DE2840704C3 - Verstärkerschaltung mit Feldeffekt- und Bipolartransistoren - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Verstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Man wünscht oft einzelne Transistorverstärkerstufen in Kaskade zu schalten, um Betriebseigenschaften zu erhalten, die mit einer einzigen Verstärkerstufe nicht erreichbar sind. In vielen Fällen möchte man einen Verstärker haben, der eine hohe Eingangsimpedanz hat und bei kleinen Eingangsspannungsänderungen große Ausgangsstromänderungen liefert, wenn die Ausgangsspannung des Verstärkers in Richtung auf eine Bezugsspannung verläuft und anschließend einen begrenzten Ausgangsstrom liefert So hat man für diesen Zweck mehrere bipolare Transistoren galvanisch in Reihe geschaltet und alle bis auf den letzten in Kollektor-Grundschaltung betrieben, während der letzte in Emitter-Grundschaltung betrieben wurde. Es sei nun angenommen, daß ein in Emitler-Grundschaltung betriebener Verstärkertransistor keinen Emitter- Gegenkopplungswiderstand zur Begrenzung seines Kollektorstroms über eine Stromrückkopplung hat (Dies ist oft erwünscht zur Vermeidung einer Begrenzung der Ausgangsspannungsamplitude, welche ein Emitter-Gegenkopplungswiderstand bedingt, und zur Vermeidung der Verlustleistung in einem solchen Emitter-Gegenkopplungswiderstand bei hohen Ausgangsströmen.) Man kann dann die Quelle, welche die Eingangssignalspannung an die Basis des ersten in Kollektor-Grundschaltung arbeitenden Verstärkertransistors liefert, mit einer genügend hohen Impedanz ausbilden, so daß die Eingangssignalspannung nicht weiter ansteigt, wenn dieser erste Transistor voll leitend ist, nämlich wegen der Klemmwirkung der in Reihe

liegenden Basis-Emitter-Übergänge der Bipolartransistoren, vermehrt um die leitende Basis-Kollektor-Strekke mindestens eines der folgenden Transistoren, der in den Sättigungszustand gespannt ist. Man kann auch gemäß »Philips Technische Rund schau« 1970/71, No. 7/8/9, Seiten 255, 256 oder »Wireless World« Juni 1969, Seite 329 versuchen, den oder die in Kollektor-Grundschaltung arbeitenden bipolaren Transistoren einer solchen galvanisch gekoppelten Kaskadenschaltung durch einen einzigen Feldef- fekttransistor in Drain-Grundschaltung zu ersetzen, dessen Source galvanisch mit der Basis des verbleibenden Bipolartransistors, der als Verstärker in Emitter-Grundschaltung betrieben ist, gekoppelt wird, wobei man gleichzeitig an eine Kompatibilität mit einer vorangeschalteten Komplemantär-MOS-Logikschaltung denkt. Dies erfordert eine hohe Eingangsimpedanz für den Kaskadenverstärker am Gate des Feldeffekttransistors und eine Eingangssignalspannung, die von einem Ruhepotential nahe dem Mittenpotential der Betriebsspannung zu einem Ruhepotential nahe dem Bezugspotential verschoben ist. Die Gate-Impedanz eines Feldeffekttransistors liegt in der Größenordnung von 10¹²Ohm, so daß praktisch kein Strom zum Gate des Feldeffekttransistors fließt, um diesen zu steuern, und kein Strom vcn der Schaltung entnommen wird, weiche die Eingangssignalspannung an den Kaskadenverstärker liefert. Der in Emitter-Grundschaltung arbeitende Verstärker sorgt für eine Stromverstärkung entsprechend der Durchlaßstromverstärkung eines Verstärkers in Emitter-Grundschaltung, hf_a die man sich zur Multiplizierung der Transkonduktanz eines Feldeffekttransistors wünscht, um für eine bestimmte Bauelementgröße eine relativ hohe Transkonduktanz oder Steilheit zu erreichen. Man weiß, daß dies zu einer größeren Verstärkerbandbreite führt, als sie erreichbar ist, wenn man lediglich die Feldeffekttransistorgröße erhöht, um eine größere Steilheit zu erreichen. Das Problem liegt darin, daß der Feldeffekttransistor diese hohe Eingangsimpedanz unabhängig davon hat, ob die in Emitter-Grundschaltung arbeitende Verstärkerstufe leitet oder nicht. Da ein Feldeffekttransistor nur ein Transkonduktanzverstärker ist (also nur über seine Steilheit arbeitet), nicht jedoch ein Stromverstärker,

transformiert er keine Impedanzen von seinem Source-Kxeis zurück in seinen Gate-Kreis, analog zu der Art und Weise, wie ein Bipolartransistor in seinem Emitter-Kreis wirksame Impedanzen vm den Faktor (hfe + 1) vergrößert in seinem Basis-Kreis erscheinen Saßt Der im vorigen Absatz beschriebene Mechanismus zur Begrenzung des Kollektorstroms eines Bipolartransistors, der als Verstärker in Emitter-Grundschaltung ohne Emitter-Gegenkopplungswiderstand betrieben wird, liegt also bei einer gleichspannungsgekoppelten Kaskadenschaltung von Feldeffekttransistoren in Drain-Grundschaltung vor einem Bipolartransistor nicht vor.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Schaffung eines aus Feldeffekttransistoren und Bipolartransistoren aufgebauten Gegentaktverstärker, welcher sich durch einen derartigen Begrenzungsmechanismus auszeichnet Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Ein solcher Begrenzungsmechanismus ist beispielsweise notwendig, wenn die Steilheit mindestens eines der MOS-Feldeffekttransistoren komplementären Leitungstyps in einem Inverterverstärker multipliziert werden soll, wobei die Feldeffekttransistoren für ein Eingangssignal, das einer Verbindung zwischen ihren jeweiligen Gate-Elektroden zugeführt wurde, im Gegentaktleitungsbetrieb arbeiten. Bei einem praktischen Anwendungsfall der Erfindung waren diese Feldeffekttransistoren in einem in integrierter Schaltung ausgebildeten Inverterverstärker enthalten, der in einem Rauchdetektor mit einer Alarmschaltung benutzt wurde. Der Inverterverstärker sollte hohe Ströme in einer Richtung zur Speisung einer mechanischen Hupe mit Selbstunterbrecher liefern. Die Steilheit des einen der Feldeffekttransistoren im Inverterverstärker sollte mit der Stromverstärkung eines Bipolartransistors multipliziert werden, damit die Steilheitserfordernisse in einer integrierten Schaltung minimaler Fläche erfüllt werden könnten. Da für den Hausgebrauch bestimmte Rauchdetektoren und Alarmgeräte aus Trockenzellen betrieben werden, muß man

a) den die Hupe speisenden Ausgangsstrom aus Gründen der Energieersparnis begrenzen, um den Zeitraum zu verlängern, in welchem die Hupe einen hörbaren Alarm ertönen läßt, und

b) die Stromspitzen in den Transistoren der Ausgangsstufe begrenzen, um Schaden durch Überhitzung zu vermeiden.

Die Ersatzstrombegrenzungsschaltung darf natürlich so die Gatecharakteristik der Feldeffekttransistoren eines Inverterverstärkers so wenig wie möglich beeinflussen. Es wäre unerwünscht, die hohe Eingangsimpedanz am Verbindungspunkt der Gates der Feldeffekttransistoren herabzusetzen oder die Gatepotentiale, bei welchen die Feldeffekttransistoren in und aus dem Leitungszustand gebracht werden, nennenswert zu beeinträchtigen. Bei anderen Anwendungsfällen für Inverterverstärker kann es erwünscht sein, die Steilheit beider Eingangsfeldeffekttransistoren durch die Verwendung bipolarer Transistoren zu multiplizieren und die erfindungsgemäße Schaltung in jeder Hälfte des Inverterverstärkers zu verwenden.

Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist einem galvanisch gekoppelten Kaskadenverstärker mit einer einen Feldeffekttransistor in Drain-Grundschaltung enthaltenden Stufe eine weitere Stufe nachgeschaltet, die einen BiDolartransistor in Emitter-Grundschaltung ohne nennenswerten Emitter-Gegenkopplungswiderstand enthält Der Feldeffekttransistor und der Bipolartransistor sind beide von einem ersten Leitungstyp, also wenn der Feldeffekttransistor einen n-Kanal hat dann ist der Bipolartransistor ein NPN-Transistcr, hat der Feldeffekttransistor dagegen einen p-Kanal, dann ist der Bipolartransistor ein PNP-Transistor. Der Feldeffekttransistor hat einen solchen Bereich, daß sein Sourcepotential vom Emitterpotential des Bipolartransistors abweichen kann in Übereinstimmung mit einem Schwellwertleiter, der selektiv Strom zwischen der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors und dem Bezugspotentialpunkt leitet an welchen der Emitter des Bipolartransistors angeschlossen ist Dieses Leiten ergibt sich, wenn die Abweichung etwas größer als die Emitter-Basis-Offsetspannung des Bipolartransistors wird, jedoch nicht sehr groß im Vergleich zur Schwellwertspannung des Feldeffekttransistors, wenn man für diesen einen Stromerhöhungstransistor annimmt Ein Widerstand verbindet die Source-Elektrode des Feldeffekttransistors mit der Basis des Bipolartransistors, und sein Wert ist entsprechend dem Ohmschen Gesetz so bestimmt daß er den dem Bipolartransistor zur Verfügung stehenden Basisstrom bei der maximalen Abweichung zwischen dem Sourcepotential des Feldeffekttransistors und dem Emitterpotential des Bipolartransistors begrenzt Der Basisstrom wird auf einen Wert begrenzt, der bei Multiplizierung der Stromverstärkung des Bipolartransistors den maximalen Ausgangsstrom ergibt, der vom Kollektor des Bipolartransistors geführt werden soll.

Die Erfindung ist anhand der Zeichnungen nachfolgend näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 einen Rauchmelder, der von der Erfindung Gebrauch macht

F i g. 2A, B und C Schaltbilder von Schwellwertleiterelementen, die sich zur Verwendung bei der in F i g. 1 dargestellten Schaltung eignen, und

F i g. 3,4 und 5 Schaltbilder alternativer Alarmtongeber zur Verwendung bei dem Rauchmelder gemäß Fig. 1.

Bei dem Rauchmelder gemäß F i g. 1 weist der Alarmsignal-Generator 10 typischerweise eine Brükkenschaltung auf, deren einer Zweig eine für Rauchpartikel offene Ionisationskammer enthält, während ein anderer Zweig eine zweite, für Rauchpartikel geschlossene Ionisationskammer enthält, und einen Feldeffektdifferenzverstärker, dessen sehr hohe Eingangsimpedanz so geschaltet ist, daß sie ein Fehlen des Brückengleichgewichts feststellt, wenn Rauchpartikel in die offene Ionisationskammer eintreten. Wenn der Alarmsignalgenerator 10 ein Signal erzeugt, welches anzeigt, daß Rauchpartikel festgestellt worden sind, dann führt ein Schalter 22 unter Steuerung durch den Generator 10 die Spannung am Anschluß 24 dem Eingang 21 einer Inverterverstärkerstufe 18 zu. Der Ausgang dieser Stufe liegt am Anschluß 26 und am Eingang einer weiteren Inverterverstärkerstufe 20, deren Ausgang am Anschluß 28 liegt Die Verstärker 18 und 20 sind also als getrennte Stufen in einem Kaskadenverstärker 16 enthalten. Die Ausgangssignal-Potentiale der Inverterstufen 18 und 20 sind logisch komplementär zueinander und überstreichen jeweils einen Bereich, der im wesentlichen vom Bezugspotential (Masse) zu dem Betriebspotential (+V) reicht. Für die Betriebsspannung + V wird üblicherweise eine Batterie verwendet, die nur eine begrenzte Spannung liefert, und die BetriebssDannung sinkt ab, wenn der

Batterie Energie entnommen wird. Eine an die Anschlüsse 26 und 28 angeschlossene piezo-elektrische Hupe wird durch eine Spannung mit einer Spitzenamplitude von zweimal + ^betrieben; eine solche Alarmvorrichtung benötigt eine höhere Speisespannung, jedoch einen kleineren Speisestrom als elektromechanische Hupen oder elektromagnetische Lautsprecher. Der Inverterverstärker 18 ist so ausgelegt, daß er genügend Strom über den Anschluß 26 und die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren Q 3 und QA aufnimmt, um eine Hupe mit einem Unterbrecherkontakt oder die Schwingspule eines elektromagnetischen Lautsprechers oder eine piezo-elektrische Hupe zu speisen. Der Inverterverstärker 18 ist auch für einen Source-Strom durch die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors 6 undi den Anschluß 26 zu Zeiten, wo Q 3 und Q 4 nicht leiten, ausgelegt Dadurch wird der Gleichstromweg geschlossen, der zur Speisung piezo-elektrischer Alarmeinrichtungen vom Anschluß 26 aus erforderlich ist. Der Inverterverstärker 20 bewirkt die zusätzliche Umkehr, die benötigt wird, um selektiv die Inverterverstärker 18; und 20 und den Schalter 22 zu einem Relaxationsoszillator zu schalten, wenn der Alarmton durch einen elektromagnetischen Lautsprecher erzeugt werden soll.

Der Inverterverstärker 18 enthält einen Stromerhöhungs-Feldeffekttransistor Q 5 in Drain-Grundschaltung, dessen Gate mit dem Eingangsanschluß 21 des Inverterverstärkers 18 verbunden ist Der Ausgangsstrom dieses Feldeffekttransistors soll mit der Stromverstärkung eines bipolaren Transistors multipliziert werden, der durch die parallelgeschalteten NPN-Transistoren Q 3 und QA veranschaulicht ist, die mit ihren Emittern an Bezugspotential (Masse) und mit ihren Kollektoren am Ausgang des Inverterverstärkers 18 und damit am Anschluß 26 liegen. Zu diesem Zweck wird der Source-Strom des Transistors Q 5, solange der Schwellwertleiter 14 nicht leitet vollständig den zusammengeschalteten Basen der Transistoren Q 3 und QA über einen Widerstand /?i zugeführt, dessen Wert in noch zu erläuternder Weise gewählt wird. Anstelle eines einzigen großen Transistors werden parallelgeschaltete Transistoren φ 3 und QA benutzt um Probleme zu vermeiden, die dadurch entstehen, daß bei einem solchen Transistor der Strom dazu neigt sich nicht gleichmäßig über die gesamte Fläche zu verteilen; die Verbindungen ihrer Emitter-Elektroden mit Masse enthalten typischerweise einen kleinen Widerstand (1 oder 2 Ohm), der sie im Sinne einer gleichmäßigen Aufteilung des Ausgangsstromes zwischen ihnen belastet

Ein Widerstand /?2 verbindet die Drain-Eiekiföde des Transistors QS mit + V und begrenzt den von der Drain- zur Source-Elektrode des Transistors Q 5 fließenden Kanalstrom, wenn der Transistor in seinen Leitungszustand geschaltet ist Diese dargestellte Reihenschaltung von <?5 und /?2 arbeitet als geschaltete Stromquelle. Die Summe der Widerstände R\ und Ri ist genügend klein gewählt um genügend Strom zur Aufteilung zwischen den Basen der Transistoren Q 3 und QA zu liefern, selbst wenn sich die Spannung + V gegen Ende der Lebensdauer der Batterie verringert so daß ihre Kollektorströme zusammen ausreichen, um einen an den Anschluß 26 angeschlossenen Alarmtöner zu speisen. Würde man sich nur auf diese Form der Ausgangsstrombegrenzung verlassen, dann erhielte man bei hoher Spannung + V höhere Ausgangsströme als sie erwünscht wären vom Standpunkt der Reduzierung der Energieentnahme aus der Batterie zur Verlängerung ihrer Lebensdauer.

Der Strom, der durch einen Widerstand zwischen der Source-Elektrode des Transistors QS und der Basis des Bipolartransistors der zur Verstärkung des Source-Stromes des Transistors Q 5 dienenden Bipolartransistorschaltung fließt, ist entsprechend dem Ohmschen Gesetz gleich der Differenz zwischen der Source-Spannung des Transistors QS und der Basisspannung des

ίο Bipolartransistors, geteilt durch den Wert dieses Widerstandes. Durch Begrenzung des Source-Potentials von QS auf einen Wert, bei welchem der Basis-Steuerstrom für die Bipolartransistoren ausreicht, um den Ausgangsstrombedarf am Anschluß 26 etwas über dem zur Betätigung eines akustischen Alarmgebers benötigten Wert Hegen zu lassen, kann man eine Erhöhung der verfügbaren Betriebsspannung + V — und damit ein leistungsvergeudendes Ansteigen des Ausgangsstromes über diesen Wert — vermeiden.

Das Anwachsen der Source-Spannung von QS wird begrenzt durch einen Schwellwertleiter 14 zwischen der Source-Elektrode von QS und den Emittern von Q 3 und <?4, die auf Bezugspotential (Masse) liegen, wobei der Schwellwertschalter leitet, wenn die an ihm liegende Spannung einen Schwellwert übersteigt, und so den zusätzlich anwachsenden Source-Strom von QS über sich selbst ableitet, als daß dieser Strom über R] nicht zum Bipolartransistor fließen kann. Damit die Gate-Spannung des Transistors Q 5 nicht wesentlich positiver werden muß, um die vereinigten Kollektorströme von Q 3 und QA auf den vorgeschriebenen Wert zu bringen, als es nötig wäre, wenn die Source-Elektrode von Q 5 unmittelbar ohne zwischengeschaltete Impedanz mit den Basen der Transistoren Q 3 und QA verbunden wäre, soll das Schwellwertelement 14 bei einer Schwellenspannung leiten, die nicht sehr viel größer ist als die Basis-Emitter-Offset-Spannung (V_Be) der Transistoren Q 3 und QA (etwa 0,7 Volt bei Siliziumtransistoren), damit die Gate-Spannung, bei welcher Q 5 leitend wird, nennenswert erhöht wird. Dies ist besonders dann der Fall, wenn die erfindungsgemäße Schaltung in CMOS-Logikschaltungen verwendet wird, wo andernfalls die Störunempfindlichkeit der Logikpegel problematisch würde.

Fig.2A zeigt einen Schwellwertleiter 14' aus der Reihenschaltung eines Paares Halbleiterdioden D\ und Eh., welcher diese Forderung erfüllt indem er bei einem Wert von etwa 2 Vbe leitet Die Dioden Di und D₂ können durch bipolare Transistoren realisiert werden, die in bekannter Weise durch Verbindung ihrer Kollektor- und Basiselektroden sich selbst vorspannen.

rig.2B zeigt einen Sch-weü-Aerilciicr 14" aus der Reihenschaltung einer Halbleiterdiode Di mit einer Schottky-Diode Ds. Infolge der niedrigen Offsetspan nung einer Schottky-Diode leitet dieser Schwellwertlei ter 14" bei einer Spannung von etwa IV2 Vbe- Die Schottky-Diode muß eine genügend große Fläche haben, damit ihr Reihenwiderstand das Source-Potential von QS nicht weiter steigen läßt nachdem der

SchweHwertleiter 14' leitend geworden ist

Fig.2C zeigt einen Schwellwertleiter 14'", bei welchem die Kollekior-Emitter-Strecke eines Transistors Q 2 zwischen die Source-Elektrode von QS und Bezugspotential geschaltet wird und bei der eine Schottky-Diode Ds zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q 2 mit solcher Polung geschaltet ist daß sie seinen Basisstrom leitet Dieser Basisstrom ist um die Durchlaßstromverstärkung für Emitter-Grundschal-

tung, hfc niedriger als der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors Q 2, so daß Auswirkungen des Widerstandes der Schottky-Diode auf die Klemmwirkung des Schwellwertleiters verringert werden. Für eine gleiche Klemmwirkung bei einer Spannung von 1V2 Vbe kann daher in den Schwellwertleiter 14'" eine Schottky-Diode Ds verwendet werden, welche kleiner als die Schottky-Diode D_s\m Schwellwertleiter 14" ist.

Es sei nun wiederum F i g. 1 betrachtet. Der Inverterverstärker 18 enthält weiterhin einen Stromerhöhungs-Feldeffekttransistor ζ>6 vom zum Transistor Q5 komplementären Leitungstyp, dessen Gate-Elektrode ebenso wie diejenige des Transistors Q 5 am Eingangsanschluß 21 des Inverterverstärkers 18 liegt, dessen Source-Elektrode an der Betriebsspannung + V liegt und dessen Drain-Elektrode mit dem Anschluß 26 verbunden ist. Wenn die Spannung am Eingangsanschluß 21 hoch ist und das Potential + V erreicht, dann ist die Source-Gate-Spannung des Transistors Q 6 nicht ausreichend, um diesen Transistor leiten zu lassen. Jedoch reicht die Source-Gate-Spannung des Transistors Q 5, um ihn zum Leiten zu bringen. Der Transistor Q 5 und sein Drain-Widerstand Rz arbeiten als geschaltete Stromquelle 12, welche Strom liefert, wenn der Transistor Q 5 leitet und die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Q 3 und Q 4 in Durchlaßrichtung spannt, so daß von ihnen ein Kollektorstrombedarf am Anschluß 26 vorliegt. Da der Transistor Q 6 gesperrt ist und aus den Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren Q 7 und Q8 im Inverterverstärker 20 kein Strom fließen kann, wird dieser Strombedarf durch einen Strom befriedigt, der durch das an den Anschluß 26 angeschlossene Alarmgerät fließt.

Wenn andererseits das Potential am Eingangsanschluß 21 niedrig ist und das Masse-Bezugspotential erreicht, dann reicht die Source-Gate-Spannung des Transistors Q 5 nicht aus, um diesen leitend zu machen. Die geschaltete Stromquelle 12 liefert keinen Durchlaßstrom an die Basis-Emitter-Strecken der Transistoren Q 3 und Q 4, so daß diese Transistoren gesperrt sind. Der Transistor Q 6 erhält eine nennenswerte Source-Gate-Spannung, welche ihn zum Leiten bringt, so daß die Spannung am Anschluß 26 hochgezogen wird.

Die Beziehung der gemeinsamen Kollektorströme von Q 3 und Q 4 zu ihren gemeinsamen Basisströmen ist durch die Durchlaßstromverstärkung für Emitter-Grundschaltung, hfc gegeben, welche diese Transistoren haben; der Wert hf_c ist natürlich Schwankungen unterworfen, die von Schwankungen beim Herstellungsprozeß dieser Transistoren herrühren. Bei integrierten Schaltungen, wo der Wert des Widerstandes R\ weder durch Auswahl noch durch Justierung genau kontrolliert werden kann, zeigen die kombinierten Kollektorströme von Q 3 und Q 4 weniger Änderungen mit hfe, wenn der Widerstand R\ sich in Obereinstimmung mit Änderungen von hf_e ändert, also größer wird, wenn hf_C anwächst, und kleiner wird, wenn hr_c sich verringert Wenn die Transistoren Q 3 und Q 4 einen üblichen Vertikalaufbau haben, dann kann man dies dadurch erreichen, daß man R₁ als doppelt diffundierten Pinch-Widerstand ausbildet, dessen Körper mit denselben Diffusionsschritten ausgebildet wird, mit denen die Basis- und Emitterzonen des Transistors hergestellt werden.

In Fig. 1 kann eine beliebige Anzahl von bipolaren Ausgangstransistoren mit ihren Hauptleitungswegen parallel zu denen der Transistoren Q 3 und Q 4 geschaltet werden, wenn man einen weiteren Zuwachs des Ausgangsstromes wünscht Jedoch kann durch eine dieser parallelen Hauptstromstrecken eine Ausgangsstromkonzentration auftreten, die zu einem thermischen Durchgehen der Schaltung gemäß F i g. 1 führt, wenn die Charakteristiken der Transistoren aus irgendeinem Grund nicht in Übereinstimmung gebracht werden können oder Temperaturgradienten zwischen diesen Transistoren auftreten. Solche ungleichen Stromverteilungen lassen sich jedoch leicht vermeiden, wenn man getrennte Widerstände zwischen die Stromquelle 12' und die Basen der einzelnen Transistoren einfügt. Nimmt man an, daß η gleiche Ausgangstransistoren parallelgeschaltet werden, dann hätte jeder dieser einzelnen Widerstände einen Wert von η ■ Ru Bequemerweise können im Falle einer integrierten Schaltung diese einzelnen Widerstände als verteilte Basiswiderstände der zugehörigen Transistoren ausgebildet werden. Jede der parallelen Hauptstromstrecken der Transistoren könnte auch über getrennte Widerstände relativ kleinen Wertes mit der Bezugsspannung verbunden werden, um das erwähnte Problem zu umgehen. Jedoch würden solche Widerstände dann Leistung im Ausgangskreis des Verstärkers 18 verbrauchen, selbst wenn diese Leistung nur relativ klein wäre.

Andererseits enthält gemäß F i g. 1 der Umkehrverstärker 20 ein Paar komplementärer MOS-Transistoren Q7 und QS in bekannter CMOS-Inverterschaltung, bei der ihre Gate-Elektroden zusammengeschaltet sind und ihre Drain-Source-Leitungspfade in Reihe zwischen die Spannungsquelle + Vund Bezugspotential (oder Masse) geschaltet sind. Der Eingangsanschluß dieses Inverters am Gate von Q 7 und QS ist mit dem Ausgangsanschluß 26 des Verstärkers 18 verbunden, während sein Ausgang durch die Verbindung der Leitungspfade von Q 7 und Q 8 am Anschluß 28 gebildet wird. Eine bekannte zweiseitige Übertragungs-Torschaltung mit MOS-Transistoren Q9, QiO, QIi und Q12 ist mit einem MOS-Transistor Q13 im Schalter 22 zusammengefaßt. Die Transistoren Q 9 und QIO sind vom einander komplementären Leitungstyp und sind als üblicher Inverter geschaltet, wobei ihre Drain-Source-Leitungspfade in Reihe zwischen + Vund Masse liegen, während ihre Gate-Elektroden zusammengeschaltel sind und sowohl am Gate von QlI als auch am Alarmsignal-Generator des Rauchdetektors liegen, welcher von der Art sein kann, wie er den gesteuerten Siliziumgleichrichter 46 in der US-Patentschrift 40 84 156 ansteuert. Die Source-Drain-Strecken der Transistoren Q11 und Q12 sind parallel geschaltet, und diese Parallelschaltung liegt in Reihe mit der Source-Drain-Strecke des Transistors Q13 zwischen einem Signalanschluß 24 und Masse. Der Transistor QU ist vom komplementären Leitungstyp zum Leitungstyp der Transistoren QIO und 012, während der Leitungstyp von Q12 komplementär zu demjenigen von Q 13 ist Die Gate-Elektroden von Q 12 und Q13 liegen zusammen am Verbindungspunkt zwischen den Drain-Source-Strecken der Transistoren Q 9 und QlO. Der Ausgang des Schalters 22 liegt am Eingangsanschluß 21 des Verstärkers 18 und wird durch den Verbindungspunkt der Drain-Source-Strecken der Transistoren 12 und 13 gebildet

Wenn dem Schalter 22 ein Alarmsignal positiver Polarität des Rauchmelders zugeführt wird, dann erhalten die Gate-Elektroden von Q 5 und Q 6 im Verstärker 18 eine Spannung über den Leitungspfad entweder des Transistors QIl oder Q12 entsprechend der am Anschluß 24 liegenden Spannungspolarität Dies ist so, weil die Transistoren QIl und Q12 vom einander entgegengesetzten Leitungstyp innerhalb des zweiseiti-

gen Übertragungstors des Schalters 22 sind, so daß der Leitungspfad von ζ) 11 direkt durch das Alarmsignal in Betrieb genommen wird, wodurch seinerseits der Leitungspfad von Q\2 über die übliche Signalinverterschaltung der Transistoren ζ) 9 und (?10 in Betrieb gesetzt wird. Wenn dem Schalter 22 kein positives Rauchmelder-Alarmsignal zugeführt wird, dann macht die Signalinverterschaltung mit den Transistoren (?9 und Q10 den Leitungspfad des Transistors Q13 betriebsfähig, so daß die Spannung an den Gate-Elektroden der Transistoren ζ) 5 und Q 6 nach Masse abgeleitet wird. Im übrigen arbeitet der Verstärker 18 in der oben beschriebenen Weise, weil die Transistoren Q 7 und QS im Verstärker 20 in üblicher Weise arbeiten, wobei das Ausgangssignal am Anschluß 26 des Verstärkers 18 in invertierter Form arn Ausgangsanschluß 28 erscheint.

Weil man eine mechanische Hupe 30 mit Selbstunterbrecher betätigen kann, indem man sie lediglich an die Betriebsspannung anschließt, kann eine solche Hupe auch an den Kaskadenverstärker 16 gemäß F i g. 1 in der in Fig.3 angedeuteten Weise angeschlossen werden, wobei die Spannung + V am Anschluß 24 liegt und über die mechanische Hupe 30 zum Anschluß 26 gelangt. Wenn anschließend das Rauchmeldealarmsignal zum Schalter 22 gelangt, dann erscheint die Spannung + V über den Leitungspfad des Transistors Q12 an den Gate-Elektroden der Transistoren Q 5 und Q 6, so daß der Anschluß 26 über die Hauptstromstrecken der Transistoren Q 3 und Q 4 im Verstärker 18 praktisch an Masse gelegt wird. Der Inverterverstärker 18 nimmt damit den Strom auf, welcher die mechanische Hupe 30 der Stromquelle + V entnimmt, wobei der Inverterverstärker 20 überflüssig ist.

Da ein Lautsprecher 32 wechselspannungsbetrieben ist, kann er an die Verstärkerkaskade 16 gemäß F i g. 4 angeschlossen werden, wobei die Spannung + V über den Hornlautsprecher 32 zum Anschluß 26 gelangt und es ist eine ÄC-Schaltung vorgesehen, um ein Schwingungssignal dem Rückkopplungsanschluß 24 zuzuführen. In dieser ÄC-Schaltung ist ein Kondensator C vom Anschluß 28 über einen Widerstand A₃ZUm Anschluß 26 geschaltet, und das Schwingungssignal wird dem Anschluß 24 über einen Startwiderstand Rt vom Verbindungspunkt zwischen C und Ri zugeführt Wenn das Rauchmelderalarmsignal dem Schalter 22 anschließend zugeführt wird, dann werden die Potentiale e + V und Masse abwechselnd dem Anschluß 26 mit einer Frequenz zugeführt, welche durch die ÄC-Schaltung bestimmt ist, weil der Anschluß 28 immer an einer invertierten Spannung gegenüber dem Anschluß 26 liegt, und die Gate-Elektroden der Transistoren Q 5 und Q6 infolge des Schwingungssignals am Anschluß 24 immer wieder auf + Vaufgeladen und dann nach Masse entladen werden. Damit werden die Leitungspfade durch Q 5 und Q6 abwechselnd in Betrieb genommen, so daß die Verstärkerkaskade 16 einen Wechselstrom durch den Lautsprecher 32 fließen läßt.

ίο An die Verstärkerkaskade 16 kann gemäß Fig.5 auch ein piezo-elektrisches Horn 34 mit einer Mitkopplungsanzapfung angeschlossen werden, wobei die Spannung zwischen den Anschlüssen 26 und 28 an dem piezoelektrischen Material liegt, während der Mitkopplungsanschluß am Anschluß 24 und über einen Startwiderstand Rs am Anschluß 26 liegt. Wenn ein Alarmsignal des Rauchmelders zum Schalter 22 gelangt, dann bringt die an den Anschlüssen 26 und 28 erscheinende Spannung das piezo elektrische Material des Homes 34 zu einer Formveränderung, welche ihrerseits eine Spannung gleicher Polarität wie am Anschluß 26 am Mitkopplungsanschluß entstehen läßt. Daher werden also die Gates der Elektroden Q 5 und Q 6 in der Verstärkerkaskade 16 kontinuierlich auf + V aufgeladen und nach Masse entladen, weil die Spannung am Mitkopplungsanschluß die Verstärkerkaskade 16 als Oszillator mit der Resonanzfrequenz des piezoelektrischen Materials arbeiten läßt. Durch das piezoelektrische Horn 34 fließt also ein Wechselstrom.

Der Verstärkerkaskade 16 können noch weitere Verstärkerstufen zugefügt werden, wie beispielsweise ein nicht invertierender Vorverstärker zwischen dem Schalter 22 und dem Inverterverstärker 18, so daß man eine größere Schleifenverstärkung und symmetrische Übertragungseigenschaften erhält. Die Schaltung gemäß F i g. 1 läßt sich auch gut in integrierter Form ausbilden, jedoch kann sie auch mit diskreten Bauelementen aufgebaut werden, wenn dies gewünscht wird.
Vorstehend ist die Erfindung zwar nur anhand einiger weniger Ausführungsformen erläutert worden, es versteht sich jedoch für den Fachmann, daß zahlreiche Änderungen in Details der Konstruktion und der Kombination oder Anordnung von Teilen der beschriebenen Beispiele möglich sind, ohne vom eigentlichen

Erfindungsgedanken abzuweichen. Die vorstehende Beschreibung ist daher nur zur Veranschaulichung der Erfindung, nicht jedoch in beschränktem Sinne zu verstehen.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Verstärkerschaltung mit einem ersten Feldeffekttransistor in Draingrundschaltung, dessen Gateelektrode mit einem Eingangsanschluß gekoppelt ist und dessen Sourceelektrode mit der Basis eines kollektorseitig an einem AusgangsanschluB liegenden Bipolartransistors in Emittergrundschaltung gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung einer Gegentaktverstärkerschaltung ein zweiter, zum ersten Feldeffekttransistor (Q 5) komplementärer Feldeffekttransistor (Q 6) in Sourcegrundschaltung mit seiner Gateelektrode ebenfalls an den Eingangsanschluß (21) und mit seiner Drainelektrode ebenfalls an den Ausgangsanschluß angeschlossen ist und daß der erste Feldeffekttransistor (QS) mit seiner Sourceelektrode über eine Strombegrenzerschaltung (14, R1) mit der Basis des Bipolartransistors (Q 3, QA) gekoppelt ist

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzerschaltung einen in der Verbindung zwischen der Source-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q S) und der Basis des Bipolartransistors (Q 3) liegenden Reihenwiderstand (R\) enthält, und daß zwischen die Source-Elektrode des ersten Transistors und den Emitter des Bipolartransistors ein Schwellwertelement (Eh, Di; Ds, DwDs, Q 2) geschaltet ist.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Drain-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q S) über einen Widerstand (R₂) an eine Betriebsspannungsklemme + V angeschlossen ist, an welcher auch die-Source-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors (Q 6) liegt, so daß der erste Transistor unter Steuerung durch das Eingangssignal als geschaltete Stromquelle im EIN-AUS-Betrieb arbeitet.

4. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Schwellwertelement eine Reihenschaltung aus einem Paar Halbleiterdioden (Di, Dr, Ds, D\) enthält, welche so gepolt ist, daß sie durch den Source-Elektrodenstrom des ersten Feldeffekttransistors (QS) in Durchlaßrichtung gespannt wird.

5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Dioden eine Schottky-Diode und die andere einen PN-Halbleiterübergang aufweist.

6. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellwertschalter einen weiteren Bipolartransistor (Q 2) enthält, dessen Kollektor mit der Source-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors (Q S) verbunden ist, dessen Emitter mit dem Emitter des ersten Bipolartransistors (Q 3) verbunden ist, und dessen Basis über eine Schottky-Diode an seinem Kollektor liegt.