DE2452228A1

DE2452228A1 - Steuersatz

Info

Publication number: DE2452228A1
Application number: DE19742452228
Authority: DE
Inventors: Herbert Poppinger; Ludwig Schick
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1974-11-04
Filing date: 1974-11-04
Publication date: 1976-05-06
Also published as: AT336731B; FR2290076B1; FR2290076A1; YU273875A; IN142909B; ZA756794B; CH592382A5; ATA675575A; DE2452228B2; JPS5630783B2; CA1041168A; SE7512288L; IT1043605B; DE2452228C3; SE405664B; JPS5169351A; BE834618A; AU500555B2; AU8622075A; US3999114A

Description

Die Erfindung betrifft einen Steuersatz für einen fremdgeführten Stromrichter, der aus einer Synchronisierspannung und einer veränderlichen Steuergleichspannung durch Vergleich in einer Vergleichsstufe Zündimpulse für die Stromrichterventile bildet, wobei ein Glättungsglied für die Synchronisierspannung vorgesehen ist.

Solche Steuersätze sind beispielsweise aus der Literatursteile von G. Möltgen "Netzgeführte Stromrichter mit Thyristoren", Herausgeber und Verlag: Siemens AG 1967, Seiten 275 oder 280 und der DIN 41 750, Blatt 7, Seite 4, bekannt. Problematisch ist bei diesen Steuersätzen die Synchronisierung. Es können sich die Nulldurchgänge der Netzspannung, die beispielsweise die Synchronisierspannung sein kann, bei Vorhandensein von Oberschwingungen mitunter um mehrere Grade verschieben. In ungünstigen Fällen treten sogar mehrere Nulldurchgänge hintereinander auf, wenn in %etζspannung Kommutierungseinbrüche vorhanden sind, die von anderen Stromrichtern herrühren. Diese Steuersätze arbeiten daher unbefriedigend an Netzen mit variabler Frequenz und starker Verzerrung der Netzspannungsform. Als Abhilfe ist die Verwendung von RC-, LC- oder Bandfiltern als Glättungsglied für die Synchronisierspannung aus der obengenannten Literaturstelle bekannt. Diese Filter sind mit einem hohen wirtschaftlichen Aufwand beispielsweise für Drosseln verbunden, benötigen viel Platz und ihre Wirkung ist häufig nicht ausreichend. Insbesondere führen sie bei Frequenzänderungen zu Phasenverschiebungen, so daß sie an Netzen unterschiedlicher Frequenz, beispielsweise 50 Hz und 60 Hz ohne Nachjustierung nicht eingesetzt werden können.

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Es besteht die Aufgabe, einen Steuersatz der eingangs genannten Art so auszubilden j daß eine weitgehend frequenzunabhängige Glättung der Synchronisierspannung mit einfachen Mitteln sichergestellt ist»

iirfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst _s daß die Synchronisierspannung einem Verstärker zugeführt ist, dem eine Begrenzerstufe und ein erster Integrator nachgeschaltet ist und daß der Ausgang des ersten Integrators zum Eingang des Verstärkers zurückgeführt und mit der Vergleichsstufe verbunden ist.

Im erfindungsgejnäßen Steuersatz wird zur Synchronisierspannungsglättung ein geschlossener Regelkreis eingesetzt, der plötzlichen bzw. kurzzeitigen Änderungen der Synchronisierspannung nur träge folgt. Man erhält damit eine Glättung der Synchronisierspannung„ die frequenzunabhängig ist, da eine Phasenverschiebung nicht auftritt. Außerdem läßt sich die Synchronisierspannungsglättung mit einfachen Mitteln und mit wenigen Bauteilen realisieren und kann als Baustein auch in Serie gefertigt werden.

Vorteilhaft ist es, einen Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad vorzusehen, der bis zur Sättigung aussteuerbar ist und die Begrenzerstufe durch den Sättigungszustand des Verstärkers zu realisieren. Mit dieser Maßnahme wird der Aufbau des erfindungsgemäßen Steuersatzes weiter vereinfacht. Als Verstärker und für den Integrator können dabei Operationsverstärker eingesetzt sein, wobei dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers die Synchronisationsspannung zugeführt ist. Vorzugsweise ist dem Ausgang des ersten Integrators ein zweiter Integrator nachgeschaltet, dessen Ausgang mit dem Ausgang des Verstärkers über antiparallel geschaltete Bbden verbunden ist. Bei dieser Schaltung läßt sich der zweite Integrator so auslegen, daß seine Ausgangsspannung mit der Ausgangsspannung das Verstärkers wenigstens angenähert übereinstimmt» Di© Begrenzung für kurzzeitige bzw. plötzliche Änderungen der Ausgangsspannung des Verstärkers

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ist damit durch die Diodenschwellwerte gegeben. Die Glättung der Synchronisationsspannung wird damit ohne besonderen Aufwand weiter verbessert. Der zweite Integrator kann ein RC-.Glied sein, dessen Widerstand mit dem Ausgang des ersten Integrators verbunden ist und bei dem die Kapazität des Kondensators so groß gewählt ist, daß die am Kondensator abfallende Spannung sehr klein gegen die Spannung am Ausgang des ersten Integrators und ungefähr gleich der Spannung am Ausgang des Verstärkers ist. Der zweite Integrator ist damit unter Einhaltung der obengenannten Bedingungen mit Bauteilen realisiert, die weder besondere Kosten bedingen noch störanfällig sind.

Zwischen den zweiten Integrator und die antiparallel geschalteten Dioden kann ein Proportionalverstärker geschaltet sein, dessen Verstärkungsgrad veränderlich ist und es kann ein Funktionsgenerator angeordnet sein, der eine von der Frequenz der Ausgangsspannung des ersten Integrators abhängige, veränderliche Gleichspannung erzeugt, die dem Proportionalverstärker zur Veränderung seines Verstärkungsgrades zugeführt ist. Als Funktionsgenerator kann ein Frequenz-Spannungswandler vorgesehen sein. Die Begrenzung ist nun frequenzabhängig gesteuert und man erhält damit eine optimale Störspannungsunterdrückung, die in weiten Bereichen frequenzunabhängig ist. Die Beschneidung des Frequenzganges, die man bei der Begrenzung mit dem zweiten Integrator in Kauf nimmt, ist damit weitgehend aufgehoben.

Im folgenden wird der erfindungsgenäße Steuersatz beispielhaft anhand der Figuren 1 bis 5 näher erläutert. In den Figuren sind mehrere Ausführungsbeispiele des Synchronisierspannungs-Glättungsgliedes des erfindungsgemäßen Steuersatzes dargestellt. Gleiche Bauteile sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Figur 1 zeigt schematisch einen erfindungsgemäßen Steuersatz. Detailliert ist ein solcher Steuersatz beispielsweise in den obengenannten Literaturstellen beschrieben. Einer

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Impulserzeugerstufe 1 wird über einen Eingang 2 eine Synchronisierspannung und über einen Eingang 3 eine veränderliche Steuergleichspannung zugeführt. Die Synchronisierspannung liegt im gewählten Ausführungsbeispiel an einem Sägezahngenerator 4 und löst beispielsweise mit jedem NuIldurchgang eine ansteigende !Flanke der Sägezahnspannung aus. Die Sägezahnspannung des Generators 4 liegt an einem Eingang einer Vergleichsstufe 5<> deren zweitem Eingang die Steuergleichspannung zugeführt ist. Am Ausgang der Vergleichsstufe 5 steht ein Spannungsimpuls an, wenn die Sägezahnspannung größer als die Steuergleichspannung wird. Diese Spannungsimpulse werden nach Umformung und Verstärkung in nicht dargestellten Baugruppen den Thyristoren eines Stromrichters 6, der im Ausführungsbeispiel ein Wechselstromsteller ist, an dessen Klemmen 7 und 8 Wechselspannung liegt, als Zündimpulse zugeführt. In einer anderen Ausführungsform des Steuersatzes kann die Synchronisierspannung in einer Vergleichsstufe auch direkt mit der Steuergleichspannung zum Schnitt gebracht werden.

Zur Glättung der Synchronisierspannung ist ein Glättungsglied 9 vorgesehen, dem die Synchronisierspannung Ug, die beispielsweise die Netzspannung sein kann, über die Eingangsklemme 10 zugeführt ist. Die Eingangsklemme 10 ist über einen Widerstand 11 mit dem nichtinvertierenden Eingang 12a eines Operationsverstärkers 12 verbunden, dessen invertierender Eingang am Nullpotential liegt. Der Ausgang 12b des Operationsverstärkers 12 ist über einen Widerstand 13 mit dem Eingang eines mit einem Kondensator 14 als Integrator 15 beschalteten Operationsverstärker 16 verbunden. Der Ausgang 15a des Integrators 15 ist über den Widerstand 27 mit dem nichtinvertierenden Eingang 12a des Operationsverstärkers 12 und mit der Eingangsklemme 2 der .Impulserzeugerstufe 1 verbunden.

Das Glättungsglied 9 ist ein in sich geschlossener Regelkreis, mit der an der Klemme 10 liegenden Synchronisier-

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spannung Ug als primärer und der am Ausgang 15a des Integrators 15 liegenden Aus gangs spannung TJ. als sekundärer Führungsgröße, die über den Widerstand 27 auf den Eingang 12a als Verstärker 12 zurückgeführt wird. Die Verstärkung des Regelkreises ist durch das Verhältnis ~~27 der Widerstandswerte 11 und 27 gegeben. ^R11

Eine Sinusspannung TJ_Q = U_Q sin<vt am Eingang 10 bewirkt dall ^Λ her eine Sinusspannung U.= - 27 · Uq sinart am Ausgang 15a

des Integrators 15. 11

Am Ausgang 12a des Verstärkers 12 'liegt dabei die Spannung Uy = Uy . cosart. Bei einer plötzlichen sprunghaften Änderung der Synchronisierspannung Ug, wie sie beispielsweise durch Kommutierungseinbrüche hervorgerufen wird, stimmen primäre und sekundäre Führungsgröße am Eingang 12a nicht mehr überein. Wegen des hohen Verstärkungsgrades des Operationsverstärkers 12 geht die Ausgangsspannung Uy des Verstärkers 12 in Sättigung und erreicht ihren maximal möglichen Wert Uy . Der Verstärker 12 wirkt dabei als Begrenzerstufe. Die gleiche Wirkung kann man auch mit einer gesonderten Begrenzerstufe erreichen, die dem Ausgang des Verstärkers 12 nachgeschaltet ist. In beiden Fällen ist anzustreben, daß die Spannung Uy auf einen Wert begrenzt wird, der nur geringfügig größer als der größte Spannungswert der zu übertragenden ungestörten Synchronisierspannung ist. Wegen der Begrenzung erhält der Integrator 15 eine konstante Eingangsspannung und seine Ausgangsspannung U. steigt linear an, bis die sekundäre Führungsgröße die primäre Führungsgröße wieder erreicht hat oder bis die Störung beendet ist. Die Spannungen Ug, Uy und U. sind in Figur 2 über der Zeit t aufgetragen. Vom Zeitpunkt t. bis zum Zeitpunkt tp ist ein Kommutierungseinbruch für die Synchronisierspannung Ug angenommen. Die Spannung Uy nimmt in dieser Zeitspanne den durch die Begrenzung bzw. Sättigung gegebenen konstanten Spannungswert Uy_ffl an und die Ausgangsspannung U. steigt in der Zeitspanne von t₁ bis tp mit einer durch R₁-, Cj. und Uy_max gegebenen Steilheit an, wobei R₁, der Widerstandswert des Widerstandes 13 und CL. die Kapazität des Kondensators H ist. Dem Verlauf der Spannung U. ist zu entnehmen, daß der Kommutierungseinbruch weit-

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gehend ausgeglichen ist. Diese Siebung der Synchronisierspannung erfolgt praktisch frequenzunabhängig,, also ohne Phasenverschiebung» Die Ausgangsspannung XL· kann daher als geglättete Synchronisierspannung der Impulserzeugerstufe 1 zugeführt werden und man kann damit auch eine frequenzunabhängige Steuerung des beispielsweise netzgeführten Stromrich ters 6 erreichen.

Pur die obere Grenzfrequenz f„.__ der Regelstrecke erhält man folgende Beziehung!

^f _max=

Um die Störspannungseinwirkung klein zu halten, hat sich ein Verhältnis von oberer Grenzfrequenz zur Betriebsfrequenz f von f__Q__ O »5 ^als günstig erwiesen.

Bei der Schaltung nach Figur 1 wird auf einen konstanten Spannungswert begrenzt. Die Störspannungsauswirkungen können noch weiter reduziert werden, wenn zur Begrenzung eine Spannung benutzt wird, die ein Abbild der am Verstärkerausgang 12a anstehenden Spannung Uy ist. Mit der in Figur 3..gezeigten Schaltung kann diese Optimierung erreicht werden. Es ist dem Ausgang 15a des Integrators 15 ein weiterer Integrator 17 nachgeschaltet, der im Ausführungsbeispiel ein RC-Glied mit dem Widerstand 18 und dem Kondensator 19 ist, wobei der Widerstand 18 mit dem Ausgang 15a und der Kondensator mit Nullpotential verbunden ist. Der Ausgang des Integrators 17? d.h. der Abgriff 20 des RO-Gliedes 18 und 19 ist über antiparallel geschaltete Dioden 21 und 22 mit dem Eingang einer Begrenzerstufe 23 verbunden, die zwischen Operationsverstärker 12 und Integrator 15 geschaltet ist. Mit dieser Schaltung werden Störspannungen mit einer Spannung begrenzt_s deren zeitlicher Verlauf mit der Spannung Uy übereinstimmt. Dabei oiuß allerdings eine Beschneidung des 'frequenzganges in Kauf genommen werden. Es wird vorausgesetzt_? daS die Spannung IL von sinuxt

■ und die Spannung Uy von cos ort abhängte Mit dem Integrißrglieö 17 wird wieder eine von cos«rt abhängige Span-

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nung von der Ausgangsspannung TJ. abgeleitet, die über die Dioden 21 und 22 als Begrenzungsspannung an der Begrenzerstufe 23 liegt. Dabei ist der Integrator 17 so auszulegen, daß die am Kondensator 19 abfallende Spannung U₁Q wenigstens angenähert gleich der Verstarkerausgangsspannung TJy ist. TJm mit dem RC-Glied 18 und 19 eine annähernd 90° phasenverschobene, von cos or t abhängige Spannung zu erhalten, muß das Verhältnis - A sehr groß sein, was mit einer entsprechend

großen Kapazität des Kondensators 19 zu erreichen ist. Die Spannung TJ-, q am Kondensator 19 ist dann sehr klein und in der Größenordnung der Verstarkerausgangsspannung TJy. Bei einer ungestörten Sinusspannung am Eingang 10 ist die beschriebene Kosinusbegrenzung nicht wirksam, da TJy = TJ.. „ ist und diese Spannungen über die Diodenschwellwerte D der Dioden 21 und 22 entkoppelt sind. Tritt am Eingang 10 eine Störung auf, so kann sich die Spannung TJy nur maximal um einen Betrag ändern, der durch die Diodenschwellwerte gegeben ist. Die sinusförmige Spannung TJ. wird hiervon kaum mehr beeinflußt, da die Steilheit der durch die Integration im Störungszeitraum erhaltenen, linearen Kurvenstücke wegen der kleinen Eingangsspannung der Integration 15 sehr gering ist.

In Figur 4 sind die bei einer Schaltung nach Figur 3 auftretenden Spannungen TJg, TJy und TJ. über der Zeit t aufgetragen und es wurde wieder ein Kommutierungseinbruch in der Zeitspanne t,. bis tp für die Synchronisierspannung TJ„ angenommen. Die Spannung TJy am Ausgang des Verstärkers 12 kann sich nun nur noch innerhalb von Grenzen ändern, deren zeitlicher Verlauf mit der Spannung TJy übereinstimmt und deren Abweichung von TJy durch die durch die Diodenschwellwerte D ( <ϊ# 0,7V) der Dioden 21 und 22 gegeben ist. Diese Grenzen sind in Figur 4 als gestrichelte Kurven eingezeichnet, die im Abstand + D zu TJy verlaufen. Wegen der bei dieser Begrenzung nur noch geringfügigen inderungsmöglichkeit der Ausgangsspannung TJy des Verstärkers 12 erhält man nun nur noch eine geringfügige Verfälschung des Kurvenverlaufes der Ausgangsspannung TJ., wie es die Figur 4 zeigt.

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Da mit steigender Frequenz TJ. größer und TJ₁Q kleiner wird, ergibt sich bei einer Differenz, die größer oder kleiner als der Diodenschwellwert D ist, eine obere Grenzfrequenz f und eine untere Grenzfrequenz f . Setzt man in die Formel (1) für TJy = U₁ q + D ein, so erhält man für die Schaltung nach Figur 3 folgende Bezeichnungen;

Ι ο	9	= υ.	+ D	>\
	2		*^C14 ^UA**

η
	T	R₁₃ . C,	*I4 ^UA**

I9
TT

\ 9

Υ 1 + (ar. R₁₈ . O₁ Worin R₁Q der Widerstandswert des Widerstandes 19 ist.

Die Schaltung nach Figur 3 läßt sich so abwandeln, daß sie in einem weiten Bereich auch frequenzunabhängig ist und trotzdem mit optimaler Störspannungsunterdrückung arbeitet. Hierzu muß die in Zusammenhang mit Figur 3 beschriebene Begrenzung der Aus gangs spannung U-^- des Verstärkers 12 frequenzabhängig gesteuert werden. Das Blockschaltbild einer solchen frequenzabhängig gesteuerten.Begrenzung zeigt Figur 5· Zwischen den Integrator 17 und die antiparallel geschalteten Dioden 21 und 22 ist ein Proportionalverstärker 24 geschaltet, dessen Verstärkungsgrad mit einer Spannung, die am Eingang 24a liegt, zu verändern ist. Weiterhin ist ein Funktionsgenerator 25 j der eine frequenzabhängige Gleichspannung erzeugt, mit dem Ausgang des Integrators 15 verbunden. Der Funktionsgenerator 25 ist im Ausführungsbeispiel ein Frequenz-Spannungswandler. Die frequenzabhängige Ausgangsspannung des Funktionsgenerators 25 ist über eine Leitung 26 an den Eingang 24a des ProportionalVerstärkers 24 geführt. Mit dieser frequenzabhängigen Gleichspannung wird die Verstärkung des ProportionalVerstärkers 24 so beeinflußt, daß die Begrenzungsspannung immer gleich der Ausgangsspannung

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TJ-«. des Verstärkers 12 ist. Die obere Grenzfrequenz dieser Schaltungsanordnung ist damit wieder nur noch wie in Gleichung (1) von Uy_max IL- und C. . abhängig. Eine untere Grenzfrequenz gibt es bei der Schaltung nach Figur 5 nicht mehr und die Störspannungsunterdrückung ist genauso optimal, wie bei der Schaltungsanordnung nach Figur 3.

Zusammenfassend ist festzustellen, daß man mit dem erfindungsgemäßen Steuersatz eine frequenzunabhängige Glättung der Synchronisierspannung für einen großen Frequenzbereich erhält. Man kann daher diese Steuersätze für eine frequenzunabhängige Steuerung insbesondere bei netzgeführten Stromrichtern einsetzen. Hervorzuheben ist dabei der geringe Aufwand an Bauteilen. Weiterhin ist keine Justierung erforderlich, wie sie bei herkömmlichen Filtern notwendig war und auch bei einer Umstellung der letzfrequenz von beispielsweise 50 Hz auf 60 Hz ist keine Abänderung im Glättungsglied des Steuersatzes erforderlich.

7 Patentansprüche
5 Figuren

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Claims

YPA 74/3258 Patentansprüche

1. Steuersatz für einen fremdgesteuertenp fremdgeführten Stromrichter, der aus einer Synchronisierspannung und einer veränderlichen Steuergleichspannung durch Vergleich in einer Vergleichsstufe Zündimpulse für die Stromrichterventile bildet, wobei ein Glättungsglied für die Synchronisierspannung vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Synchronisierspannung (U_c) einem Verstärker (12) zugeführt ist, dem

eine Begrenzerstufe (23) und ein erster Integrator (15) nachgeschaltet" ist und daß der Ausgang (15a) des ersten Integrators zum Eingang (12a) des Verstärkers zurückgeführt und mit der Vergleichsstufe (5) verbunden ist.

2. Steuersatz nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verstärker (12) mit hohem Verstärkungsgrad vorgesehen ist, der bis zur Sättigung aussteuerbar ist und daß die Begrenzerstufe (23) durch.den Sättigungszustand des Verstärkers realisiert ist.

3. Steuersatz nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (12) ein Operationsverstärker ist, dessen nichtinvertierendem Eingang (12a) die Synchronisationsspannung (Ug) zugeführt ist.

4· Steuersatz nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß dem Ausgang (15a) des ersten Integrators (15) ein zweiter Integrator (17) nachgeschaltet ist, dessen Ausgang (20) mit dem Begrenzereingang der Begrenzerstufe (23) über antiparallel geschaltete Dioden (21, 22) verbunden ist.

5. Steuersatz nach Anspruch 4» dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Integrator (17) ein RC-G-lied (1.8, 19)'ist, dessen Widerstand mit dem Ausgang des ersten Integrators verbunden ist und bei dem die Kapazität des Kondensators so groß gewählt ist, daß die am Kondensator abfallende Spannung (U₁q) sehr klein gegen die Spannung (U») am Ausgang (12b) des Verstärkers (12) ist.

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6. Steuersatz nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den zweiten Integrator (17) und die antiparallel geschalteten Dioden (21, 22) ein Proportionalverstärker (24) geschaltet ist, dessen Verstärkungsgrad veränderlich ist und daß ein Punktionsgenerator (25) angeordnet ist, der eine von der Frequenz der Ausgangsspannung (Ua) des ersten Integrators (15) abhängige veränderliche Gleichspannung erzeugt, die im Proportionalverstärker zur Veränderung seines Verstärkungsgrades zugeführt ist.

7. Steuersatz nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Funktionsgenerator (25) ein Frequenz-Spannungswandler vorge-r sehen ist.

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