer Alarmschaltung benutzt wurde. Der Inverterverstärker sollte hohe Ströme in einer Richtung zur Speisung einer mechanischen Hupe mit Selbstunterbrecher liefern. Es wurde vorgeschlagen, einen Bipolartransistor zu verwenden, dessen Stromverstärkung zur Multiplizierung der Steilheit des geeigneten der Feldeffekttransistoren im Inverterverstärker dienen sollte, so daß die Steilheitserfordernisse in einer integrierten Schaltung minimaler Fläche erfüllt werden konnten. Da für den Hausgebrauch bestimmte Rauchdetektoren und Alarmgeräte aus Trockenzellen betrieben werden, ist es notwendig(a) den die Hupe speisenden Ausgangsstrom aus Gründen der Energieersparnis zu begrenzen, um den Zeitraum zu verlängern, in welchem die Hupe einen hörbaren Alarm ertönen läßt, und (b) die Stromspitzen in den Transistoren der Ausgangsstufe zu begrenzen, um Schäden durch überhitzung zu vermeiden.

Die Ersatzstrombegrenzungsschaltung darf natürlich die Gate-Charakteristik der Feldeffekttransistoren eines Inverterverstärkers so wenig wie möglich beeinflussen. Es wäre unerwünscht, die hohe Eingangsimpedanz am Verbindungspunkt der Gates der Feldeffekttransistoren herabzusetzen oder die Gate-Potentiale, bei welchen die Feldeffekttransistoren in und aus dem Leitungszustand gebracht werden, nennenswert beeinträchtigen. Bei anderen Anwendungsfällen für Inverterverstärker kann es erwünscht sein, die Steilheit beider Eingangsfeldeffekttransistoren durch die Verwendung bipolarer Transistoren zu multiplizieren und die erfindungsgemäße Schaltung in jeder Hälfte des Inverterverstärkers zu verwenden.

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Die Erfindung ist enthalten in einem galvanisch gekoppelten Kaskadenverstärker mit einer einen Feldeffekttransistor in Drain-Grundschaltung enthaltenden Stufe, der eine weitere Stufe nachgeschaltet ist, die einen Bipolartransistor in Emitter-Grundschaltung ohne nennenswerten Emitter-Gegenkopplungswiderstand enthält. Der Feldeffekttransistor und der Bipolartransistor sind beide von einem ersten Leitungstyp, also wenn der Feldeffekttransistor einen η-Kanal hat, dann ist der Bipolartransistor ein NPN-Transistor, hat der Feldeffekttransistor dagegen einen p-Kanal, dann ist der Bipolartransistor ein PNP-Transistor. Der Feldeffekttransistor hat einen solchen Bereich, daß sein j Source-Potential vom Emitter-Potential des Bipolartransistors ! abweichen kann in Übereinstimmung mit einem Schwellwertleiter, der selektiv Strom zwischen der Source-Elektrode des Feldeffekt- [ transistors und dem Bezugspotentialpunkt leitet, an welchen j

der Emitter des Bipolartransistors angeschlossen ist.

Dieses Leiten ergibt sich, wenn die Abweichung etwas größer

als die Emitter-Basis-Offsetspannung des Bipolartransistors ■

wird, jedoch nicht sehr groß im Vergleich zur Schwellwertspannung des Feldeffekttransistors, wenn man für diesen einen Stromerhöhungstransistor annimmt. Ein Widerstand verbindet die Source- ι Elektrode des Feldeffekttransistors mit der Basis des Bipolartransistors; und sein Wert ist entsprechend dem Ohmschen Gesetz so bestimmt, daß er den dem Bipolartransistor zur Verfügung stehenden Basisstrom bei der maximalen Abweichung zwischen dem Source-Potential des Feldeffekttransistors und dem Emitter-Potential des Bipolartransistors begrenzt. Der Basisstrom wird auf einen Wert begrenzt, der bei Multiplizierung der Stromverstärkung des Bipolartransistors den maximalen Ausgangsstrom ergibt, der vom Kollektor des Bipolartransistors geführt werden soll.

Die Erfindung fet anhand der beiliegenden Zeichnungen nachfolgend näher erläutert. Es zeigen:

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-8-Pig. 1 einen Rauchmelder, der von der Erfindung Gebrauch macht,

Fig. 2A, B und C Schaltbilder von Schwellwertleiterelementen, die sich zur Verwendung bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltung eignen, und

Figuren 3, 4 und 5 Schaltbilder alternativer Alarmtongeber zur Verwendung bei dem Rauchmelder gemäß Fig. 1.

Bei dem Rauchmelder gemäß Fig. 1 weist der Alarmsignal-Generator 10 typischerweise eine Brückenschaltung auf, deren einer Zweig eine für Rauchpartikel offene Ionisationskammer enthält, während ein anderer Zweig eine zweite, für Rauchpartikel geschlossene Ionisationskammer enthält, und einen Feldeffektdifferenzverstärker, dessen sehr hohe Eingangsimpedanz so geschaltet ist, daß sie ein Fehlen des Brückengleichgewichts feststellt, wenn Rauchpartikel in die offene Ionisationskammer eintreten. Wenn der Alarmsignalgenerator 10 ein Signal erzeugt, welches anzeigt, daß Rauchpartikel festgestellt worden sind, dann führt ein Schalter 22 unter Steuerung durch den Generator 10 die Spannung am Anschluß 24 dem Eingang 21 einer Inverterverstärkerstufe 18 zu. Der Ausgang dieser Stufe liegt am Anschluß 26 und am Eingang einer weiteren Inverterverstärkerstufe 20, deren Ausgang am Anschluß 28 liegt. Die Verstärker 18 und 20 sind also als getrennte Stufen in einem Kaskadenverstärker 16 enthalten. Die Ausgangssignal=Potentiale der Inverterstufen 18 und 20 sind logisch komplentär zueinander und überstreichen jeweils einen Bereich, der im wesentlichen vom Bezugspotential (Masse) zu dem Betriebspotential (+V) reicht. Für die Betriebsspannung +V wird üblicherweise sine Batterie verwendet, die nur eine begrenzte Spannung liefert, und die Betriebsspannung sinkt ab, wenn der Batterie Energie entnommen wird. Sine an die Anschlüsse 26 und 28 angeschlossene piezo-elek·= trische Hupe wird durch eine Spannung mit einer Spitzenamplitude von zweimal +V betriebenι eine solche Alarmvorrichtung benötigt eine höhere Speisespannung, jedoch einen kleineren Speisestrom als elektromechanische Hupen oder elektromagnetische

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-Ω—

Lautsprecher. Der Inverterverstärker 18 ist so ausgelegt, ·

daß er genügend Strom über den Anschluß 26 und die Kollektor- I Emitter-Strecken der Transistoren Q3 und Q4 aufnimmt, um eine
Hupe mit einem Unterbrecherkontakt oder die Schwingspule eines
elektromagnetischen Lautsprechers oder eine piezo-elektrische
Hupe zu speisen. Der Inverterverstärker 18 ist auch für einen
Source-Strom durch die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors 16 und den Anschluß 26 zu Zeiten, wo Q3 und Q4
nicht leiten, ausgelegt. Dadurch wird der Gleichstromweg geschlossen, der zur Speisung piezo-elektrischer Alarmeinrichtungen
vom Anschluß 16 aus erforderlich ist. Der Inverterverstärker
20 bewirkt die zusätzliche Umkehr, die benötigt wird, '

um selektiv die Inverterverstärker 18 und 20 und den Schalter
22 zu einem Relaxationsoszillator zu schalten, wenn de
Alarmton durch einen elektromagnetischen Lautsprecher erzeugt

werden soll.

Der Inverterverstärker 18 enthält einen Stromerhöhungs-Feldeffekttransistor Q5 in Drain-Grundschaltung, dessen Gate mit dem
Eingangsanschluß 21 des Inverterverstärkers 18 verbunden ist. j Der Ausgangsstrom dieses Feldeffekttransistors soll mit der i

Stromverstärkung eines bipolaren Transistors multipliziert werden, j der durch die parallelgeschalteten NPN-Transistoren Q3 und ί

Q4 veranschaulicht ist, die mit ihren Emittern an Bezugspotential (Masse) und mit ihren Kollektoren am Ausgang des ₍ Inverterverstärkers 18 und damit am Anschluß 26 liegen. ' Zu diesem Zweck wird der Source-Strom des Transistors Q5, so- j lange der Schwellwertleiter 14 nicht leitet, vollständig | den zusammengeschalteten Basen der Transistoren Q3 und Q4 i über einen Widerstand R·^ zugeführt, dessen Wert in noch zu
erläuternder Weise gewählt wird. Anstelle eines einzigen großen
Transistors werden parallelgeschaltete Transistoren Q3 und Q4
benutzt, um Probleme zu vermeiden, die dadurch entstehen,
daß bei einem solchen Transistor der Strom dazu neigt, sich
nicht gleichmäßig über die gesamte Fläche zu verteilen; die ^; Verbindungen ihrer Emitter-Elektroden mit Masse enthalten

909812/1082 ι

typischerweise einen kleinen Widerstand(1 oder 2 Ohm),der sie im Sinne einer gleichmäßigen Aufteilung des Ausgangsstromes zwischen ihnen belastet.

Ein Widerstand R- verbindet die Drain-Elektrode des Transistors Q5 mit +V und begrenzt den von der Drain- zur Source-Elektrode des Transistors Q5 fließenden Kanalstrom, wenn der Transistor in seinen Leitungszustand geschaltet ist. Diese dargestellte Reihenschaltung von Q5 und R₂ arbeitet als geschaltete Stromquelle. Die Summe der Widerstände R₁ und R- ist genügend klein gewählt, um genügend Strom zur Aufteilung zwischen den Basen der Transistoren Q3 und Q4 zu liefern, selbst wenn sich die Spannung +V gegen Ende der Lebensdauer der Batterie verringert, so daß ihre Kollektorströme zusammen ausreichen, um einen an den Anschluß 26 angeschlossenen Alarmtöner zu speisen. Würdeman sich auf diese Form der Ausgangsstrombegrenzung verlassen, dann erhielte man bei hoher Spannung +V höhere Ausgangsströme als sie erwünscht wären vom Standpunkt der Reduzierung der Energieentnahme aus der Batterie zur Verlängerung ihrer Lebensdauer.

Der Strom, der durch einen Widerstand zwischen der Source-Elektrode des Transistors Q5 und der Basis eines Bipolartransistors der zur Verstärkung des Source-Stromes des Transistors Q5 dienenden Bipolartransistorschaltung fließt, ist entsprechend dem Ohmschen Gesetz gleich der Differenz zwischen der Source-Spannung des Transistors Q5 und der Basisspannung des Bipolartransistors, geteilt durch den Wert dieses Widerstandes. Durch begrenzung des Source-Potentials von Q5 auf einen Wert, der zu demjenigen Basis-Steuerstrom der Bipolartransistoren gehört, welcher ausreicht, um den Ausgangsstrombedarf am Anschluß 26 gerade ein wenig höher zu halten, als der Wert, der zur Speisung eines akustischen Alarmgebers benötigt wird, kann man ein Ansteigen der verfügbaren Betriebsspannung +V vermeiden, die ein Leistungsvergeuden des Anwachsen des Ausgangsstromes über diesen Wert zur Folge haben dürfte.

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Das Anwachsen der Source-Spannung von Q5 wird begrenzt durch einen Schwellwertleiter 14 zwischen der Source-Elektrode von Q5 und den Emittern von Q3 und Q4, die auf Bezugspotential (Masse) liegen, wobei der Schwellwertleiter leitet, wenn die an ihm liegende Spannung einen Schwellwert übersteigt, und so den zusätzlich anwachsenden Source-Strom von Q5 über sich selbst ableitet, als daß dieser Strom über R₁ zum Bipolartransistor flöße. Damit die Gate-Spannung des Transistors Q' 5 nicht wesentlich positiver werden muß,um die vereinigtenKollektorströme von Q3 und Q4 auf den vorgeschriebenen Wert zu bringen, als es nötig wäre, wenn die Source-Elektrode von Q5 unmittelbar ohne zwischengeschaltete Impedanz mit Basen der Transistoren Q3 und Q4 verbunden wäre, soll das Schwellwertelement 14 bei einer Schwellenspannung leiten, die nicht sehr viel größer ist als die Basis-Emitter-Off set-Spannung (V_ßE ) der Transistoren Q3 und Q4 (etwa 0,7 Volt bei Siliziumtransistoren), damit die Gate-Spannung, bei welcher Q5 leitend wird, nennenswert erhöht wird. Dies ist besonders dann der Fall, wenn die erfindungsgemäße Schaltung in CMOS-Logikschaltungen verwendet wird, wo andernfalls die Störunempfindlichkeit der Logikpegel problematisch würde.

Fig. 2A zeigt einen Schwellwertleiter 14' aus der Reihenschaltung eines Paares Halbleiterdioden D₁ und D-, welcher diese Forderung erfüllt, indem er bei einem Wert von etwa 2 V₁₃-leitet. Die Dioden D₁ und D, können durch bipolare Transistoren realisiert werden, die in bekannter Weise durch Verbindung ihrer Kollektor- und Basiselektroden sich selbst vorspannen.

Fig. 2B zeigt einen Schwellwertleiter 14" aus der Reihenschaltung einer Halbleiterdiode Dj mit einer Schottky-Diode D_g. Infolge der niedrigen Offsetspannung einer Schottky-Diode leitet dieser Schwellwertleiter 14" bei einer Spannung von etwa 11/2 V_o„. Die Schottky-Diode muß eine genügend große

α ti

Fläche haben, damit ihr Reihenwiderstand das Source-Potential von Q5 nicht weiter ansteigen läßt, nachdem der Schwellwertleiter 14' leitend geworden ist.

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Fig. 2C zeigt einen Schwellwertleiter 14"', bei welchem die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors Q2 zwischen die Source-Elektrode von Q5 und Bezugspotential geschaltet wird und bei der eine Schottky-Diode D ' zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q2 mit solcher Polung geschaltet ist, daß sie seinen Basisstrom leitet. Dieser Basisstrom ist um die Durchlaßstromverstärkung für Emitter-Grundschaltung, h^ , niedriger als der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors Q2, so daß Auswirkungen des Widerstandes der Schottky-Diode auf die Klemmwirkung des Schwellwertleiters verringert werden. Für eine gleiche Klemmwirkung bei einer Spannung von 1 1/2 V__ kann daher in den Schwellwertleiter 14"' eine Schottky-Diode Dg¹ verwendet werden, welche kleiner als die Schottky-Diode Dg im Schwellwertleiter 14" ist.

Es sei nun wiederum Fig. 1 betrachtet. Der Inverterverstärker 18 enthält weiterhin einen Stromerhöhungs-Feldeffekttransistor Q6 vom zum Transistor Q5 komplementären Leitungstyp, dessen Gate-Elektrode ebensowie diejenige des Transistors Q5 am Eingangsanschluß 21 des Inverterverstärkers 18 liegt, dessen Source-Elektrode an der Betriebsspannung +V liegt und dessen Drain-Elektrode mit dem Anschluß 26 verbunden ist.

Wenn die Spannung am Eingangsanschluß 21 hoch ist und das Potential V+ erreicht, dann ist die Source-Gate-Spannung des Transistors Q6 nicht ausreichend, um diesen Transistor leiten zu lassen.

Jedoch reicht die Source-Gate-Spannung des Transistors Q5, um ihn zum Leiten zu bringen. Der Transistor Q5 und sein Drain-Widerstand R₇ arbeiten als geschaltete Stromquelle 12, welche Strom liefert, wenn der Transistor Q5 leitet und die Basis-Emitter-Strecken der Transistors!Q3 und Q4 in Durchlaß= richtung spannt,, so daß von ihnen ein Kollektors trombedarf am Anschluß 26 vorliegt. Da der Transistor QS gesperrt ist und aus den Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren Q7 und Q8 im Inverterverstärker 20 kein Strom fließen kann, wird dieser Strombedarf durch einen Strom befriedigt, der durch das an den Anschluß 2β angeschlossene Älarmgerät fließt.

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Wenn andererseits das Potential am Eingangsanschluß 21 niedrig ist und das Masse-Bezugspotential erreicht, dann reicht die Source-Gate-Spannung des Transistors Q5 nicht aus, um diesen leitend zu machen. Die geschaltete Stromquelle 12 liefert keinen Durchlaßstrom an die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Q3 und Q4, so daß diese Transistoren gesperrt sind. Der Transistor Q6 erhält eine nennenswert Source-Gate-Spannung, welche ihn zum Leiten bringt, so daß die Spannung am Anschluß 26 hochgezogen wird.

Die Beziehung der gemeinsamen Kollektorströme von Q3 und QA zu ihren gemeinsamen Basisströmen ist durch die Durchlaßstromverstärkung für Emitter-Grundschaltung, h_f , gegeben, welche diese Transistoren haben; der Wert h_f ist natürlich Schwankungen unterworfen, die von Schwankungen beim Herstellungs- ■ prozeß dieser Transistoren herrühren. Bei integrierten Schaltungen, wo der Wert des Widerstandes R₁ weder durch Auswahl noch durch Justierung genau kontrolliert werden kann, zeigen die kombinierten Kollektorströme von Q3 und Q4 weniger Änderungen mit hr , wenn der Widerstand R₁ sich in Übereinstimmung mit Änderungen von h_f ändert, also größer wird, wenn h_£ anwächst, und kleiner wird, wenn h_f sich verringert. Wenn die Transistoren Q3 und Q4 einen üblichen Vertikalaufbau haben, dann kann man dies dadurch erreichen, daß man R₁ als doppelt diffundierten Pinch-Widerstand ausbildet, dessen Körper mit denselben Diffusionsschritten ausgebildet wird, mit denen die Basis- und Emitterzonen des Transistors hergestellt werden.

In Fig. 1 kann eine beliebige Anzahl von bipolaren Ausgangstransistoren mit ihren Hauptleitungswegen parallel zu denen der Transistoren Q3 und Q4 geschaltet werden, wenn man einen weiteren Zuwachs des Ausgangsstromes wünscht. Jedoch kann durch eine dieser parallelen Hauptstromstrecken eine Ausgangsstromkonzentration auftreten, die zu einem thermischen Durchgehen der Schaltung gemäß Fig. 1 führt, wenn die Charakteristiken der Transistoren aus irgendeinem Grund nicht in Übereinstimmung gebracht werden können oder Temperaturgradienten zwischen diesen

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Transistoren auftreten. Solche ungleichen Stromverteilungen lassen sich jedoch leicht vermeiden, wenn man getrennte Widerstände zwischen die Stromquelle 12' und die Basen der einzelnen Transistoren einfügt. Nimmt man an, daß η gleiche Ausgangstransistoren parallelgeschaltet werden, dann hätte jeder dieser einzelnen Widerstände einen Wert von η · R₁. Bequemerweise können im Falle einer integrierten Schaltung diese einzelnen Widerstände als verteilte Basiswiderstände der zugehörigen Transistoren ausgebildet werden. Jede der parallelen Hauptstromstrecken der Transistoren könnte auch über getrennte Widerstände relativ kleinen Wertes mit der Bezugsspannung verbunden werden, um das erwähnte Problem zu umgehen. Jedoch würden solche Widerstände dann Leistung im Ausgangskreis des Verstärkers 18 verbrauchen, selbst wenn diese Leistung nur relativ klein wäre.

Andererseits enthält gemäß Fig. 1 der ümkehrverstärker 20 ein Paar komplementärer MOS-Transistoren Q7 und Q8 in bekannter CMOS-Inverterschaltung, bei der ihre Gate-Elektroden zusammengeschaltet sind und ihre Drain-Source-Leitungspfade in Reihe zwischen die Spannungsquelle +V und Bezugspotential (oder Masse) geschaltet sind. Der Eingangsanschluß dieses Inverters am Gate von Q7 und Q8 ist mit dem Ausgangsanschluß 26 des Verstärkers 18 verbunden, während sein Ausgang durch die Verbindung der Leitungspfade von Q7 und Q8 am Anschluß 28 gebildet wird. Eine bekannte zweiseitige Übertragungs-Torschaltung mit MOS-Transistoren Q9,Q10,.Q11 und Q12 ist mit einem MOS-Transistor Q13 im Schalter 22 zusammengefaßt. Die Transistoren Q9 und Q10 sind vom einander komplementären Leitungstyp und sind als üblicher Inverter geschaltet, wobei ihre Drain-Source-Leitungspfade in Reihe zwischen +V und Masse liegen, während ihre Gate-Elektroden zusammengeschaltet sind und sowohl am Gate von Q11 als auch am Alarmsignal-Generator des Rauchdetektors liegen, welcher von der Art sein kann, wie er den gesteuerten Siliziumgleichrichter 46 in der US-Patentschrift 4 084 156 ansteuert. Die Source-Drain-Strecken der Transistoren Q11 und Q12 sind parallel geschaltet, und diese Parallelschaltung liegt in Reihe mit der Source-Drain-Strecke des Transistors Q13

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zwischen einem Signalanschluß 24 und Masse. Der Transistor Q11 ist vom komplementären Leitungstyp zum Leitungstyp der Transistoren Q10 und Q12, während der Leitungstyp von Q12 komplementär zu demjenigen von Q13 ist. Die Gate-Elektroden von Q12 und Q13 liegen zusammen am Verbindungspunkt zwischen den Drain-Source-Strecken der Transistoren Q9 und Q10. Der Ausgang des Schalters 22 liegt am Eingangsanschluß 21 des Verstärkers 18 und wird durch den Verbindungspunkt der Drain-Source-Strecken der Transistoren 12 und 13 gebildet.

Wenn dem Schalter 22 ein Alarmsignal positiver Polarität des Rauchmelders zugeführt wird, dann erhalten die Gate-Elektroden von Q5 und Q 6 im Verstärker 18 eine Spannung über den Leitungspfad entweder des Transistors Q11 oder Q12 entsprechend der am Anschluß 24 liegenden Spannungspolarität. Dies ist so, weil die Transistoren Q11 und Q12 vom einander entgegengesetzten Leitungstyp innerhalb des zweiseitigen Übertragungstors des Schalters 22 sind, so daß der Leitungspfad von Q11 direkt durch das Alarmsignal in Betrieb genommen wird, wodurch seinerseits der Leitungspfad von Q12 über die übliche Signalinverterschaltung der Transistoren Q9 und Q10 in Betrieb gesetzt wird. Wenn dem Schalter 22 kein positives Rauchmelder-Alarmsignal zugeführt, wird, dann macht die Signalinverterschaltung mit den Transistoren Q9 und Q10 den Leitungspfad des Transistors Q13 betriebsfähig, so daß die Spannung an den Gate-Elektroden der Transistoren Q5 und Q6 nach Masse abgeleitet wird. Im übrigen arbeitet der Verstärker 18 in der oben beschriebenen Weise, weil die Transistoren Q7 und Q8 im Verstärker 20 in üblicherweise arbeiten, wobei das Ausgangssignal am Anschluß 26 des Verstärkers 18 in invertierter Form am Ausgangsanschluß 28 erscheint.

Weil man eine mechanische Hupe 30 mit Selbstunterbrecher betätigen kann, indem man sie lediglich an die Betriebsspannung anschließt, kann eine solche Hupe auch an den Kaskadenverstärker 16 gemäß Fig. 1 in der in Fig. 3 angedeuteten Weise angeschlossen werden, wobei die Spannung +V am Anschluß 24 liegt und über die

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mechanische Hupe 30 zum Anschluß 26 gelangt. Wenn anschließend das Rauchmelderalarmsignal zum Schalter 22 gelangt, dann erscheint die Spannung +V über den Leitungspfad des Transistors Q12 an den Gate-Elektroden der Transistoren Q5 und Q6, so daß der Anschluß 26 über die Hauptstromstrecken der Transistoren Q3 und Q4 im Verstärker 18 praktisch an Masse gelegt werden. Derlnverterverstärker 18 nimmt damit den Strom auf, welcher die mechanische Hupe 30 der Stromquelle +V entnimmt, wobei der Inverterverstärker 20 überflüssig ist.

Da ein Lautsprecher 32 Wechselspannungsbetrieben ist, kann er an die Verstärkerkaskade 16 gemäß Fig. 4 angeschlossen werden, wobei die Spannung +V überden Hornlautsprecher 32 zum Anschluß 26 gelangt und es ist eine RC-Schaltung vorgesehen, um ein Schwingungssignal dem Rückkopplungsanschluß 24 zuzuführen. In dieser RC-Schaltung ist ein Kondensator C vom Anschluß 28 übereinen Widerstand R- zum Anschluß 26 geschaltet, und das Schwingungssignal wird dem Anschluß 24 über einen Startwiderstand R. vom Verbindungspunkt zwischen C und R^ zugeführt. Wenn das Rauchmelderalarmsignal dem Schalter 22 anschließend zugeführt wird, dann werden die Potential e +V und Masse abwechselnd dem Anschluß 26 mit einer Frequenz zugeführt, welche durch die RC-Schaltung bestimmt ist, weil der Anschluß 28 immer an einer invertierten Spannung gegenüber dem Anschluß 26 liegt, und die Gate-Elektroden der Transistoren Q5 und Q6 infolge des Schwingungssignals am Anschluß 24 immer wieder auf +V aufgeladen und dann nach Masse entladen i^erden. Damit werden die Leitungspfade durch Q5 und Q6 abwechselnd in Betrieb genommen, so daß die Verstärkerkaskade 16 einen Wechselstrom durch den Lautsprecher 32 fließen läßt.

An die Verstärkerkaskade 16 kann gemäß Fig. 5 auch ein piezo-elektrisches Horn 34 mit einer Mitkopplungsanzapfung angeschlossen werden, wobei die Spannung zwischen den Anschlüssen 2β und 28 an dem piezo-elektrischen Material liegt, während der Mitkopplungsanschluß am Anschluß 24 und über einen Start= widerstand R₅ am Anschluß 26 liegt. Wenn ein Alarmsignal des

Rauchmelders zum Schalter 22 gelangt, dann bringt die an den Anschlüssen 26 und 28 erscheinende Spannung das piezoelektrische Material des Homes 34 zu einer Formveränderung, welche ihrerseits eine Spannung gleicher Polarität wie am Anschluß 26 am Mitkopplungsanschluß entstehen läßt. Daher werden also die Gates der Elektroden Q5 und Q6 in der Verstärkerkaskade 16 kontinuierlich auf +V aufgeladen und nach Masse entladen, weil die Spannung am Mitkopplungsanschluß die Verstärkerkaskade 16 als Oszillator mit der Resonanzfrequenz des piezo-elektrischen Materials arbeiten läßt. Durch das piezo-elektrische Horn 34 fließt also ein Wechselstrom.

Der Verstärkerkaskade 16 können noch weitere Verstärkerstufen zugefügt werden, wie beispielsweise ein nicht invertierender Vorverstärker zwischen dem Schalter 22 und dem Inverterverstärker 18, so daß man eine größere Schleifenverstärkung und symmetrische Übertragungseigenschaften erhält. Die Schaltung gemäß Fig. 1 läßt sich auch gut in integrierter Form ausbilden, jedoch kann sie auch mit diskreten Bauelementen aufgebaut werden, wenn dies gewünscht wird.

Vorstehend ist die Erfindung zwar nur anhand einiger weniger Ausführungsformen erläutert worden,es versteht sich jedoch für den Fachmann, daß zahlreiche Änderungen in Details der Konstruktion und der Kombination oder Anordnung von Teilen der beschriebenen Beispiele möglich sind, ohne vom eigentlichen Erfindungsgedanken abzuweichen. Die vorstehende Beschreibung ist daher nur zur Veranschaulichung der Erfindung, nicht jedoch in beschränkendem Sinne zu verstehen.

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Leerseite

Claims

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DR. UIKfER V. BiäZOI/D

i. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. IN(I. WOLFdANii HKIIHLKK

MARIA-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH ββΟβββ

D-8000 MUKN0HK1V 8«

RCA 71911/Sch/Schä
Britische Anmeldung
Ser. No. 38966/77
vom 19.September 1977

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

/ 1./Verstärker mit einem Paar komplementärer Feldeffekttransistoren, die so geschaltet sind, daß sie Gegentaktausgangssignale an einen Ausgangsanschluß liefern, wenn ihren zusammengeschalteten Gate-Elektroden ein Eingangssignal zugeführt wird, wobei der erste Feldeffekttransistor als Verstärker in Source-Grundschaltung geschaltet und mit seiner Drain-Elektrode an den Ausgangsanschluß angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Feldeffekttransistor (Q5) als Verstärker in Drain-Grundschaltung geschaltet ist und mit seiner Source-Elektrode über eine Strombegrenzerschaltung(14,R₁) an der Basis eines Bipolartransistors (Q3) liegt, welcher als Verstärker in Emitter-Grundschaltung geschaltet ist und mit seinem Kollektor am Ausgangsanschluß liegt.

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ORJGlNAL INSPECTED
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzerschaltung einen in der Verbindung zwischen der Source-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q5) und der Basis des Bipolartransistors (Q3) liegenden Reihenwiderstand (R₁) enthält, und daß zwischen die Source-Elektrode des zweiten Transistors und den Emitter des Bipolartransistors ein Schwellwertelement (D₀,D_; D_c, D₁; D ,Q2) geschaltet ist.
3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Drain-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors Q5 über einen Widerstand (R₀) an eine •Betriebsspannungsklemme +V angeschlossen ist, an welcher auch die Source-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q6)liegt, so daß der zweite Transistor unter Steuerung durch das Eingangssignal als geschaltete Stromquelle im EIN-AÜS-Betrieb arbeitet.
4. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwellwertelement eine Reihenschaltung aus einem Paar Halbleiterdioden (D₀, D.; D , D₁) enthält, welche so gepolt ist, daß sie durch den Source-Elektrodenstrom des zweiten Feldeffekttransistors (Q5) in Durchlaßrichtung gespannt wird.
5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Dioden eine Schottky-Diode und die andere einen PN-Halbleiterübergang aufweist.
6. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellwertschalter einen weiteren Bipolartransistor (Q2) enthält, dessen Kollektor mit der Source-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q5) verbunden ist, dessen Emitter mit dem Emitter des ersten Bipolartransistors (Q3) verbunden ist, und dessen Basis über eine Schottky-Diode an seinem Kollektor liegt.

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