DE2820905C2

DE2820905C2 - Elektronisches Filter

Info

Publication number: DE2820905C2
Application number: DE19782820905
Authority: DE
Inventors: Hans-Peter Ing.(Grad.) Schneider; Hans-Hermann Dipl.-Ing. Zander
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1978-05-12
Filing date: 1978-05-12
Publication date: 1980-04-24
Also published as: DE2820905B1

Description

J5

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Filter zur Gewinnung einer sinusförmigen Spannung, vorzugsweise Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters, aus einer oberschwingungsbehafteten Wechselspannung.

Steuersätze für netzgeführte Stromrichter benötigen eine Synchronisierspannung zur Bildung der phasengerechten Ausgangsimpulse. Die Synchronisierspannung wird im allgemeinen aus der Netzwechselspannung abgeleitet, die jedoch nicht zu vernachlässigende Anteile, insbesondere der dritten Harmonischen enthält. Um eine einwandfreie sinusförmige Synchronisierspannung mit exakt liegenden Nulldurchgängen zu erhalten, müssen Filter vorgeschaltet werden, die die der Netzfrequenz von beispielsweise 50 Hz überlagerten höheren Harmonischen abschwächen.

Aus dem Buch mit dem Titel »Netzgeführtc Stromrichter mit Thyristoren« von G. M ö 11 g e η, 2. Auflage, Siemens Aktiengesellschaft, 1970, Seiten 278 und 279 ist es bekannt, als Filter eine WC-Kombination als Oberwellentiefpaß einzusetzen. Dieses Filter wird jeweils nur für die Frequenz der zur Ableitung der Synchronisierspannung dienenden Wechselspannung, d. h. insbesondere der Netzspannung, ausgelegt und ist so beschaffen, daß es eine Phasenverschiebung von

4 ^r>

V) 60° el in bezug auf die Wechselspannung von üblicherweise 50 Hz aufweist Bei der Umrüstung auf eine Wechselspannung von 60 Hz müßte die Zeitkonstante der ÄC-Kombination geändert werden, um die 60°-Verschiebung in bezug auf diese erhöhte Frequenz der zur Ableitung der Synchronisierspannung dienenden Wechselspannung beizubehalten. Dies wird aber nicht ausgeführt und die dabei sich ändernde Phasenv\ rschiebung von angenäherte in Kauf genommen.

Ein großer Nachteil eines derartigen aus einer ÄC-Kombination bestehenden Filters ist der, daß man durch die Phasenverschiebung um 60° nicht phasengerecht synchronisieren kenn. Um dies doch zu ermöglichen, wird herkömmlicherweise hinter das Filter eine monostabile Kippstufe gesetzt, die die durch das Filter hervorgerufene Phasenverschiebung von 60° auf 180" ergänzt Nachteilig ist hierbei, daß die monostabile Kippstufe beim Obergang von einer Wechselspannung von 50 Hz zu einer solchen von 60 Hz frequenzabhängig nachgeführt werden muß.

Es besteht die Aufgabe, ein elektronisches Filter der eingangs genannten Art anzugeben, das innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbandes, vorzugsweise innerhalb eines Frequenzbandes zwischen 50 und 60 Hz, eine Phasenverschiebung von annähernd 0° aufweist

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung den Eingängen von zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern zugeführt ist und deren Ausgangssignal dem Eingang einer Summierstufe zugeführt sind, an deren Ausgang das Filterausgangssignal ansteht und daß die Resonanzfrequenz des einen Bandpaßfilters unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes, die Resonanzfrequenz des anderen Bandpaßfilters jedoch oberhalb dieses Frequenzbandes liegt.

Durch Optimierung der Resonanzfrequenzen, der Güten und der Verstärkungen der beiden Bandpaßfilter läßt sich innerhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes ein flacher Phasenvts lauf erreichen, in dem die Phasenverschiebung zwischen Eingang- und Ausgangssignal annähernd Null ist. Innerhalb dieses Frequenzbandes kompensieren sich die Phasenverläufe der beiden Bandpaßfilter. Der Frequenzgang der Dämpfung des elektronischen Filters weist annähernd Bandfiltercharakteristik auf. Die Phasenverschiebung innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes ist bei konstanter Verstärkung um so kleiner, je kleiner die Güten der beiden Bandpaßfilter sind.

Eine hohe Symmetrie des Phasenverlaufes innerhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes wird erreicht, wenn das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen der beiden Bandpaßfilter gleich ist dem arithmetischen Mittel der beiden Eckfrequenzen des durchzulassenden Frequenzbandes. Dies begünstigt einen gleichmäßigen Verlauf des Phasenganges des Filters über dem durchzulassenden Frequenzband.

Es ist vorteilhaft, wenn die Güten und Verstärkungen der beiden Bandpaßfilter übereinstimmen. Dies bewirkt einen symmetrischen gleichmäßigen Verlauf der Phasenverschiebung und Dämpfung über das durchzulassende Frequenzband.

In einer bevorzugten Ausführungsform sind als Bandpaßfilter Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt. Diese Filter weisen einen einfachen Aufbau auf und haben darüber hinaus die Eigenschaft, daß Resonanzfrequenz, CmHc und Verstärkung durch geeignete Wahl der elektronischen Bauelemente unabhängig voneinander vorgegeben werden können. Dies

gibt bei der Optimierung des zwei Bandpaßfilter aufweisenden elektronischen Filters die größtmögliche Variationsfreiheit.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der F i g. 1 bis 3 näher erläutert Dabei zeigt ι

Fi g. 1 ein Schaltbild des erfindungsgemä3en elektronischen Filters,

F i g. 2 den Frequenzgang der Dämpfung sowie den Verlauf der Phasenverschiebung zwischen Eingang- und Ausgangssignal des Filters für zwei Sätze von w Bandpaßfiltern mit Mehrfachgegenkopplung mit unterschiedlicher Wahl der Resonanzfrequenzen und

Fig.3 den Frequenzgang der Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignal für drei unterschiedliche Güten von Bandpaßfiltern mit Mehr- r> fachgegenkopplung bei konstanter Verstärkung.

In F i g. 1 ist das Schaltbild eines solchen elektronischen Filters dargestellt. Das an der Eingangsklemme E anstehende Eingangssignal ist parallel zwei Bandpaßfiltern 10 und 20 zugeführt, wobei i:n vorliegenden Ausführungsbeispiel Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt sind. Es können jedoch auch andere Bandpaßfilter eingesetzt werden. Die Ausgangssignale der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung stehen am Eingang einer Summierstufe 30 an, .'"> deren Ausgang die Ausgangsklemme A des elektronischen Filters darstellt.

Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung nach Art der in der F i g. 1 dargestellten sind beispielsweise aus dem Buch »Halbleiter-Schaltungstechnik« von U. jo T i e t ζ e und Ch. S c h e η k , 2. Auflage, Springer-Verlag Berlin — Heidelberg — New York 1971', Seiten 275 bis 277 bekannt.

Der schaltungstechnische Aufbau eines Bandpaßfilters mit Mehrfachgegenkopplung wird anhand des in Fig. 1 dargestellten Bandpaßfilters 10 erläutert Das Eingangssignal wird an einen einseitig an Masse gelegten Spannungsteiler aus den Widerständen R11 und /?31 angelegt Der Abgriff dieses Spannungsteilers ist über einen Kondensator C21 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 1 verbunden. Dem Kondensator C21 ist eine /?C-Kombination, bestehend aus dem Kondensator CIl sowie einem Widerstand A 21, parallel geschaltet Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 1 ist an den V^rbindungspunkt des Kondensators CIl mit dem Widerstand Λ 21 zurückgeführt. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 1 liegt an Masse. Das in F i g. 1 dargestellte zweite Bandpaßfilter 20 ist gleichartig aufgebaut Die Kapazitäten der Kondensatoren CIl, "> <' C21, C12, C22 stimmen überein. Durch geeignete Dimensionierung der Kondensatoren CIl, C21, C12, C22 sowie der Widerstände RU, R2\ und Λ31 bzw. der Widerstände R \% Λ 22 und /?32 werden die Güten <?in und Qm, die Verstärkungen V\n und V20 sowie die ^r>^r> Resonanzfrequenzen /io und 6n der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung festgelegt.

Die Ausgangssignale der beiden BandpaBfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung sind den Eingangswiderständen /?1 und Rl der konventionell aufgebau· wi ten Summierstufe 30 zugeführt. Die Summierstufe 30 ist unter Einsatz eines Operationsverstärkers 3 aufgebaut, wobei der in der Rückführung liegende Widerstand mit dem Bezugszeichen /?3 belegt ist. Der nichtinvertierende Eingang des Operationsverstärkers 3 liegt an Masse. Der Ausgang des Operationsverstärkers 3 ist mit der Ausgangsklemme A verbui<den, die das Ausgangssignal des elektronischen Filters führt.

Der Frequenzgang dieser Parallelanordnung der zwei Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung wird beschrieben du^rch:

F[Jw) =

Vio, V20: Verstärkungen der Bandpaßfilter 10 und 20
Q\o, Qa: Güten der Bandpaßfilter 10 und 20
/io, i>o: Resonanzfrequenzen der beiden Bandpaßfilter 10 und 20.

Für die Auslegung des elektronischen Filters gelten folgende Formeln, wobei hier lediglich die Formeln für das Bandpaßfilter 10 mit Mehrfachgegenkopplung angegeben -jind. Die angegebenen Formeln gelten selbstverständlich unter Änderung de;· indices auch für die Dimensionierung des Bandpaßfilters 20.

2 · .7 ·./■„, CII- V₁₁,

2 ■ Q₁₁, 2-.7 ·/,„■(■ 11 '

Qw 2 - .7 ·./„, Cl! (2

RU
R2I
«31

Die Verstärkungen V,o, V₂₀ und die Güten Q_i0, Qm der beiden beteiligten Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung stimmen beim Ausführungsbeispiel immer überein, da sich damit ein besonders niedriger, flacher Verlauf der Phasenverschiebung zwischen Ein- und Ausgangssignal des elektronischen Filters im durchzulassenden Frequenzband erreichen läßt

Das durchzulassende Frequenzband des elektronischen Filters ist durch die beiden Eckfrequenzen festgelegt, d. h. die beiden Frequenzen, die das Frequenzband begrenzen. Im vorliegenden Fall, in dem es darum geht, einen praktisch phasenverschiebungsfreien Durchgang von sinusförmigen Eingangssignalen im Frequenzbereich zwischen 50 und 60 Hz zu ermöglichen, wurden die Eckfrequenzen bei 48 und 62 Hz gewählt. Die Resonanzfrequenzen /io und /20 der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 müssen jeweils darunter- bzw. darüberliegen. Um einen annähernd symmetrischen Verlauf der Phasenverschiebung innerhalb d..s durchzulassenden Frequenzbandes zu erreichen, gilt als Dimensionierungsvorschrift, daß das geometrische Mittet der Resonanzfrequenzen ',o und /20 das arithmetische Mittel der beiden Eckfrequenzen f., und /1- ist.

. f

Hierbei is! eine der Resonanzfrequenzen unterhalb bzw. oberhalb des durchzulassenden Frequenzbandes frei wählbar, die anHere Resonanzfrequenz ist dann durch die oben angegebene Beziehung festgelegt. Im vorliegenden Beispiel wurde die Resonanzfrequenz /i. gleich 42 Hz gewählt, woraus sich die Resonanzfrequenz f_m zu 72 Hz ergibt. Unterschiedliche so ermittelte

Paare von Resonanzfrequenzen /Ίη und fm führen zu unterschiedlichen Verläufen der Dämpfung und der Phasenverschiebung als Funktion der Frequenz, des elektronischen Filters und sind für den Einzelfall zu optimieren.

In Fig. 2 ist der Frequenzgang des erfindungsgemä-Den elektronischen Filters bezüglich Dämpfungsverhalten und Phasenverschiebung für zwei Sätze von unterschiedlichen Parameterwerten a und b dargestellt. Die mit Fbezeichneten Kurven geben das Dämpfungsverhalten des elektronischen Filters im Frequenzbereich zwischen 10 und 190 Hz wieder, die mit λ bezeichneten Kurven veranschaulichen die in diesem Frequenzbereich auftretende Phasenverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal. Zur Darstellung des Dämpfungsverhaltens wurde ein willkürlicher linearer Ordip.atenrnsöstab gekühlt.

Die die Phasenverschiebung λ zwischen Eingangsund Ausgangssignal des Filters darstellenden Kurvenverläufe a und b zeigen im Frequenzbereich zwischen etwa 50 und 60 Hz einen flachen Verlauf um die Nullinie. d. h., daß innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes nahezu keine Phasenverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal auftritt. Als Eckfrequenzen I₃ und U wurden in allen hier dargestellten Fällen die Frequenzen 48 und 62 Hz verwendet. Unterhalb der unteren Eckfrequenz von 48 Hz sowie oberhalb der oberen Eckfrequenzen von 62 Hz treten schnell ansteigend beträchtliche Phasenverschiebungen auf. allerdings wirken sie in diesem Bereich nicht mehr störend. Für näher an den Eckfrequenzen h und /,· liegende Resonanzfrequenzen /Ίο und /jo erfolgt der Anstieg der Phasenverschiebungen steiler als für Resonanzfrequenzen, die weiter ab von den Eckfrequenzen liegen.

Die unter F dargestellte Dämpfung zeigt innerhalb des durch die Eckfrequenzen i, und f_c gegebenen Durchlaßbereichs des elektronischen Filters einen vergleichsweise flachen Verlauf. Zu beiden Seiten des durch die Eckfrequenzen (_a und f_c vorgegebenen Hrequenzbandes steigt die Transmission des elektronischen Filters auf einen Maximalwert an und fällt hierauf kontinuierlich ab. Wie aus F i g. 2 hervorgeht, erfolgt der Abfall nach hohen und niedrigen Frequenzen hin dann schneller, wenn die Resonanzfrequenzen /Ίο und /·>ο näher bei den Eckfrequenzen h und f_c liegen. Das erfindungsgemäße elektronische Filter weist eine vergleichsweise niedrige Dämpfung auf. Für den vorliegenden Anwendungsfall jedoch, bei dem es darum geht, eine Synchronisierspannung aus einer überwiegend mit der dritten Harmonischen überlagerten Netzspannung herzuleiten, sind auch niedrige Dämpfungsfaktoren von etwa 1 :2 aufwärts bereits ausreichen, da die in der Praxis auftretenden Oberschwingungsamplituden vergleichsweise niedrig sind.

In F i g. 3 ist der Verlauf der Phasenverschiebung λ zwischen Eingangs- und Ausgangssignal des elektronischen Fil*ers im Frequenzbereich zwischen 40 und 80 Hz dargestellt Die Verstärkung Vj₀ und V₂₀ der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung ist — wie bereits erwähnt — gleich und beträgt 2. Die Resonanzfrequenz /io des einen Bandpaßfilters 10 beträgt 45 Hz, die Resonanzfrequenz f_x des

zweiten Bandpaßfilters 20 liegt bei 70 Hz. Aufgetragen sind drei verschiedene Kurvenverläufe der Phasenverschiebung, wobei als Parameter die jeweils übereinstimmenden Güten der beteiligten Bandpaßfilter die Werte 5. J und 2, 5 annehmen. Alle Kurvenverläufe weisen drei Schnittpunkte mit der Abzisse auf, wobei zwischen je zwei Schnittpunkten entweder ein Minium oder ein Maximum des betreffenden Kurvenzuges liegt. Es ist klar ersichtlich, daß mit kleiner werdender Güte der beiden Bandpaßfilter die Nünima bzw. Maxima immer weniger ausgeprägt sind, io daß mit abnehmender Güte ein immer flacherer Verlauf der Phasenverschiebung in dem zwischen den Eckfrequenzen f, und f_r liegenden Frequenzband zustande kommt. Im vorliegenden Fall tritt bei einer Güte de· Bandpaßfilter von 2,5 im Frequenzband zwischen 50 und 60 Hz lediglich eine

Phaspnyprcr«hi^Kun£T anf₍ (ίις ΙΙΓίίίΓ 2° !Ϊ£^ηί Andererseits

beeintrpchtigt eine allzu niedrig·" Güte auch das Dämpfungsverhalten des Filters, so daß durch Variation der Parameter eine für jeden Einzelfall angemessene Optimierung und Variation der Parameter Güte, Verstärkung und Resonanzfrequenzen vorzunehmen ist. Die Lage des mittleren Nulldurchgangs ist immer das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen /Ίο und /?o. Die beiden äußeren Nulldurchgänge sind abhängig von der G^r'e der Bandpaßfilter und verschieben sich mit kleiner werdender Güte auf den mittleren Nulldurchgang hin, wobei die eingeschlossenen Extrema immer flacher verlaufen. Damit läßt .«ich für ein gewisses Frequenzband immer eine derartige Dimensionierung der beteiligten Bandpaßfilter finden, daß das elektroni-• sehe Filter einerseits bezüglich des Dämpfungsverhaltens eine Art Bandfiltercharakteristik, andererseits bezüglich der Phasenverschiebung im durchzulassenden Frequenzband einen flachen, von Null nur geringfügig abweichenden Wert aufweist.

Zusammenfassung
Elektronisches Filter

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Filter, vorzugsweise zur Gewinnung einer sinusförmigen Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters aus einer oberschwingungsbehafteten Wechselspannung. Der Einsatz üblicher Filter bedingt eine frequenzabhängige Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignal des Filters. Dies führt bei Steuersätzen für netzgeführte Stromrichter, die sowohl für 50- als auch für 60-Hz-Netze g ,»ignet sein sollen, zu Schwierigkeiten. Das vorliegende elektronische Filter verursacht innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes nahezu keine Phasenverschiebung. Erfindungsgemäß ist die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung den Eingängen (R 11, R 12) von zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern (10, 20) zugeführt deren Ausgangssignale am Eingang eines Summiergliedes (30) anstehen. Der Ausgang des Summiergliedes (30) bildet den Ausgang des elektronischen Filters. Die Resonanzfrequenz (Zi₀) des einen Bandpaßfilters (10) liegt unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes (h—U), die Resonanzfrequenz f/20) des anderen Bandpaßfilters (20) oberhalb dieses Frequenzbandes.

Hierzu 2 Blatt Zeichnuneen

Claims

Patentansprüche:

1, Elektronisches Filter zur Gewinnung einer sinusförmigen Spannung, vorzugsweise Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters, aus einer oberschwingungsbehafteten Wechselspannung, dadurch gekennzeichnet, daß die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung den Eingängen (RU, R 12) von to zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern (10, 20) zugeführt ist und deren Ausgangssignale dem Eingang einer Summierstufe (30) zugeführt sind, an deren Ausgang (A) das Filterausgangssignal ansteht, und daß die Resonanzfrequenz (f_f0) des einen π Bandpaßfilters (10) unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes (f_a-f_c), die Resonanzfrequenz (fn) des anderen Bandpaßfilters (20) jedoch oberhalb dieses Frequenzbandes (f,- Qliegt.
2. Elektrooisches Filter nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen (fa /20) der beiden Bandpaßfilter (10, 20) gleich ist dem arithmetischen Mittel der beiden Eckfrequenzen (F₃, f_c) des durchzulassenden Frequenzbandes (f„ - f_c)
3. Elektronisches Filter nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Güten (Q₁₀, Q20) und die Verstärkung (Vi₀, K₂₀) der beiden Bandpaßfilier (10,20) übereinstimmen.
4. Elektronisches Filter nach einem der Patentan- ω spräche 1 b:_ 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Bandpaßfilter (10, 20) Bandpzi»filter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt sind.