DE2820905C2 - Elektronisches Filter - Google Patents
Elektronisches FilterInfo
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
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- H—ELECTRICITY
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
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- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1217—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using a plurality of operational amplifiers
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Description
J5
Die Erfindung betrifft ein elektronisches Filter zur Gewinnung einer sinusförmigen Spannung, vorzugsweise
Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters, aus einer oberschwingungsbehafteten
Wechselspannung.
Steuersätze für netzgeführte Stromrichter benötigen eine Synchronisierspannung zur Bildung der phasengerechten
Ausgangsimpulse. Die Synchronisierspannung wird im allgemeinen aus der Netzwechselspannung
abgeleitet, die jedoch nicht zu vernachlässigende Anteile, insbesondere der dritten Harmonischen enthält.
Um eine einwandfreie sinusförmige Synchronisierspannung mit exakt liegenden Nulldurchgängen zu erhalten,
müssen Filter vorgeschaltet werden, die die der Netzfrequenz von beispielsweise 50 Hz überlagerten
höheren Harmonischen abschwächen.
Aus dem Buch mit dem Titel »Netzgeführtc Stromrichter
mit Thyristoren« von G. M ö 11 g e η, 2. Auflage,
Siemens Aktiengesellschaft, 1970, Seiten 278 und 279 ist
es bekannt, als Filter eine WC-Kombination als Oberwellentiefpaß einzusetzen. Dieses Filter wird
jeweils nur für die Frequenz der zur Ableitung der Synchronisierspannung dienenden Wechselspannung,
d. h. insbesondere der Netzspannung, ausgelegt und ist so beschaffen, daß es eine Phasenverschiebung von
4 r>
V) 60° el in bezug auf die Wechselspannung von üblicherweise
50 Hz aufweist Bei der Umrüstung auf eine Wechselspannung von 60 Hz müßte die Zeitkonstante
der ÄC-Kombination geändert werden, um die 60°-Verschiebung in bezug auf diese erhöhte Frequenz der zur
Ableitung der Synchronisierspannung dienenden Wechselspannung beizubehalten. Dies wird aber nicht
ausgeführt und die dabei sich ändernde Phasenv\ rschiebung von angenäherte in Kauf genommen.
Ein großer Nachteil eines derartigen aus einer ÄC-Kombination bestehenden Filters ist der, daß man
durch die Phasenverschiebung um 60° nicht phasengerecht synchronisieren kenn. Um dies doch zu ermöglichen,
wird herkömmlicherweise hinter das Filter eine monostabile Kippstufe gesetzt, die die durch das Filter
hervorgerufene Phasenverschiebung von 60° auf 180" ergänzt Nachteilig ist hierbei, daß die monostabile
Kippstufe beim Obergang von einer Wechselspannung von 50 Hz zu einer solchen von 60 Hz frequenzabhängig
nachgeführt werden muß.
Es besteht die Aufgabe, ein elektronisches Filter der eingangs genannten Art anzugeben, das innerhalb eines
vorgegebenen Frequenzbandes, vorzugsweise innerhalb eines Frequenzbandes zwischen 50 und 60 Hz, eine
Phasenverschiebung von annähernd 0° aufweist
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung
den Eingängen von zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern zugeführt ist und deren Ausgangssignal dem
Eingang einer Summierstufe zugeführt sind, an deren
Ausgang das Filterausgangssignal ansteht und daß die Resonanzfrequenz des einen Bandpaßfilters unterhalb
des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes, die Resonanzfrequenz des anderen Bandpaßfilters jedoch
oberhalb dieses Frequenzbandes liegt.
Durch Optimierung der Resonanzfrequenzen, der Güten und der Verstärkungen der beiden Bandpaßfilter
läßt sich innerhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes ein flacher Phasenvts lauf erreichen, in
dem die Phasenverschiebung zwischen Eingang- und Ausgangssignal annähernd Null ist. Innerhalb dieses
Frequenzbandes kompensieren sich die Phasenverläufe der beiden Bandpaßfilter. Der Frequenzgang der
Dämpfung des elektronischen Filters weist annähernd Bandfiltercharakteristik auf. Die Phasenverschiebung
innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes ist bei konstanter Verstärkung um so kleiner, je kleiner die
Güten der beiden Bandpaßfilter sind.
Eine hohe Symmetrie des Phasenverlaufes innerhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes wird
erreicht, wenn das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen der beiden Bandpaßfilter gleich ist dem
arithmetischen Mittel der beiden Eckfrequenzen des durchzulassenden Frequenzbandes. Dies begünstigt
einen gleichmäßigen Verlauf des Phasenganges des Filters über dem durchzulassenden Frequenzband.
Es ist vorteilhaft, wenn die Güten und Verstärkungen
der beiden Bandpaßfilter übereinstimmen. Dies bewirkt einen symmetrischen gleichmäßigen Verlauf der Phasenverschiebung
und Dämpfung über das durchzulassende Frequenzband.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind als Bandpaßfilter Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung
eingesetzt. Diese Filter weisen einen einfachen Aufbau auf und haben darüber hinaus die Eigenschaft,
daß Resonanzfrequenz, CmHc und Verstärkung durch geeignete Wahl der elektronischen Bauelemente unabhängig
voneinander vorgegeben werden können. Dies
gibt bei der Optimierung des zwei Bandpaßfilter aufweisenden elektronischen Filters die größtmögliche
Variationsfreiheit.
Die Erfindung wird im folgenden anhand der F i g. 1 bis 3 näher erläutert Dabei zeigt ι
Fi g. 1 ein Schaltbild des erfindungsgemä3en elektronischen
Filters,
F i g. 2 den Frequenzgang der Dämpfung sowie den Verlauf der Phasenverschiebung zwischen Eingang- und
Ausgangssignal des Filters für zwei Sätze von w Bandpaßfiltern mit Mehrfachgegenkopplung mit unterschiedlicher
Wahl der Resonanzfrequenzen und
Fig.3 den Frequenzgang der Phasenverschiebung
zwischen Eingangs- und Ausgangssignal für drei unterschiedliche Güten von Bandpaßfiltern mit Mehr- r>
fachgegenkopplung bei konstanter Verstärkung.
In F i g. 1 ist das Schaltbild eines solchen elektronischen
Filters dargestellt. Das an der Eingangsklemme E
anstehende Eingangssignal ist parallel zwei Bandpaßfiltern 10 und 20 zugeführt, wobei i:n vorliegenden
Ausführungsbeispiel Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt sind. Es können jedoch auch andere
Bandpaßfilter eingesetzt werden. Die Ausgangssignale der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung
stehen am Eingang einer Summierstufe 30 an, .'"> deren Ausgang die Ausgangsklemme A des elektronischen
Filters darstellt.
Bandpaßfilter mit Mehrfachgegenkopplung nach Art der in der F i g. 1 dargestellten sind beispielsweise aus
dem Buch »Halbleiter-Schaltungstechnik« von U. jo T i e t ζ e und Ch. S c h e η k , 2. Auflage, Springer-Verlag
Berlin — Heidelberg — New York 1971', Seiten 275
bis 277 bekannt.
Der schaltungstechnische Aufbau eines Bandpaßfilters mit Mehrfachgegenkopplung wird anhand des in
Fig. 1 dargestellten Bandpaßfilters 10 erläutert Das Eingangssignal wird an einen einseitig an Masse
gelegten Spannungsteiler aus den Widerständen R11
und /?31 angelegt Der Abgriff dieses Spannungsteilers
ist über einen Kondensator C21 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 1 verbunden. Dem
Kondensator C21 ist eine /?C-Kombination, bestehend aus dem Kondensator CIl sowie einem Widerstand
A 21, parallel geschaltet Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 1 ist an den V^rbindungspunkt
des Kondensators CIl mit dem Widerstand Λ 21 zurückgeführt. Der nichtinvertierende Eingang des
Operationsverstärkers 1 liegt an Masse. Das in F i g. 1 dargestellte zweite Bandpaßfilter 20 ist gleichartig
aufgebaut Die Kapazitäten der Kondensatoren CIl, ">
<' C21, C12, C22 stimmen überein. Durch geeignete
Dimensionierung der Kondensatoren CIl, C21, C12, C22 sowie der Widerstände RU, R2\ und Λ31 bzw.
der Widerstände R \% Λ 22 und /?32 werden die Güten
<?in und Qm, die Verstärkungen V\n und V20 sowie die r>r>
Resonanzfrequenzen /io und 6n der beiden Bandpaßfilter
10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung festgelegt.
Die Ausgangssignale der beiden BandpaBfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung sind den Eingangswiderständen
/?1 und Rl der konventionell aufgebau· wi
ten Summierstufe 30 zugeführt. Die Summierstufe 30 ist unter Einsatz eines Operationsverstärkers 3 aufgebaut,
wobei der in der Rückführung liegende Widerstand mit dem Bezugszeichen /?3 belegt ist. Der nichtinvertierende
Eingang des Operationsverstärkers 3 liegt an Masse. Der Ausgang des Operationsverstärkers 3 ist mit der
Ausgangsklemme A verbui<den, die das Ausgangssignal
des elektronischen Filters führt.
Der Frequenzgang dieser Parallelanordnung der zwei Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung
wird beschrieben durch:
F[Jw) =
Vio, V20: Verstärkungen der Bandpaßfilter 10 und 20
Q\o, Qa: Güten der Bandpaßfilter 10 und 20
/io, i>o: Resonanzfrequenzen der beiden Bandpaßfilter 10 und 20.
Q\o, Qa: Güten der Bandpaßfilter 10 und 20
/io, i>o: Resonanzfrequenzen der beiden Bandpaßfilter 10 und 20.
Für die Auslegung des elektronischen Filters gelten folgende Formeln, wobei hier lediglich die Formeln für
das Bandpaßfilter 10 mit Mehrfachgegenkopplung angegeben -jind. Die angegebenen Formeln gelten
selbstverständlich unter Änderung de;· indices auch für die Dimensionierung des Bandpaßfilters 20.
2 · .7 ·./■„, CII- V11,
2 ■ Q11,
2-.7 ·/,„■(■ 11 '
Qw
2 - .7 ·./„, Cl! (2
RU
R2I
«31
R2I
«31
Die Verstärkungen V,o, V20 und die Güten Qi0, Qm der
beiden beteiligten Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung stimmen beim Ausführungsbeispiel immer überein, da sich damit ein besonders
niedriger, flacher Verlauf der Phasenverschiebung zwischen Ein- und Ausgangssignal des elektronischen
Filters im durchzulassenden Frequenzband erreichen läßt
Das durchzulassende Frequenzband des elektronischen Filters ist durch die beiden Eckfrequenzen
festgelegt, d. h. die beiden Frequenzen, die das Frequenzband begrenzen. Im vorliegenden Fall, in dem
es darum geht, einen praktisch phasenverschiebungsfreien Durchgang von sinusförmigen Eingangssignalen
im Frequenzbereich zwischen 50 und 60 Hz zu ermöglichen, wurden die Eckfrequenzen bei 48 und
62 Hz gewählt. Die Resonanzfrequenzen /io und /20 der beiden Bandpaßfilter 10 und 20 müssen jeweils
darunter- bzw. darüberliegen. Um einen annähernd symmetrischen Verlauf der Phasenverschiebung innerhalb
d..s durchzulassenden Frequenzbandes zu erreichen, gilt als Dimensionierungsvorschrift, daß das
geometrische Mittet der Resonanzfrequenzen ',o und /20
das arithmetische Mittel der beiden Eckfrequenzen f., und /1- ist.
. f
Hierbei is! eine der Resonanzfrequenzen unterhalb
bzw. oberhalb des durchzulassenden Frequenzbandes frei wählbar, die anHere Resonanzfrequenz ist dann
durch die oben angegebene Beziehung festgelegt. Im vorliegenden Beispiel wurde die Resonanzfrequenz /i.
gleich 42 Hz gewählt, woraus sich die Resonanzfrequenz fm zu 72 Hz ergibt. Unterschiedliche so ermittelte
Paare von Resonanzfrequenzen /Ίη und fm führen zu
unterschiedlichen Verläufen der Dämpfung und der Phasenverschiebung als Funktion der Frequenz, des
elektronischen Filters und sind für den Einzelfall zu optimieren.
In Fig. 2 ist der Frequenzgang des erfindungsgemä-Den
elektronischen Filters bezüglich Dämpfungsverhalten und Phasenverschiebung für zwei Sätze von
unterschiedlichen Parameterwerten a und b dargestellt. Die mit Fbezeichneten Kurven geben das Dämpfungsverhalten
des elektronischen Filters im Frequenzbereich zwischen 10 und 190 Hz wieder, die mit λ
bezeichneten Kurven veranschaulichen die in diesem Frequenzbereich auftretende Phasenverschiebung zwischen
dem Eingangs- und dem Ausgangssignal. Zur Darstellung des Dämpfungsverhaltens wurde ein
willkürlicher linearer Ordip.atenrnsöstab gekühlt.
Die die Phasenverschiebung λ zwischen Eingangsund
Ausgangssignal des Filters darstellenden Kurvenverläufe a und b zeigen im Frequenzbereich zwischen
etwa 50 und 60 Hz einen flachen Verlauf um die Nullinie. d. h., daß innerhalb des durchzulassenden Frequenzbandes
nahezu keine Phasenverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangssignal auftritt. Als
Eckfrequenzen I3 und U wurden in allen hier dargestellten
Fällen die Frequenzen 48 und 62 Hz verwendet. Unterhalb der unteren Eckfrequenz von 48 Hz sowie
oberhalb der oberen Eckfrequenzen von 62 Hz treten schnell ansteigend beträchtliche Phasenverschiebungen
auf. allerdings wirken sie in diesem Bereich nicht mehr störend. Für näher an den Eckfrequenzen h und /,·
liegende Resonanzfrequenzen /Ίο und /jo erfolgt der
Anstieg der Phasenverschiebungen steiler als für Resonanzfrequenzen, die weiter ab von den Eckfrequenzen
liegen.
Die unter F dargestellte Dämpfung zeigt innerhalb des durch die Eckfrequenzen i, und fc gegebenen
Durchlaßbereichs des elektronischen Filters einen vergleichsweise flachen Verlauf. Zu beiden Seiten des
durch die Eckfrequenzen (a und fc vorgegebenen
Hrequenzbandes steigt die Transmission des elektronischen
Filters auf einen Maximalwert an und fällt hierauf kontinuierlich ab. Wie aus F i g. 2 hervorgeht, erfolgt der
Abfall nach hohen und niedrigen Frequenzen hin dann schneller, wenn die Resonanzfrequenzen /Ίο und /·>ο
näher bei den Eckfrequenzen h und fc liegen. Das
erfindungsgemäße elektronische Filter weist eine vergleichsweise niedrige Dämpfung auf. Für den
vorliegenden Anwendungsfall jedoch, bei dem es darum geht, eine Synchronisierspannung aus einer überwiegend
mit der dritten Harmonischen überlagerten Netzspannung herzuleiten, sind auch niedrige Dämpfungsfaktoren
von etwa 1 :2 aufwärts bereits ausreichen, da die in der Praxis auftretenden Oberschwingungsamplituden
vergleichsweise niedrig sind.
In F i g. 3 ist der Verlauf der Phasenverschiebung λ
zwischen Eingangs- und Ausgangssignal des elektronischen Fil*ers im Frequenzbereich zwischen 40 und
80 Hz dargestellt Die Verstärkung Vj0 und V20 der
beiden Bandpaßfilter 10 und 20 mit Mehrfachgegenkopplung ist — wie bereits erwähnt — gleich und
beträgt 2. Die Resonanzfrequenz /io des einen Bandpaßfilters
10 beträgt 45 Hz, die Resonanzfrequenz fx des
zweiten Bandpaßfilters 20 liegt bei 70 Hz. Aufgetragen sind drei verschiedene Kurvenverläufe der Phasenverschiebung,
wobei als Parameter die jeweils übereinstimmenden Güten der beteiligten Bandpaßfilter die Werte
5. J und 2, 5 annehmen. Alle Kurvenverläufe weisen drei Schnittpunkte mit der Abzisse auf, wobei zwischen je
zwei Schnittpunkten entweder ein Minium oder ein Maximum des betreffenden Kurvenzuges liegt. Es ist
klar ersichtlich, daß mit kleiner werdender Güte der beiden Bandpaßfilter die Nünima bzw. Maxima immer
weniger ausgeprägt sind, io daß mit abnehmender Güte ein immer flacherer Verlauf der Phasenverschiebung in
dem zwischen den Eckfrequenzen f, und fr liegenden
Frequenzband zustande kommt. Im vorliegenden Fall tritt bei einer Güte de· Bandpaßfilter von 2,5 im
Frequenzband zwischen 50 und 60 Hz lediglich eine
beeintrpchtigt eine allzu niedrig·" Güte auch das
Dämpfungsverhalten des Filters, so daß durch Variation der Parameter eine für jeden Einzelfall angemessene
Optimierung und Variation der Parameter Güte, Verstärkung und Resonanzfrequenzen vorzunehmen ist.
Die Lage des mittleren Nulldurchgangs ist immer das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen /Ίο und /?o.
Die beiden äußeren Nulldurchgänge sind abhängig von der Gr'e der Bandpaßfilter und verschieben sich mit
kleiner werdender Güte auf den mittleren Nulldurchgang hin, wobei die eingeschlossenen Extrema immer
flacher verlaufen. Damit läßt .«ich für ein gewisses
Frequenzband immer eine derartige Dimensionierung der beteiligten Bandpaßfilter finden, daß das elektroni-•
sehe Filter einerseits bezüglich des Dämpfungsverhaltens eine Art Bandfiltercharakteristik, andererseits
bezüglich der Phasenverschiebung im durchzulassenden Frequenzband einen flachen, von Null nur geringfügig
abweichenden Wert aufweist.
Zusammenfassung
Elektronisches Filter
Elektronisches Filter
Die Erfindung betrifft ein elektronisches Filter, vorzugsweise zur Gewinnung einer sinusförmigen
Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters aus einer oberschwingungsbehafteten
Wechselspannung. Der Einsatz üblicher Filter bedingt eine frequenzabhängige Phasenverschiebung
zwischen Eingangs- und Ausgangssignal des Filters. Dies führt bei Steuersätzen für netzgeführte Stromrichter,
die sowohl für 50- als auch für 60-Hz-Netze g ,»ignet
sein sollen, zu Schwierigkeiten. Das vorliegende elektronische Filter verursacht innerhalb des durchzulassenden
Frequenzbandes nahezu keine Phasenverschiebung. Erfindungsgemäß ist die oberschwingungsbehaftete
Wechselspannung den Eingängen (R 11, R 12)
von zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern (10, 20) zugeführt deren Ausgangssignale am Eingang eines
Summiergliedes (30) anstehen. Der Ausgang des Summiergliedes (30) bildet den Ausgang des elektronischen
Filters. Die Resonanzfrequenz (Zi0) des einen
Bandpaßfilters (10) liegt unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes (h—U), die Resonanzfrequenz
f/20) des anderen Bandpaßfilters (20)
oberhalb dieses Frequenzbandes.
Hierzu 2 Blatt Zeichnuneen
Claims (4)
- Patentansprüche:1, Elektronisches Filter zur Gewinnung einer sinusförmigen Spannung, vorzugsweise Synchronisierspannung für den Steuersatz eines netzgeführten Stromrichters, aus einer oberschwingungsbehafteten Wechselspannung, dadurch gekennzeichnet, daß die oberschwingungsbehaftete Wechselspannung den Eingängen (RU, R 12) von to zwei an sich bekannten Bandpaßfiltern (10, 20) zugeführt ist und deren Ausgangssignale dem Eingang einer Summierstufe (30) zugeführt sind, an deren Ausgang (A) das Filterausgangssignal ansteht, und daß die Resonanzfrequenz (ff0) des einen π Bandpaßfilters (10) unterhalb des vom Filter durchzulassenden Frequenzbandes (fa-fc), die Resonanzfrequenz (fn) des anderen Bandpaßfilters (20) jedoch oberhalb dieses Frequenzbandes (f,- Qliegt.
- 2. Elektrooisches Filter nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das geometrische Mittel der Resonanzfrequenzen (fa /20) der beiden Bandpaßfilter (10, 20) gleich ist dem arithmetischen Mittel der beiden Eckfrequenzen (F3, fc) des durchzulassenden Frequenzbandes (f„ - fc)
- 3. Elektronisches Filter nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Güten (Q10, Q20) und die Verstärkung (Vi0, K20) der beiden Bandpaßfilier (10,20) übereinstimmen.
- 4. Elektronisches Filter nach einem der Patentan- ω spräche 1 b:_ 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Bandpaßfilter (10, 20) Bandpzi»filter mit Mehrfachgegenkopplung eingesetzt sind.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19782820905 DE2820905C2 (de) | 1978-05-12 | 1978-05-12 | Elektronisches Filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19782820905 DE2820905C2 (de) | 1978-05-12 | 1978-05-12 | Elektronisches Filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2820905B1 DE2820905B1 (de) | 1979-08-16 |
DE2820905C2 true DE2820905C2 (de) | 1980-04-24 |
Family
ID=6039266
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19782820905 Expired DE2820905C2 (de) | 1978-05-12 | 1978-05-12 | Elektronisches Filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE2820905C2 (de) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3421645C2 (de) * | 1984-06-09 | 1994-09-08 | Bosch Gmbh Robert | Hochpaß- bzw Tiefpaßfilter |
-
1978
- 1978-05-12 DE DE19782820905 patent/DE2820905C2/de not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2820905B1 (de) | 1979-08-16 |
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