DE2820905B1 - Elektronisches Filter - Google Patents

Elektronisches Filter

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DE2820905B1
DE2820905B1 DE19782820905 DE2820905A DE2820905B1 DE 2820905 B1 DE2820905 B1 DE 2820905B1 DE 19782820905 DE19782820905 DE 19782820905 DE 2820905 A DE2820905 A DE 2820905A DE 2820905 B1 DE2820905 B1 DE 2820905B1
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Hans-Peter Ing Schneider
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Siemens AG
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Siemens AG
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03HIMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00Networks using active elements
    • H03H11/02Multiple-port networks
    • H03H11/04Frequency selective two-port networks
    • H03H11/12Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
    • H03H11/1217Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Description

  • In einer bevorzugten Ausführungsform sind als Bandpaßfilter Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt. Diese Filter weisen einen einfachen Aufbau auf und haben darüber hinaus die Eigenschaft, daß Resonanzfrequenz, Güte und Verstärkung durch geeignete Wahl der elektronischen Bauelemente unabhängig voneinander vorgegeben werden können. Dies gibt bei der Optimierung des zwei Bandpaßfilter aufweisenden elektronischen Filters die größtmögliche Variationsfreiheit Die Erfindung wird im folgenden anhand der F i g. 1 bis 3 näher erläutert Dabei zeigt F i g. 1 ein Schaltbild des erfindungsgemäßen elektronischen Filters, F i g. 2 den Frequenzgang der Dämpfung sowie den Verlauf der Phasenverschiebung zwischen Eingang- und Ausgangssignal des Filters für zwei Sätze von Bandpaßfiltern mit Mehrfachgegenkopplung mit unterschiedlicher Wahl der Resonanzfrequenzen und F i g. 3 den Frequenzgang der Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignal für drei unterschiedliche Güten von Bandpaßfiltern mit Mehrfachgegenkopplung bei konstanter Verstärkung.
  • In Fig. list das Schaltbild eines solchen elektronischen Filters dargestellt Das an der Eingangsklemme E anstehende Eingangssignal ist parallel zwei Bandpaßfiltern 10 und 20 zugeführt, wobei im vorliegenden Ausführungsbeispiel Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt sind. Es konnen jedoch auch andere Bandpaßfilter eingesetzt werden. Die Ausgangssignale der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung stehen am Eingang einer Summierstufe 30 an, deren Ausgang die Ausgangsklemme A des elektronischen Filters darstellt Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung nach Art der in der F i g. 1 dargestellten sind beispielsweise aus dem Buch »Halbleiter-Schaltungstechnik« von U.
  • Tietze und Ch. Senk, 2. Auflage, Springer-Verlag Berlin - Heidelberg - New York 1971, Seiten 275 bis 277 bekannt Der schaltungstechnische Aufbau eines Bandpaßfilters mit Mehrfachgegenkopplung ird anhand des in Fig. 1 dargestellten Bandpaßfilters 10 erläutert Das Eingangssignal wird an einen einseitig an Masse gelegten Spannungsteiler aus den Widerständen R 11 und R 31 angelegt Der Abgriff dieses Spannungsteilers ist über einen Kondensator C21 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 1 verbunden. Dem Kondensator C21 ist eine RC-Kombination, bestehend aus dem Kondensator C 11 sowie einem Widerstand R 21, parallel geschaltet Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 1 ist an den Verbindungspunkt des Kondensators C 11 mit dem Widerstand R 21 zurückgeführt. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 1 liegt an Masse. Das in Fig. 1 dargestellte zweite Bandpaßfilter 20 ist gleichartig aufgebaut. Die Kapazitäten der Kondensatoren C11, C21, C12, C22 stimmen überein. Durch geeignete Dimensionierung der Kondensatoren C11, C21, C12, C22 sowie der Widerstände R 11, R 21 und R 31 bzw.
  • der Widerstände R 12, R 22 und R 32 werden die Güten Qio und o,die Verstärkungen Vio und Vzo sowie die Resonanzfrequenzen fio und f20 der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung festgelegt.
  • Die Ausgangssignale der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung sind den Eingangswiderständen R 1 und R 2 der konventionell aufgebauten Summierstufe 30 zugeführt. Die Summierstufe 30 ist unter Einsatz eines Operationsverstärkers 3 aufgebaut, wobei der in der Rückführung liegende Widerstand mit dem Bezugszeichen R 3 belegt ist. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 3 liegt an Masse.
  • Der Ausgang des Operationsverstärkers 3 ist mit der Ausgangsklemme A verbunden, die das Ausgangssignal des elektronischen Filters führt.
  • Der Frequenzgang dieser Parallelanordnung der zwei Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung wird beschrieben durch: Vl0, V20: Verstärkungen der Bandpaßfilter 10 und 20 Qlo, Q20: Güten der Bandpaßfilter 10 und 20 fio, f20: Resonanzfrequenzen der beiden Bandpaßfilter 10 und 20.
  • Für die Auslegung des elektronischen Filters gelten folgende Formeln, wobei hier lediglich die Formeln für das Bandpaßfilter 10 mit Mehrfachgegenkopplung angegeben sind Die angegebenen Formeln gelten selbstverständlich unter Änderung der Indices auch für die Dimensionierung des Bandpaßfilters 20.
  • Die Verstärkungen Val0, V20 und die Güten Q' Qt> der beiden beteiligten Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung stimmen beim Ausführungsbeispiel immer überein, da sich damit ein besonders niedriger, flacher Verlauf der Phasenverschiebung zwischen Ein- und Ausgangssignal des elektronischen Filters im durchzulassenden Frequenzband erreichen läßt Das durchzulassende Frequenzband des elektronischen Filters ist durch die beiden Eckfrequenzen festgelegt, d. h. die beiden Frequenzen, die das Frequenzband begrenzen. Im vorliegenden Fall, in dem es darum geht, einen praktisch phasenverschiebungsfreien Durchgang von sinusförmigen Eingangssignalen im Frequenzbereich zwischen 50 und 60 Hz zu ermöglichen, wurden die Eckfrequenzen bei 48 und 62 Hz gewählt. Die Resonanzfrequenzen f10 und f2o der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 müssen jeweils darunter- bzw. darüberliegen. Um einen annähernd symmetrischen Verlauf der Phasenverschiebung innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes zu erreichen, gilt als Dimensionierungsvorschrift, daß das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen fio und 20 das arithmetische Mittel der beiden Eckfrequenzen fa und f,ist.
  • Hierbei ist eine der Resonanzfrequenzen unterhalb bzw. oberhalb des durchzulassenden Frequerlzbandes frei wählbar, die andere Resonanzfrequenz ist dann durch die oben angegebene Beziehung festgelegt Im vorliegenden Beispiel wurde die Resonanzfrequenz fio gleich 42 Hz gewählt, woraus sich die Resonanzfrequenz f20 ZU 72 Hz ergibt Unterschiedliche so ermittelte Paare von Resonanzfrequenzen fio und f20 führen zu unterschiedlichen Verläufen der Dämpfung und der Phasenverschiebung als Funktion der Frequenz des elektronischen Filters und sind für den Einzelfall zu optimieren.
  • In F i g. 2 ist der Frequenzgang des erfindungsgemäßen elektronischen Filters bezüglich Dämpfungsverhalten und Phasenverschiebung für zwei Sätze von unterschiedlichen Parameterwerten a und b dargestellt Die mit Fbezeichneten Kurven geben das Dämpfungsverhalten des elektronischen Filters im Frequenzbereich zwischen 10 und 190 Hz wieder, die mit a bezeichneten Kurven veranschaulichen die in diesem Frequenzbereich auftretende Phasenverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal. Zur Darstellung des Dämpfungsverhaltens wurde ein willkürlicher linearer Ordinatenmaßstab gewählt.
  • Die die Phasenverschiebung a zwischen Eingangs-und Ausgangssignal des Filters darstellenden Kurvenverläufe a und b zeigen im Frequenzbereich zwischen etwa 50 und 60 Hz einen flachen Verlauf um die Nullinie, d. h daß innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes nahezu keine Phasenverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal auftritt Als Eckfrequenzen fa und fe wurden in allen hier dargestellten Fällen die Frequenzen 48 und 62 Hz verwendet.
  • Unterhalb der unteren Eckfrequenz von 48 Hz sowie oberhalb der oberen Eckfrequenzen von 62 Hz treten schnell ansteigend beträchtliche Phasenverschiebungen auf, allerdings wirken sie in diesem Bereich nicht mehr störend. Für näher an den Eckfrequenzen fa und fe liegende Resonanzfrequenzen fio und f20 erfolgt der Anstieg der Phasenverschiebungen steiler als für Resonanzfrequenzen, die weiter ab von den Eckfrequenzen liegen.
  • Die unter F dargestellte Dämpfung zeigt innerhalb des durch die Eckfrequenzen f, und fe gegebenen Durchlaßbereichs des elektronischen Filters einen vergleichsweise flachen Verlauf. Zu beiden Seiten des durch die Eckfrequenzen fa und fe vorgegebenen Frequenzbandes steigt die Transmission des elektronischen Filters auf einen Maximalwert an und fällt hierauf kontinuierlich ab. Wie aus F i g. 2 hervorgeht, erfolgt der Abfall nach hohen und niedrigen Frequenzen hin dann schneller, wenn die Resonanzfrequenzen fio und f20 näher bei den Eckfrequenzen fa und fe liegen. Das erfindungsgemäße elektronische Filter weist eine vergleichsweise niedrige Dämpfung auf. Für den vorliegenden Anwendungsfall jedoch, bei dem es darum geht, eine Synchronisierspannung aus einer überwiegend mit der dritten Harmonischen überlagerten Netzspannung herzuleiten, sind auch niedrige Dämpfungsfaktoren von etwa 1:2 aufwärts bereits ausreichen, da die in der Praxis auftretenden Oberschwingungsamplituden vergleichsweise niedrig sind.
  • In F i g. 3 ist der Verlauf der Phasenverschiebung a zwischen Eingangs- und Ausgangssignal des elektronischen Filters im Frequenzbereich zwischen 40 und 80Hz dargestellt. Die Verstärkung Vlo und V2o der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung ist - wie bereits erwähnt - gleich und beträgt 2. Die Resonanzfrequenz fio des einen Bandpaßfilters 10 beträgt 45 Hz, die Resonanzfrequenz f2o des zweiten Bandpaßfilters 20 liegt bei 70 Hz. Aufgetragen sind drei verschiedene Kurvenverläufe der Phasenverschiebung, wobei als Parameter die jeweils übereinstimmenden Güten der beteiligten Bandpaßfilter die Werte 5,3 und 2,5 annehmen. Alle Kurvenverläufe weisen drei Schnittpunkte mit der Abzisse auf, wobei zwischen je zwei Schnittpunkten entweder ein Minium oder ein Maximum des betreffenden Kurvenzuges liegt. Es ist klar ersichtlich, daß mit Meiner werdender Güte der beiden Bandpaßfilter die Minima bzw. Maxima immer weniger ausgeprägt sind, so daß mit abnehmender Güte ein immer flacherer Verlauf der Phasenverschiebung in dem zwischen den Eckfrequenzen pa und fe liegenden Frequenzband zustande kommt Im vorliegenden Fall tritt bei einer Güte der Bandpaßfilter von 2,5 im Frequenzband zwischen 50 und 60Hz lediglich eine Phasenverschiebung auf, die unter 2" liegt. Andererseits beeinträchtigt eine allzu niedrige Güte auch das Dämpfungsverhalten des Filters, so daß durch Variation der Parameter eine für jeden Einzelfall angemessene Optimierung und Variation der Parameter Güte, Verstärkung und Resonanzfrequenzen vorzunehmen ist.
  • Die Lage des mittleren Nulldurchgangs ist immer das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen fio und Ao.
  • Die beiden äußeren Nulldurchgänge sind abhängig von der Güte der Bandpaßfilter und verschieben sich mit kleiner werdender Güte auf den mittleren Nulldurchgang hin, wobei die eingeschlossenen Extrema immer flacher verlaufen. Damit läßt sich für ein gewisses Frequenzband immer eine derartige Dimensionierung der beteiligten Bandpaßfilter finden, daß das elektronische Filter einerseits bezüglich des Dämpfungsverhaltens eine Art Bandfiltercharakteristill, andererseits bezüglich der Phasenverschiebung im durchzulassenden Frequenzband einen flachen, von Null nur geringfügig abweichenden Wert aufweist.
  • Zusammenfassung Elektronisches Filter Die Erfindung betrifft ein elektronisches Filter, vorzugsweise zur Gewinnung einer sinusförmigen Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters aus einer oberschwingungsbehafteten Wechselspannung. Der Einsatz üblicher Filter bedingt eine frequenzabhängige Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignal des Filters.
  • Dies führt bei Steuersätzen für netzgeführte Stromrichter, die sowohl für 50- als auch für 60-Hz-Netze geeignet sein sollen, zu Schwierigkeiten. Das vorliegende elektronische Filter verursacht innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes nahezu keine Phasenverschiebung. Erfindungsgemäß ist die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung den Eingängen (R 11, R 12) von zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern (10, 20) zugeführt, deren Ausgangssignale am Eingang eines Summiergliedes (30) anstehen. Der Ausgang des Summiergliedes (30) bildet den Ausgang des elektronischen Filters. Die Resonanzfrequenz (fio) des einen Bandpaßfilters (10) liegt unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes (fa-fe) die Resonanzfrequenz (fm) des anderen Bandpaßfilters (20) oberhalb dieses Frequenzbandes.

Claims (1)

  1. Patentansprüche: 1. Elektronisches Filter zur Gewinnung einer sinusförmigen Spannung, vorzugsweise Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters, aus einer oberschwingungsbehafteten Wechselspannung, dadurch gekennz e i c h n e t, daß die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung den Eingängen (R 11, R 12) von zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern (10, 20) zugeführt ist und deren Ausgangssignale dem Eingang einer Summierstufe (30) zugeführt sind, an deren Ausgang (A) das Filterausgangssignal ansteht, und daß die Resonanzfrequenz (fio) des einen Bandpaßfilters (10) unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes (f, - fe), die Resonanzfrequenz (f20) des anderen Bandpaßfilters (20) jedoch oberhalb dieses Frequenzbandes (fa - fe) liegt 2. Elektronisches Filter nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen (fio, f2o) der beiden Bandpaßfilter (10, 20) gleich ist dem arithmetischen Mittel der beiden Eckfrequenzen (fa, fe) des durchzulassenden Frequenzbandes (f, - fe).
    3. Elektronisches Filter nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Güten (Qlo, Q20) und die Verstärkung (dz0, V20) der beiden Bandpaßfiiter (10, 20) übereinstimmen.
    4. Elektronisches Filter nach einem der Patentansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Bandpaßfilter (10, 20) Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt sind.
    Die Erfindung betrifft ein elektronisches Filter zur Gewinnung einer sinusförmigen Spannung, vorzugsweise Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters, aus einer oberschwingungsbehafteten Wechselspannung.
    Steuersätze für netzgeführte Stromrichter benötigen eine Synchronisierspannung zur Bildung der phasengerechten Ausgangsimpulse. Die Synchronisierspannung wird im allgemeinen aus der Netzwechselspannung abgeleitet, die jedoch nicht zu vernachlässigende Anteile, insbesondere der dritten Harmonischen enthält.
    Um eine einwandfreie sinusförmige Synchronisierspannung mit exakt liegenden Nulldurchgängen zu erhalten, müssen Filter vorgeschaltet werden, die die der Netzfrequenz von beispielsweise 50Hz überlagerten höheren Harmonischen abschwächen.
    Aus dem Buch mit dem Tiel »Netzgeführte Stromrichter mit Thyristoren« von G. M ö 1 t g e n, 2. Auflage, Siemens Aktiengesellschaft, 1970, Seiten 278 und 279 ist es bekannt, als Filter eine RC-Kombination als Oberwellentiefpaß einzusetzen. Dieses Filter wird jeweils nur für die Frequenz der zur Ableitung der Synchronisierspannung dienenden Wechselspannung, d. h. insbesondere der Netzspannung, ausgelegt und ist so beschaffen, daß es eine Phasenverschiebung von 60° el in bezug auf die Wechselspannung von üblicherweise 50Hz aufweist. Bei der Umrüstung auf eine Wechselspannung von 60 Hz müßte die Zeitkonstante der RC-Kombination geändert werden, um die 60°-Verschiebung in bezug auf diese erhöhte Frequenz der zur Ableitung der Synchronisierspannung dienenden Wechselspannung beizubehalten. Dies wird aber nicht ausgeführt und die dabei sich ändernde Phasenverschiebung von angenähert 4" in Kauf genommen.
    Ein großer Nachteil eines derartigen aus einer RC-Kombination bestehenden Filters ist der, daß man durch die Phasenverschiebung um 60° nicht phasengerecht synchronisieren kann. Um dies doch zu ermöglichen, wird herkömmlicherweise hinter das Filter eine monostabile Kippstufe gesetzt, die die durch das Filter hervorgerufene Phasenverschiebung von 60° auf 1800 ergänzt. Nachteilig ist hierbei, daß die monostabile Kippstufe beim Übergang von einer Wechselspannung von 50 Hz zu einer solchen von 60 Hz frequenzabhängig nachgeführt werden muß.
    Es besteht die Aufgabe, ein elektronisches Filter der eingangs genannten Art anzugeben, das innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbandes, vorzugsweise innerhalb eines Frequenzbandes zwischen 50 und 60Hz, eine Phasenverschiebung von annähernd 0° aufweist.
    Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung den Eingängen von zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern zugeführt ist und deren Ausgangssignal dem Eingang einer Summierstufe zugeführt sind, an deren Ausgang das Filterausgangssignal ansteht und daß die Resonanzfrequenz des einen Bandpaßfilters unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes, die Resonanzfrequenz des anderen Bandpaßfilters jedoch oberhalb dieses Frequenzbandes liegt.
    Durch Optimierung der Resonanzfrequenzen, der Güten und der Verstärkungen der beiden Bandpaßfilter läßt sich innerhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes ein flacher Phasenverlauf erreichen, in dem die Phasenverschiebung zwischen Eingang- und Ausgangssignal annähernd Null ist. Innerhalb dieses Frequenzbandes kompensieren sich die Phasenverläufe der beiden Bandpaßfilter. Der Frequenzgang der Dämpfung des elektronischen Filters weist annähernd Bandfiltercharakteristik auf. Die Phasenverschiebung innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes ist bei konstanter Verstärkung um so kleiner, je kleiner die Güten der beiden Bandpaßfilter.
    Eine hohe Symmetrie des Phasenverlaufes innerhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes wird erreicht, wenn das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen der beiden Bandpaßfilter gleich ist dem arithmetischen Mittel der beiden Eckfrequenzen des durchzulassenden Frequenzbandes. Dies begünstigt einen gleichmäßigen Verlauf des Phasenganges des Filters über dem durchzulassenden Frequenzband.
    Es ist vorteilhaft, wenn die Güten und Verstärkungen der beiden Bandpaßfilter übereinstimmen. Dies bewirkt einen symmetrischen gleichmäßigen Verlauf der Phasenverschiebung und Dämpfung über das durchzulassende Frequenzband.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3421645A1 (de) * 1984-06-09 1985-12-12 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Aktives hochpass- oder tiefpassfilter

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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DE3421645A1 (de) * 1984-06-09 1985-12-12 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Aktives hochpass- oder tiefpassfilter

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